DE102008034688B4

DE102008034688B4 - Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung

Info

Publication number: DE102008034688B4
Application number: DE200810034688
Authority: DE
Inventors: Thomas Dr. Komma; Mirjam Mantel; Norbert Dr. Seliger
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens Energy Global GmbH and Co KG
Priority date: 2008-07-25
Filing date: 2008-07-25
Publication date: 2010-08-12
Anticipated expiration: 2028-07-26
Also published as: DE102008034688A1

Abstract

Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung, umfassend:
– ein erstes steuerbares Schaltelement (T1) mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer ersten Schaltstrecke, welches durch eine Ansteuerschaltung leitend oder sperrend geschaltet werden kann;
– zumindest ein zweites Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer zweiten Schaltstrecke, die seriell mit der ersten Schaltstrecke verschaltet ist, wobei die hohe Betriebspannung im nicht leitenden Zustand des ersten und des zumindest einen zweiten Schaltelements (T1; T2-1, ..., T2-n) über der ersten und der zumindest einen zweiten Schaltstrecke anliegt; und
– jeweils eine mit einem jeweiligen zweiten Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) gekoppelte passive Schaltvorrichtung, welche beim Übersteigen einer an der zweiten Schaltstrecke anliegenden Spannung das jeweilige zweite Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) leitend schaltet und ein drittes Schaltelement (D2) umfasst, das zwischen dem ersten Hauptanschluss...

Description

Die Erfindung betrifft eine Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung und umfasst ein erstes steuerbares Schaltelement mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer ersten Schaltstrecke, welches durch eine Ansteuerschaltung leitend oder sperrend geschaltet werden kann. Die Schalteinrichtung umfasst ferner zumindest ein zweites Schaltelement mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und mit einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer zweiten Schaltstrecke.
Eine Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung ist aus der DE 101 35 835 C1 bekannt. Die dort offenbarte Schalteinrichtung basiert auf einer Zusammenschaltung eines Niedervolt(NV)- und zumindest eines Hochvolt(HV)-Schaltelements. Die spezielle Art der Zusammenschaltung wird als Kaskoden-Schaltung bezeichnet. Die Schalteinrichtung dient zum Schalten eines elektrischen Stroms und ist auch in der Lage, eine hohe Betriebsspannung sicher zu sperren. Das Niedervolt-Schaltelement ist in Form eines selbstsperrenden MOSFETs ausgebildet. Eine Anzahl an seriell miteinander verschalteten Hochvolt-Schaltelementen (sog. Kaskaden-Schaltung) ist in Form von selbstleitenden Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFET) realisiert.
Die Spannungsfestigkeit der Schalteinrichtung wird durch das serielle Verschalten der Anzahl an Hochvolt-Schaltelementen erreicht. Hierbei ist zwischen jeweiligen Steueranschlüssen der Hochvolt-Schaltelemente ein Schutzelement vorgesehen, welches einen automatischen Mitnahmeeffekt bewirkt. Das Schutzelement ist so zwischen die beiden Hochvolt-Steueranschlüsse geschaltet, dass es in Richtung vom ersten zum zweiten Steueranschluss ein Durchlassverhalten und in umgekehrter Richtung ein Sperrverhalten aufweist. Sobald das erste Hochvolt-Schaltelement über das extern angesteuerte Niedervolt-Schaltelement in seinen sperrenden Zustand versetzt wird, geht auch das weitere Hochvolt-Schaltelement in den Sperrzustand über.
Wird eine Schalteinrichtung für eine höhere Sperrspannung im Bereich von mehr als 50 kV benötigt, so kann diese mit der eingangs beschriebenen Schalteinrichtung geschaltet werden. Allerdings weist die in der DE 101 35 835 C1 beschriebene Schalteinrichtung den Nachteil auf, dass das Einschalten der seriell miteinander verschalteten Hochvolt-Schaltelemente schrittweise durch den Durchbruch der in Serie geschalteten Schutzelemente erfolgt. Aufgrund der geringen Stromtragfähigkeit der selbstleitenden Schaltelemente, ist die in der DE 101 35 385 C1 beschriebene Schalteinrichtung nicht für Anwendungen geeignet, bei welchen neben einer hohen Sperrspannungsfestigkeit auch das Erfordernis hoher Lastströme besteht. In einer solchen Anwendung könnten allenfalls mehrere Schalteinrichtungen parallel geschaltet werden, wodurch allerdings der schaltungstechnische Aufwand sowie die Kosten ansteigen.
Eine Anwendung, bei der eine Schalteinrichtung eine hohe Sperrspannungsfestigkeit aufweisen und hohe Lastströme tragen können muss, besteht beispielsweise beim Betrieb von Röntgenröhren in Computertomographen. Gleichzeitig muss durch die Schalteinrichtung sichergestellt sein, dass sich alle in Serie verschalteten Hochvolt-Schaltelemente gleichzeitig oder zumindest nahezu gleichzeitig synchron zueinander öffnen oder schließen. Bei Computertomographen wird mittels eines Hochspannungsnetzteiles eine Gleichspannung von ca. 55 kV erzeugt. Zur Reduzierung der Strahlenbelastung wird die Spannungsquelle gepulst betrieben, wobei eine schnelle Entladung der vorhandenen Kapazitäten erfolgen muss. Die vollständige Entladung der (Hochvolt-)Kapazitäten (Kondensatoren und Leitungen, wie z. B. Kabel) mittels der Schalteinrichtung sollte innerhalb von 100 bis 200 μs erfolgen.
