DE102009038265B3

DE102009038265B3 - Elektromagnetischer Wandler mit hoher Kraftdichte und günstigen Systemmerkmalen

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Publication number: DE102009038265B3
Application number: DE200910038265
Authority: DE
Inventors: Herbert Weh
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-08-20
Filing date: 2009-08-20
Publication date: 2011-05-12
Anticipated expiration: 2029-08-21

Abstract

Durch erhöhte Kraftdichte werden kleine Wandlerabmessungen und hohe Leistungsdichten erreicht. Die Erregung durch Permanentmagneten in Verbindung mit größerem Luftspalt ermöglicht auch bei Steigerung der Stromtragfähigkeit der Wicklung dennoch die Einhaltung hoher Wirkungsgrade. Mit einer besonderen Ausführung der Magnetanordnung lässt sich auch ein hoher Leistungsfaktor verwirklichen. Als Folge der hohen Kraftdichte und gestützt durch die Möglichkeit einer nicht überlappten Wicklung entstehen geringe Längen-Durchmesserverhältnisse. Dies wiederum ermöglicht eine aufwandsarme Anwendung von Maßnahmen zur Magnetfeldbeeinflussung, also auch zur Entregung. Es entstehen somit günstige Voraussetzungen für den Einsatz von Frequenzumrichtern mit begrenzter Auslegungsleistung, Fig. 3.