Schalteinrichtungen für eine derartige Anwendung umfassen die Serienschaltung einer Anzahl von Thyristoren oder IGBTs (Insulated Gate Bipolartransistor), welche jeweils mit einer eigenen Ansteuerschaltung gekoppelt sind. Problematisch ist hierbei, dass diese aktiven Ansteuerungen auf unterschiedlichem elektrischen Potenzial liegen. Hierdurch ergibt sich ein nicht unerheblicher schaltungstechnischer Aufwand, der auch zu höheren Kosten führt. Darüber hinaus führt die Verwendung von bipolaren Schaltelementen zu einer höheren Schaltzeit und zu höheren dynamischen Verlusten.
Aus den Dokumenten DE 30 26 040 A1 , JP 5136669 A und JP 1321723 A sind Schalteinrichtungen mit mehreren in Serie geschalteten FETs bekannt, bei denen der Steueranschluss eines ersten der FETs direkt mit einer Steuerspannungsquelle verbunden ist und der Steueranschluss eines nächsten der FETs jeweils über eine Diode mit dem Steueranschluss des vorherigen der FETs verbunden ist, und bei der der Steueranschluss des zweiten und jedes weiteren der FETs über einen Widerstand mit dem Source-Anschluss des jeweiligen FETs verbunden ist.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schalteinrichtung der eingangs bezeichneten Art anzugeben, die eine hohe Sperrspannung aufweist und gleichzeitig mit geringem schaltungstechnischen Aufwand realisiert werden kann.
Diese Aufgabe wird durch eine Schalteinrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 gelöst.
Die Erfindung schafft eine Schalteinrichtung mit einem ersten steuerbaren Schaltelement mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer ersten Schaltstrecke, welche durch eine (aktive) Ansteuerschaltung leitend oder sperrend geschaltet werden kann. Die Schalteinrichtung umfasst zumindest ein zweites Schaltelement mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer zweiten Schaltstrecke, wobei die zweite Schaltstrecke seriell mit der ersten Schaltstrecke verschaltet ist. Die hohe Betriebsspannung liegt im nicht leitenden Zustand des ersten und des zumindest einen zweiten Schaltelements über der ersten und der zumindest einen zweiten Schaltstrecke an. Schließlich umfasst die Schalteinrichtung jeweils eine mit einem jeweiligen zweiten Schaltelement gekoppelte passive Schaltvorrichtung, welche beim Übersteigen einer an der zweiten Schaltstrecke anliegenden Spannung das jeweilige zweite Schaltelement leitend schaltet und ein drittes Schaltelement umfasst, das zwischen dem ersten Hauptanschluss und dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verschaltet ist.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass die Sperrspannungsfestigkeit der Schalteinrichtung durch die Serienschaltung einer beliebigen Anzahl an zweiten Schaltelementen skalierbar gesteigert werden kann. Um den Schaltungsaufwand zum Ansteuern der Mehrzahl an ersten und zweiten Schaltelementen gering zu halten, wird lediglich das erste Schaltelement durch eine aktive Ansteuerschaltung gesteuert. Das gleichzeitige oder nahezu gleichzeitige leitend oder sperrend Schalten erfolgt durch die mit einem jeweiligen zweiten Schaltelement gekoppelte passive Schaltvorrichtung, welche einen automatischen Mitnahmeeffekt bewirkt. Auch das zumindest eine zweite Schaltelement geht in den leitenden Zustand über, sobald das erste steuerbare Schaltelement durch die Ansteuerschaltung leitend geschaltet ist.
Durch die Serienschaltung einer prinzipiell beliebigen Anzahl an zweiten Schaltelementen kann über die Anzahl der in Serie geschalteten zweiten Schaltelemente eine Schalteinrichtung realisiert werden, die sich zum Schalten einer hohen Betriebsspannung eignet und die insbesondere auch eine hohe Sperrspannung aufweist. Hierbei ist sichergestellt, dass ein beinahe gleichzeitiges Ein- und Ausschalten des ersten und der zweiten Schaltelemente erfolgt, um die schnelle Entladung eines Hochvolt-Kondensators zu ermöglichen und eine Zerstörung der Schaltelemente zu vermeiden. Unter einer hohen Spannung wird im Rahmen der vorliegenden Beschreibung insbesondere eine Spannung von mehr als 50 kV verstanden.
Ein weiterer Vorteil der Schalteinrichtung besteht darin, dass der erforderliche Schaltungsaufwand gegenüber einer Serienschaltung bipolarer Schaltelemente inklusive deren Ansteuerschaltungen deutlich reduziert ist. Dadurch reduziert sich auch der Platzbedarf für die Schalteinrichtung.
Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung ist das dritte Schaltelement seriell mit einem Widerstand zur Begrenzung eines durch das dritte Schaltelement fließenden Stromes verschaltet. Zweckmäßigerweise ist das dritte Schaltelement eine Z-Diode. Hierbei ist vorgesehen, dass die Z-Diode eine Durchbruchspannung aufweist, welche kleiner als die Durchbruchspannung des zweiten Schaltelements ist. Durch diese Auslegungsregel wird sichergestellt, dass die Z-Diode durchbricht, bevor ein Durchbruch des zugeordneten zweiten Schaltelements erfolgt. Durch den Durchbruch der Z-Diode wird ein Αufsteuern des zweiten Schaltelements bewirkt, so dass dieses von einem sperrenden in einen leitenden Zustand übergeht.
Die Schaltvorrichtung weist gemäß einer weiteren Ausgestaltung einen zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss verschalteten Widerstand auf. Beim Durchbruch der Z-Diode bzw. des dritten Schaltelements fließt ein Strom über den zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss verschalteten Widerstand, so dass sich über diesem eine Spannung zur Ansteuerung des zweiten Schaltelements aufbaut. Umfasst die Schaltvorrichtung als viertes Schaltelement gemäß einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung eine Z-Diode, die zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements verschaltet ist, so erfolgt eine Begrenzung der zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss anliegenden Spannung.
Die Schaltvorrichtung weist gemäß einer weiteren Ausgestaltung einen zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss verschalteten Kondensator auf, der optional über eine Diode mit dem dritten Schaltelement gekoppelt ist. Mit dem Kondensator wird ein Hilfsspannungszwischenkreis bereitgestellt, der die Einschaltdauer des zweiten Schaltelements begünstigt. Die optionale Diode verhindert ein unerwünschtes Entladen des Kondensators.
Um die Zeitdauer des Öffnens des zweiten Schaltelements festlegen zu können, verfügt die Schalteinrichtung erfindungsgemäß über ein Mittel zur Einstellung der Einschaltdauer des zweiten Schaltelements, welches zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements geschaltet ist.
In einer einfachen Realisierungsvariante umfasst das Mittel zur Einstellung der Einschaltdauer ein zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements verschaltetes RC-Glied. Als Widerstand des RC-Glieds kann hierbei der zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss verschaltete Widerstand verwendet werden. Der Kondensator des RC-Glieds wird durch den zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss verschalteten Kondensator gebildet. Die optional mit diesem Widersand verschaltete Diode sorgt dafür, dass eine Entladung des Kondensators des RC-Glieds über das dritte und/oder vierte Schaltelement nicht erfolgen kann. Über die Dimensionierung des Widerstands kann die Zeitdauer der Entladung des Kondensators des RC-Glieds eingestellt werden, wobei während dessen Entladung sichergestellt ist, dass die über den Widerstand des RC-Glieds anliegende Spannung zur Aufsteuerung des zweiten Schaltelements ausreichend ist.
Erfindungsgemäß umfasst das Mittel zur Einstellung der Einschaltdauer eine Z-Diode zur Festlegung eines Spannungswerts, bei der die Schaltstrecke des zweiten Schaltelements geöffnet wird. Über die Z-Diode kann somit eine Abschaltschwelle festgelegt werden, bei deren Erreichen ein öffnen des zweiten Schaltelements erfolgt. Durch die Festlegung der Höhe dieser Abschaltschwelle wird gleichzeitig die Einschaltdauer des zweiten Schaltelements seit seinem Schließen bestimmt. Zweckmäßigerweise liegt der Spannungswert, bei welchem die Z-Diode das öffnen der Schaltstrecke des zweiten Schaltelements bewirkt, über einer Schwellspannung des zweiten Schaltelements. Durch diese Dimensionierung kann sichergestellt werden, dass keine Zerstörung des zweiten Schaltelements aufgrund eines instabilen Betriebsverhaltens des zweiten Schaltelements erfolgt.
Die erfindungsgemäße Schalteinrichtung weist den Vorteil auf, dass das erste Schaltelement und das zumindest eine zweite Schaltelement gleich gewählt werden können. Insbesondere können das erste Schaltelement und das zumindest eine zweite Schaltelement hinsichtlich ihrer Sperrspannung identisch ausgewählt werden. Darüber hinaus ist es möglich, kostengünstige spannungsgesteuerte Halbleiterbauelemente, z. B. in Form von Normally-Off-Bauelementen zu verwenden, welche von Haus aus eine hohe Stromtragfähigkeit aufweisen. Im Gegensatz zu der aus der DE 101 35 835 C1 bekannten Schalteinrichtung braucht nicht auf eine Vielzahl von Hochvolt-Schaltelementen in Form von teuren und in ihrer Stromtragfähigkeit eingeschränkten SiC-JFETs zurückgegriffen werden. Hierdurch lässt sich die erfindungsgemäße Schalteinrichtung einfacher und kostengünstiger realisieren. Insbesondere sind das erste Schaltelement und/oder das zumindest eine zweite Schaltelement ein spannungsgesteuertes Halbleiterbauelement, bevorzugt ein Normally-Off-Bauelement, weiter bevorzugt ein spannungsgesteuertes Hochvolt-Bauelement, wie z. B. ein selbstsperrender Hochvolt MOSFET oder -IGBT.
Eine besonders einfache Ausgestaltung der Schalteinrichtung ergibt sich dann, wenn das erste Schaltelement mit seinem zweiten Hauptanschluss mit Bezugspotenzial verbunden ist, da dann auch die (aktive) Ansteuerschaltung mit Bezugspotenzial gekoppelt werden kann.
Es ist ferner vorgesehen, dass bei einer Mehrzahl an zweiten Schaltelementen diese symmetrisch ausgebildet sind oder über ein symmetrisches Widerstandsnetzwerk symmetrisch gemacht sind. Symmetrisch bedeutet in diesem Zusammenhang, dass im sperrenden, d. h. ausgeschalteten Zustand des ersten und des zumindest einen zweiten Schaltelements sich die Betriebsspannung gleichmäßig auf sämtliche Schaltelemente aufteilt. Sofern diese Symmetrie aufgrund von Fertigungstoleranzen der einzelnen Schaltelemente nicht gegeben ist, wird diese über ein Widerstandsnetzwerk hergestellt. Die symmetrische Ausbildung der Schaltelemente ist notwendig, um das synchrone Ein- und Ausschalten der Schaltelemente der Schalteinrichtung gewährleisten zu können und eine symmetrische Spannungsaufteilung im Sperrfall zu gewährleisten. Bevorzugte Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung der der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung zugrunde liegenden Anwendung,
2 eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung,
3 einen Teil der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung aus 2, wobei eine konkrete Beschaltung eines zweiten Schaltelements dargestellt ist,
4 die Beschaltung des zweiten Schaltelements in Verbindung mit dem Spannungsverlauf zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss,
5 ein zweites Ausführungsbeispiel einer möglichen Beschaltung des zweiten Schaltelements,
6 den sich aus der in 5 gezeigten Beschaltung ergebenden Spannungsverlauf zwischen Steueranschluss und zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements,
7 ein drittes Ausführungsbeispiel einer möglichen Beschaltung des zweiten Schaltelements, und
8 den sich aus der Beschaltung gemäß 7 ergebenden Verlauf der Spannung zwischen Steueranschluss und zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements.
1 zeigt in einem Ersatzschaltbild eine der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung zugrunde liegende Anwendung. Einem Kondensator C ist eine Serienschaltung aus einem Widerstand R und einem Schalter S parallel geschaltet. An dem Kondensator C bzw. der Serienschaltung aus dem Widerstand R und dem Schalter S liegt eine durch den Schalter S zu schaltende Spannung U_DC an. Der Schalter S repräsentiert eine erfindungsgemäße Schalteinrichtung. Eine derartige Anwendung findet sich beispielsweise beim Betrieb von Röntgenröhren in Computertomographen. Mittels eines in 1 nicht dargestellten Hochspannungsnetzteiles wird die Gleichspannung U_DC erzeugt und in dem Kondensator C zwischengespeichert. Die Gleichspannung kann hierbei 50 kV oder mehr erreichen. Zum Betrieb der Röntgenröhre ist eine schnelle Entladung des Kondensators C notwendig. Diese wird durch den Schalter S bewirkt, so dass innerhalb von 100 bis 200 μs die an dem Kondensator C anliegende Spannung U_DC entladen ist.
Der Schalter S umfasst deshalb erfindungsgemäß eine Serienschaltung aus einem ersten Schaltelement T1 und einer Mehrzahl von zweiten Schaltelementen T2-1, T2-n-1 und T2-n. Das erste Schaltelement und die Anzahl an zweiten Schaltelementen sind physikalisch gleich aufgebaut und können insbesondere eine gleich hohe Sperrspannung aufnehmen. Das erste Schaltelement und die Anzahl an zweiten Schaltelementen sind beispielsweise durch spannungsgesteuerte Halbleiterbauelemente, bevorzugt Normally-Off-Bauelemente, weiter bevorzugt Hochvolt (HV)-Bauelement, wie z. B. MOSFETs oder IGBTs, gebildet.
Das erste Schaltelement T1 kann über eine Ansteuerschaltung DR aktiv leitend und sperrend geschaltet werden. Zu diesem Zweck ist das erste Schaltelement T1 mit seinem Steueranschluss (Gate G) und seinem zweiten Hauptanschluss (Source S) jeweils mit der Ansteuerschaltung DR verbunden. Mittels der Ansteuerschaltung DR kann die Spannung zwischen dem Gate und der Source des ersten Schaltelements T1 eingestellt werden, über welche festgelegt wird, ob das erste Schaltelement lei tet oder sperrt. Zwischen dem Gate G und der Source S des MOSFETs T1 ist eine Zener-Diode D21 verschaltet. Zwischen dem Gate G und einem ersten Hauptanschluss (Drain D) ist eine Serienschaltung aus einem Widerstand R2 und einer Diode D1 verschaltet. Diese Elemente stellen eine bekannte Schutzschaltung des MOSFETs T1 für den Ausschaltvorgang dar.
Mit dem Drain-Anschluss D des MOSFETs T1 ist eine Serienschaltung der Anzahl an zweiten MOSFETs T2-1, ..., T2-n verschaltet, so dass die Schaltstrecken sämtlicher MOSFETs T1, T2-1, ..., T2-n seriell miteinander verschaltet sind. Im Gegensatz zu dem ersten MOSFET T1 sind die zweiten MOSFETs T2-1, T2-n mit keiner aktiven Ansteuerschaltung verbunden. Stattdessen erfolgt das leitend und sperrend Schalten der zweiten MOSFETs T2-1, ..., T2-n über eine „passive” Schaltvorrichtung in Abhängigkeit der über die Serienschaltung des ersten und der zweiten MOSFETs anliegenden Spannung. Die prinzipielle Ausgestaltung dieser erfindungsgemäßen Schalteinrichtung ist in 2 dargestellt.
Unter Bezugnahme auf 3 wird nun die konkrete Beschaltung eines der zweiten MOSFETs T2-1 erläutert, auf die in den nachfolgenden Figuren unter der Bezeichnung „zweites Schaltelement SE” Bezug genommen wird. Die Beschaltung der weiteren zweiten MOSFETs T2-2, ..., T2-n erfolgt in identischer Weise.
Der Source-Anschluss S des zweiten MOSFETs T2-1 ist mit dem Drain-Anschluss D des ersten MOSFETs T1 gekoppelt. Der Drain-Anschluss des zweiten MOSFETs T2-1 ist mit dem Source-Anschluss des in 3 nicht dargestellten weiteren zweiten MOSFETs T2-2 gekoppelt. Zwischen dem Gate-Anschluss G des zweiten MOSFETs T2-1 und dessen Source-Anschluss S ist ein Widerstand R21 verschaltet. Parallel zu diesem Widerstand R21 ist ein Kondensator C2 verschaltet. Parallel zur Schaltstrecke des zweiten MOSFETs T2-1 ist eine Serienschaltung aus einer Z-Diode D2, einen Widerstand R2 und einer weiteren Z-Diode D21 geschaltet. Mit einem Knotenpunkt KP1 zwischen dem Widerstand R2 und der Z-Diode D21 ist ein Anodenanschluss einer Diode D22 verschaltet. Deren Kathodenanschluss ist mit dem Gate-Anschluss G des zweiten MOSFETs T2-1 verschaltet. Der Kathodenanschluss der Z-Diode D2 ist mit dem Drain-Anschluss D des zweiten MOSFETs T2-1 gekoppelt. Der Anodenanschluss ist mit dem Widerstand R2 verbunden. Der Anodenanschluss der Z-Diode D21 ist mit dem Source-Anschluss S des zweiten MOSFETs T2-1 verbunden. Der Kathodenanschluss der Z-Diode D21 ist mit dem Widerstand R2 und dem Anodenanschluss der Diode D22 verbunden.
Die Z-Diode D2 weist eine Durchbruchspannung auf, welche unter der Durchbruchspannung des zweiten MOSFETs T2-1 liegt. Beispielsweise beträgt die Durchbruchspannung der Z-Diode 1.200 V, während die Durchbruchspannung bei 1.500 V liegt. Die Z-Diode D21 weist eine Durchbruchspannung von wenigen Volt auf, um die maximal zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Source-Anschluss S des zweiten MOSFETs T2-1 anliegende Spannung auf einen erlaubten Maximalwert zu begrenzen.
Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung ist wie folgt. Zunächst befinden sich alle seriell miteinander verschalteten MOSFETs (T1; T2-1, ..., T2-n) in einem sperrenden Zustand, so dass die an dem Hochvolt-Kondensator C anliegende Spannung U_HV sich gleichmäßig über die Schaltstrecken des ersten und der Anzahl an zweiten MOSFETs verteilt (vgl. 2). Die Anzahl der zweiten MOSFETs ist dabei derart bemessen, dass die in der geschilderten Situation über einer jeweiligen Schaltstrecke anliegende Spannung unterhalb der Durchbruchspannung des jeweiligen zweiten MOSFETs liegt.
Zur Entladung des Hochvolt-Kondensators C wird der erste MOSFET T1 über die Ansteuerschaltung DR eingeschaltet, d. h. die Schaltstrecke des MOSFETs T1 wird leitend geschaltet. Da die Anzahl an zweiten MOSFETs T2-1, ..., T2-n zunächst noch sperrt, teilt sich die an dem Hochvolt-Kondensator anliegende Spannung U_HV über die Schaltstrecken der Anzahl der zweiten MOSFETs gleichmäßig auf. Über einem jeweiligen zweiten MOSFET T2-1, ..., T2-n baut sich hierbei eine Spannung auf, die größer als die Durchbruchspannung der jeweiligen Z-Diode D2, aber kleiner als die Durchbruchspannung des jeweiligen zweiten MOSFETs ist. Hierdurch kann ein Strom über den Widerstand R2, die Diode D22 und den Widerstand R21 fließen. Aufgrund der sich über den Widerstand R21 aufbauenden Spannung geht der betreffende Hochvolt-MOSFET in den leitenden Zustand über. Mittels der Z-Diode D21 wird dabei die zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Source-Anschluss S anliegende Spannung begrenzt.
Um ein bestimmungsgemäßes Funktionieren dieses „passiven” Schalteffekts zur Ansteuerung der zweiten MOSFETs T2-1, ..., T2-n gewährleisten zu können, ist es erforderlich, dass die zweiten MOSFETs T2-1, ..., T2-n symmetrisch ausgebildet oder über ein Widerstandsnetzwerk symmetrisch gemacht sind. Symmetrisch bedeutet in diesem Zusammenhang, dass im sperrenden d. h. ausgeschalteten, Zustand des ersten und der zweiten MOSFETs sich die an dem Kondensator C anliegende Betriebsspannung U_HV gleichmäßig auf die MOSFETs aufteilt. Sofern eine solche Symmetrie nicht vorliegt, wird diese über ein Widerstandsnetzwerk hergestellt. Die Symmetrie ist notwendig, um sicherzustellen, dass während des Sperrens der zweiten Schaltelemente T2-1, ..., T2-n gleich ist.
Bei ausreichender Symmetrierung der zweiten Schaltelemente T2-1, ..., T2-n schalten diese quasi gleichzeitig ein. Ist die Symmetrierung der zweiten Schaltelemente T2-1, ..., T2-n unzureichend, so erfolgt das Einschalten zunächst bei dem oder den zweiten Schaltelementen T2-1, ..., T2-n, an deren Schaltstrecke die größte Spannung anliegt. Hierdurch ergeben sich andere Spannungsverhältnisse an den übrigen zweiten Schaltelementen T2-1, ..., T2-n, so dass sich dieser Vorgang wiederholt bis alle zweiten Schaltelemente T2-1, ..., T2-n eingeschaltet sind.
Ein jeder der MOSFETs T1, T2-1, ..., T2-n bleibt so lange eingeschaltet, bis die an seinem Gate-Anschluss G anliegende Spannung über dem aus dem Widerstand R21 und dem Kondensator C2 gebildeten RC-Glied unterhalb einer jeweiligen Schwellspan nung V_th des betreffenden MOSFETs liegt. Durch die Dimensionierung des RC-Glieds kann die Schalteinrichtung derart ausgelegt werden, dass eine vollständige Entladung des Hochvolt-Kondensators C binnen der geforderten 100 bis 200 μs erfolgt. Der Kondensator C2 stellt hierbei einen Puffer für die über der Z-Diode D21 anliegende Spannung dar, damit der jeweilige MOSFET ausreichend lange entladen wird und nicht vorzeitig in einen sperrenden Zustand übergehen kann. R21 dient in diesem Fall zum Entladen des Kondensators C2, damit das Sperren des MOSFETs wieder möglich ist.
Das Ausschalten eines jeweiligen MOSFETs der Serienschaltung aus den zweiten MOSFETs erfolgt bei der in 3 gezeigten Variante dann, wenn während der Entladung des Kondensators C2 durch den Widerstand R21 die an ihm anliegende Spannung die Schwellspannung V_th unterschreitet. Der MOSFET T1 wird über die Ansteuerschaltung DR sperrend geschaltet.
In 4 ist die in Verbindung mit 3 beschriebene Verschaltung eines zweiten Schaltelements SE nochmals in Verbindung mit dem Spannungsverlauf zwischen dem Gate- und Source-Anschluss G, S des zweiten MOSFETs T2-1 dargestellt. Hierbei ist deutlich zu erkennen, dass sich der MOSFET bis zu einem Zeitpunkt t1 in einem sperrenden Zustand sich befindet, in dem die Gate-Source-Spannung V_GS = 0 ist. Sobald die Z-Diode D2 in den Durchbruch gegangen ist und sich aufgrund des über den Widerstand R21 fließenden Stroms eine Spannung zwischen dem Gate- und Source-Anschluss G, S aufbaut, steigt die Gate-Source-Spannung V_GS auf einen Wert an, der sich aus der Differenz der Spannungen an der Z-Diode D21 und der Diode D22 ergibt. Die Abklingzeit τ ergibt sich aus dem Produkt der Kapazität des Kondensators C2 und dem Widerstandswert des Widerstands R21. Zum Zeitpunkt t₂ ist der Kondensator C2 vollständig entladen und damit die Gate-Source-Spannung V_GS wiederum Null. Um zu verhindern, dass ein jeweiliger zweiter MOSFET bei Spannungen im Bereich seiner Schwellspannung V_th in einen instabilen Betriebszustand übergeht, kann die Beschaltung des zweiten MOSFETs gemäß den Ausführungsbeispielen in 5 und 7 erweitert werden. Ein instabiler Betriebszustand ist dort gegeben, wo der Bereich der Kennlinie des Drain-Stromes (Laststrom) durch den MOSFET einen positiven Temperaturkoeffizient aufweist.
Der Aufbau des zweiten Schaltelements SE in dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel unterscheidet sich im Wesentlichen durch den Ersatz des in 3 verwendeten Widerstandes R21 durch die nachfolgend beschriebene Schaltung. Der Gate-Anschluss G des zweiten MOSFETs T2 ist über einen Gate-Vorwiderstand R26 mit der Kathode der Diode D22 verbunden. Zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Source-Anschluss S des zweiten MOSFETs T2 ist die Schaltstrecke eines Bipolartransistors T22 verschaltet. Dessen Basisanschluss ist mit dem Knotenpunkt KP2 eines Spannungsteilers verbunden, welcher aus der Serienschaltung der Widerstände R24 und R25 gebildet ist. Während der Widerstand R25 mit dem Source-Anschluss des zweiten MOSFETs T2 und einem Hauptanschluss des Bipolartransistors T22 verschaltet ist, ist der Widerstand R24 über einen weiteren, seriell vorgesehenen Widerstand R23 mit dem Kathodenanschluss der Diode D22 verbunden. Parallel zur Serienschaltung der Widerstände R24, R25 ist ein Kondensator C21 sowie die Schaltstrecke eines Bipolartransistors T21 verschaltet. Dessen Basisanschluss ist mit dem Knotenpunkt KP3 eines Spannungsteilers, der die Widerstände R21 und R22 umfasst, verbunden. R22 ist mit einem Hauptanschluss des Bipolartransistors T21 und dem Source-Anschluss des zweiten MOSFETs T2 verschaltet. Der Widerstand R21 ist mit dem Anoden-Anschluss einer Z-Diode D23 verbunden. Der Kathoden-Anschluss der Z-Diode D23 ist mit dem Kathoden-Anschluss der Diode D22 verbunden. Die Durchbruchspannung der Z-Diode D23 definiert die Abschaltschwelle, d. h. diejenige Spannung, bei welcher der das MOSFET T2 abgeschaltet, d. h. in den sperrenden Zustand geschaltet wird.
Überschreitet die an dem Kondensator C2 anliegende Spannung einen Spannungswert, welcher größer ist als die Summe der Zener-Spannung von D23 und der Spannungen über R21 und R22, so fließt ein Basisstrom in den Bipolartransistor T21, wodurch der Kondensator C21 und der Spannungsteiler R24, R25 kurzgeschlossen werden. Infolge dessen kann kein Basisstrom in den Bipolartransistor T22 fließen, wodurch dieser sperrt. Aufgrund dessen liegt eine Spannung zwischen dem Gate- und dem Source-Anschluss des MOSFETs T2-1 an, welcher aufgrund der Dimensionierung der Zener-Spannung von D23 größer als seine Schwellenspannung V_th ist und damit ein Leiten ermöglicht.
Unterschreitet beim Entladen die an dem Kondensator C2 anliegende Spannung einen Spannungswert, welcher sich aus der Summe der Zener-Spannung von D23 und den Spannungen über den Widerständen R21 und R22 zusammensetzt, so geht der Bipolartransistor T21 in einen sperrenden Zustand über. Infolge dessen fließt ein Basisstrom in den Bipolartransistor T22, welcher hierdurch eingeschaltet wird und die Gate-Kapazität des MOSFETs T2 aktiv entlädt, so dass dieser schließlich ausgeschaltet wird.
Durch den Kondensator C21 kann das Einschalten des Bipolartransistors T22 bei einem Spannungsanstieg über dem Kondensator C2 verzögert werden, um einen möglichst schnellen Anstieg der Gate-Spannung zu ermöglichen.
Die Auswirkung der in 5 gezeigten Beschaltung des MOSFETs SE ist in 6 dargestellt. Es ist wiederum der zeitliche Verlauf der Gate-Source-Spannung V_GS des MOSFETs T2 dargestellt. Ferner ist in diesem Diagramm die Schwellspannung V_th des MOSFETs T2 eingezeichnet. Ein Abschalten des MOSFETs T2 wird bereits zum Zeitpunkt t₃ realisiert, zu welchem die Gate-Source-Spannung V_GS auf Null Volt zusammenbricht. Der Zeitpunkt T₃ wird hierbei durch die Dimensionierung der Zener-Spannung von D23 festgelegt. Im Gegensatz zu dem in 3 beschriebenen Ausführungsbeispiel erfolgt damit ein Abschalten des MOSFETs zu einem wesentlichen früheren Zeitpunkt (t₃ im Vergleich zu t₂, zu welchem Zeitpunkt V_GS aufgrund des RC-Gliedes in 3 0 V erreicht).
7 zeigt eine weitere, verbesserte Ansteuerung eines jeweiligen zweiten Schaltelements SE. In 8 ist wiederum der zeitliche Verlauf der Gate-Source-Spannung V_GS dargestellt.
Zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Source-Anschluss S des MOSFETs T2 ist ein Widerstand R26 verschaltet. Der Widerstand R26 ist über die Schaltstrecke eines Bipolartransistors T22 mit dem Kathodenanschluss der (Entkoppelungs-)Diode D22 verbunden. Ein Widerstand R25 verbindet den Emitter des Bipolartransistors T22 mit seinem Basisanschluss. Zur Ausbildung eines Spannungsteilers ist dem Widerstand R25 ein Widerstand R24 nachgeschaltet, welcher mit einem der Hauptanschlüsse eines weiteren Bipolartransistors T21 gekoppelt ist. Der andere Hauptanschluss des Bipolartransistors T21 ist mit dem Source-Anschluss S des MOSFETs T2 verbunden. Der Knotenpunkt KP4 des Spannungsteilers R24, R25 ist mit dem Basisanschluß des Bipolartransistors T22 verbunden. Der Basisanschluss des Bipolartransistors T21 ist mit dem Knotenpunkt KP5 eines Spannungsteilers, umfassend die Widerstände R22, R23 verbunden. Der Widerstand R23 ist ferner mit dem Source-Anschluss S des MOSFETs T2 verbunden. Der Widerstand R22 ist mit dem Knotenpunkt KP6 eines Widerstandes R21 und dem Anodenanschluss der Z-Diode D23 gekoppelt. Der Kathodenanschluss der Z-Diode D23 ist mit dem Kathodenanschluss der Diode D22 verbunden. Die Serienschaltung aus der Zener-Diode D23 und dem Widerstand R21 ist dem Kondensator C2 parallel geschaltet.
Der Widerstand R21 dient zum Einstellen des Arbeitspunktes der Zener-Diode D23. Solange die Spannung an dem Kondensator C2 größer ist als die Summe des Spannungswertes, welche sich aus der Zener-Spannung D23 und der Spannung über dem Widerstand R21 ergibt, fließt ein Basisstrom in den Bipolartransistor T21, wodurch dieser leitet. Infolge dessen fließt ebenfalls ein Basisstrom in den Bipolartransistor T22, so dass dieser ebenfalls leitet. Über den Widerstand R26 kann sich nun eine, durch die Z-Diode D21 begrenzte, Spannung aufbauen, so dass der MOSFET T2 leitet. Unterschreitet die an dem Kondensator C2 anliegende Spannung die Durchbruchspannung der Diode D23, dann sperrt zunächst T21 und infolge dessen auch der Bipolartransistor T22. Die Spannung an dem Widerstand R26 sinkt infolge dessen zu Null.
Die Auswirkung der in 7 gezeigten Beschaltung des MOSFETs SE ist in 8 dargestellt. Es ist der zeitliche Verlauf der Gate-Source-Spannung V_GS des MOSFETs T2 dargestellt. Ferner ist in diesem Diagramm die Schwellspannung V_th des MOSFETs T2 eingezeichnet. Ein Abschalten des MOSFETs T2 wird bereits zum Zeitpunkt t₃ realisiert, zu welchem die Gate-Source-Spannung V_GS auf Null Volt zusammenbricht. Der Zeitpunkt T3 wird hierbei ebenfalls durch die Dimensionierung der Zener-Spannung von D23 festgelegt. Im Gegensatz zu dem in 3 beschriebenen Ausführungsbeispiel erfolgt ein Abschalten des MOSFETs ebenfalls zu einem wesentlichen früheren Zeitpunkt (t₃ im Vergleich zu t₂, zu welchem Zeitpunkt V_GS aufgrund des RC-Gliedes in 3 0 V erreicht).
Die Erfindung weist den Vorteil einer einfachen Ansteuerung zum Sperren und Schalten einer hohen Spannung auf. Insbesondere ist eine Ansteuerschaltung für lediglich einen MOSFET (erstes Schaltelement T1) erforderlich. Im Gegensatz zur Verwendung einer Silizium-Karbid-Kaskade ist eine Schalteinrichtung unter Verwendung von Silizium-MOSFETs oder -IGBTs wesentlich kostengünstiger realisierbar. Die Symmetrierung der MOSFETs kann über eine Serienschaltung der jeweiligen Z-Dioden D2 und jeweiliger Vorwiderstände R2 erfolgen. Das sichere Ausschalten der einzelnen MOSFETs benötigt das Vorhandensein eines Pufferkondensators, der für diesen Zweck entladen werden muss. Ein weiterer Vorteil ist, dass jedes der Schaltelemente T1, T2-1, ..., T2-n einen Schutz gegenüber Überspannung aufweist.

Claims

Schalteinrichtung zum Schalten bei einer hohen Betriebsspannung, umfassend: – ein erstes steuerbares Schaltelement (T1) mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer ersten Schaltstrecke, welches durch eine Ansteuerschaltung leitend oder sperrend geschaltet werden kann; – zumindest ein zweites Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) mit einem Steueranschluss und mit einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss zur Ausbildung einer zweiten Schaltstrecke, die seriell mit der ersten Schaltstrecke verschaltet ist, wobei die hohe Betriebspannung im nicht leitenden Zustand des ersten und des zumindest einen zweiten Schaltelements (T1; T2-1, ..., T2-n) über der ersten und der zumindest einen zweiten Schaltstrecke anliegt; und – jeweils eine mit einem jeweiligen zweiten Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) gekoppelte passive Schaltvorrichtung, welche beim Übersteigen einer an der zweiten Schaltstrecke anliegenden Spannung das jeweilige zweite Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) leitend schaltet und ein drittes Schaltelement (D2) umfasst, das zwischen dem ersten Hauptanschluss und dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements (T2-1, ..., T2-n) verschaltet ist, wobei – die Schaltvorrichtung ein Mittel zur Einstellung der Einschaltdauer des zweiten Schaltelements (T2-1, ..., T2-n) aufweist, welches zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements (T2-1, ..., T2-n) verschaltet ist und – das Mittel zur Einstellung der Einschaltdauer eine erste Z-Diode (D23) zur Festlegung eines Spannungswerts umfasst, bei dem die Schaltstrecke des zweiten Schaltelements geöffnet wird.
Schalteinrichtung nach Anspruch 1, bei der das dritte Schaltelement (D2) seriell mit einem Widerstand (R2) zur Begrenzung eines durch das dritte Schaltelement (D2) fließenden Stromes verschaltet ist.
Schalteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das dritte Schaltelement (D2) eine Z-Diode ist.
Schalteinrichtung nach Anspruch 3, bei der die Z-Diode (D2) eine Durchbruchspannung aufweist, welche kleiner ist als die Durchbruchspannung des zweiten Schaltelements (T2-1, ..., T2-n).
Schalteinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltvorrichtung einen zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss verschalteten Widerstand aufweist.
Schalteinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltvorrichtung als viertes Schaltelement (D21) eine Z-Diode umfasst, die zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss des zweiten Schaltelements verschaltet ist, wobei das vierte Schaltelement (D21) eine Begrenzung der zwischen dem Steueranschluss und dem zweiten Hauptanschluss anliegenden Spannung bewirkt.
Schalteinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltvorrichtung einen zwischen dem Steueranschluss und den zweiten Hauptanschluss verschalteten Kondensator (C2) aufweist, der optional über eine Diode (D22) mit dem dritten Schaltelement (D2) gekoppelt ist.
Schalteinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Spannungswert der ersten Z-Diode (D23) über einer Schwellspannung des zweiten Schaltelements liegt.
Schalteinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der das erste Schaltelement (T1) und/oder das zumindest eine zweite Schaltelement (T2-1, ..., T2-n) ein spannungsgesteuertes Halbleiterbauelement, bevorzugt ein Normally-Off-Bauelement, weiter bevorzugt ein spannungsgesteuertes Hochvolt-Bauelement sind.
Schalteinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der das erste Schaltelement (T1) mit seinem zweiten Hauptanschluss mit Bezugspotential verbunden ist.
Schalteinrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der bei einer Mehrzahl an zweiten Schaltelementen (T2-1, ..., T2-n) diese symmetrisch ausgebildet oder über ein Widerstandsnetzwerk symmetrisch gemacht sind.