Description

Stand der Technik
Mit dem Einsatz von Permanentmagneten bei elektrischen Synchronmaschinen verbindet sich die Vorstellung, dass ein einfacher Aufbau des Erregerteils und die Reduktion der Erregerleistung im Vergleich zur elektrisch erregten Maschine vorliegen und so bereits überzeugende Argumente für den erfolgreichen Einsatz gegeben sind. Wie sich zeigt, sind jedoch mit der Einfachheit des Aufbaus, insbesondere bei Ausführung der sogenannten Flachmagnetanordnung nur mäßige Kraftdichten erzielbar, so dass unter Hinnahme eines komplexeren Rotoraufbaus die Sammlervariante in Betracht gezogen werden muss. Mit ihr verbunden sind allerdings verhältnismäßig niedrige Leistungsfaktoren, also hohe Magnetisierungsanteile der Leistung als Folge guter magnetischer Leitfähigkeit für das von den Wicklungsströmen erzeugte magnetische Feld. Daraus ergibt sich ein für größere Ströme und Spannungen zu dimensionierender Frequenzumrichter. Allerdings wird in diesem Falle die Möglichkeit verbessert, mit Hilfe eines stromwirksamen Eingriffs über den Umrichter eine Feldstellbarkeit herbeizuführen. Letztere ist insoweit jedoch als begrenzt zu betrachten, als mit dem Einsatz hoher Ströme Leistungsverluste in Wechselrichter und Maschine verbunden sind. Für viele Anwendungen werden bekanntlich auch eine Notfallentregung im stromlosen Zustand und eine Art von unerregter verlustarmer Leerlauffunktion der Maschine erwartet, die mit dieser Systemvariante nicht darstellbar ist.
Die auf der ungestörten Wechselrichterfunktion, also auf fehlerfreiem Betrieb, einer komplexen Schaltelektronik basierende Technikvariante erscheint nicht zielführend. Sie ist z. B. der Bedingung unterworfen, dass im Falle eines unvermeidlichen Schaltfehlers durch kostenträchtige Zusatzeinrichtungen elektronischer Art die Wicklung vor versehentlicher Spannungserhöhung und entsprechendem Isolationsschaden bewahrt werden muss. Die angesprochenen Problembereiche behindern den Einsatz von Wandlern mit Permanenterregung auf vielen Gebieten.
Es muss andererseits betont werden, dass der Einsatz von Frequenzumrichtern mit der Loslösung von der Netzfrequenz für die Optimierung der Magnetkreise der elektromagnetischen Wandler wichtige Möglichkeiten erschließt. Selbst wenn in Zukunft die Leistungsmerkmale der Schaltelemente nur mehr geringfügig zu verbessern sein sollten, wird sich das Konzept der Trennung von Stromlaufbereitung und Magnetfeldkonditionierung weiter durchsetzen. Durch den Einsatz von Spannungen mit gegenüber 50 Hz deutlich erhöhter Frequenz lassen sich erhebliche Verbesserungsschritte für die Magnetkreise einbringen. Die in der modernen Antriebstechnik vorhandene Tendenz zu hohen Drehzahlen und hohen Leistungsdichten bedingt den Einsatz von Frequenzumrichtern. Für Maschine und Umrichter empfiehlt sich beim heutigen Stand der verfügbaren Bauelemente allerdings die Vorsicht vor zu hohen Frequenzen. Neben der Beachtung hoher frequenzbedingter Verluste bestehen auch Festigkeitsprobleme, die mit Blick auf hohe Umfangsgeschwindigkeiten des Rotors die Anwendungsgrenzen markieren.
Für die Konzeptentwicklung würden Maßnahmen als zielführend wirken, die bei hohen Umfangsgeschwindigkeiten die Ausführung von Bandagen im Luftspaltraum zulassen und dennoch hohe Felddichten und damit eine gesteigerte Kraftwirkung ermöglichen. Auch die bislang vermisste Einflussnahme auf den Leistungsfaktor sollte Ziel der Verbesserungen sein. Zu den negativen Auswirkungen der Magnetkreisabmessungen auf das mechanische Verhalten zählt auch die axiale Länge bzw. das Verhältnis axiale Länge zu Durchmesser. Es ist bekannt, dass mit hohen Drehzahlen oft verhältnismäßig große Lagerabstände verbunden sind, die das Schwingungsverhalten ungünstig beeinträchtigen. Darüber hinaus verschließen große axiale Abmessungen einfache Möglichkeiten zur mechanischen Beeinflussung des Magnetkreises und dessen Erregungszustandes.
Die mit bisherigem Stand der Technik beschriebenen Kombinationen aus Magnetkreis, Wicklung und Wechselrichter ermöglichen nicht die gleichzeitige Verwirklichung der als wünschenswert beschriebenen Merkmale eines entsprechenden Wandlersystems höchster Kraft- und Leistungsdichte.
Entsprechend gilt es, für das im Patent beschriebene Konzept die Gestaltung einer durch Permanentmagneten erregten Magnetkreisanordnung in longitudinaler Form für lineare und rotierende Anwendung darzulegen, die dem Merkmal der starken Kraftdichtesteigerung dient, dabei nicht überlappte Wicklungen in mehrsträngiger Art einsetzt, hohe Strombeläge verwirklicht und die Feldwirkung am Luftspalt dem Wunsch nach begrenzter Blindleistungsaufnahme anpasst, so dass auch die Auslegungsleistung des Frequenzumrichters minimiert wird. Der leerlaufähnliche Entregungszustand soll dadurch erreicht werden, dass über den Magnetkreis eine Einstellbarkeit für den magnetischen Fluss entsteht. Es wird Wert darauf gelegt, dass entsprechende strombedingte Leistungsverluste der Wicklung innerhalb eines großen Bereichs der Umfangsgeschwindigkeit des Rotors den Wert von etwa 5% der mechanischen Leistung nicht überschreiten. Zusätzlich soll zur Begrenzung der Wirbelstromverluste im Eisen durch Wahl der Polteilung eine Frequenzbeschränkung stattfinden.
Beschreibung
Hohe Kraftdichte bei vergrößertem Luftspalt
Als Grundmodell der zu beschreibenden Magnetkreisanordnung des elektromagnetischen Wandlers dient eine linearisierte Ausschnittszeichnung nach 1, die zwei durch den Spalt δ_E getrennte Magnetkreisteile, das Erregerteil ET mit der Darstellung der Permanentmagnete M sowie das Reaktionsteil RT mit den stromführenden Spulen Sp zeigt. Durch die Form der Nuten mit einer am Spalt verringerten Öffnung entsteht für das magnetisch leitfähige Material Le um die Nuten die Form von Zähnen mit der kennzeichnenden Verbreiterung Lz sowie die in Längsrichtung des Flusses bestehende Jochverbindung, deren radiale Abmessung h_j eingetragen ist. Die Polbreite am Spalt ergibt sich zu b_p.
Es ist die Hauptaufgabe des Erregerteils ET, in der gezeichneten Position ein Magnetfeld ausreichender Felddichte B_f zu erzeugen, das sich im Polteilungsraster und der gegebenen Polteilung τ um die Wicklung schließt.
Form und Abmessung der Magnete sowie die Spaltraumgestaltung und das leitfähige Material um die Magnete entsprechen der Idee einer Feldoptimierung in der Weise, dass die für den Luftspalt gezeichnete Felddichte B_f einen hohen mittleren Wert B_fm innerhalb der Polteilung erreicht. Bei verhältnismäßig großem Spalt δ_E folgt die Felddichtekurve etwa dem Verlauf nach 1b. Es soll dabei beachtet werden, dass das von den Strömen I_a der Wicklung erzeugte magnetische Feld der Bedingung der hohen Kraftdichte entspricht, darüber hinaus jedoch auf einen kleinen Wert beschränkt bleibt. In diesem Sinne stellen die in den 1 und 1a gezeichneten Magnetköpfe zusammen mit den Anschrägungen der leitfähigen Elemente Lm eine verbesserte Topologievariante dar. Die Magnetkopfgeometrie ist in 1a vergrößert gezeichnet, wobei der Winkel der Anschrägung von Lm 30° beträgt. Der Kopf der Magnete hat die Breite h'_m und ist etwa doppelt so breit wie der Schaft mit seiner Ausdehnung h_m. Letzterer weist etwa die gleiche Breite auf wie die Lamellen Lm. Die Magnetteilung ist, wie in 1, als konstant anzusehen. Die senkrecht an den Spalt grenzenden Magnete bilden ein Karree, so dass jeweils beide Enden zum Luftspalt führen. Unter Berücksichtigung der Rotorkrommung treten bei rotierender Anwendung geringfügige geometrische Abweichungen gegenüber 1 auf. Die hierzu in 5 gezeichnete Darstellung basiert auf konstanten Breiten h_m der Magnete und gerader Ausführung der inneren Karreeabschnitte und kommt so einer verhältnismäßig einfachen Geometrie entgegen.
In 1 wird mit der Längenangabe l1, l2 für die beiden Magnethälften M1 und M2 darauf hingewiesen, dass zur Erzielung eines ausreichend hohen Sammelfaktors S diese Längen deutlich größer sein müssen als die Breite des zugehörigen Flusselements am Spalt. Es kann auch gesagt werden, dass der Mittelwert von l1 und l2 mindestens um den Faktor 2 größer sein soll als die halbe Polteilung.
Die in 2 gezeigte Tabelle führt zunächst das Verhältnis von maximaler Magnetfelddichte B_f zur Remanzinduktion B_r auf. Der erste Term im Nenner bringt das Verhältnis von magnetisch wirksamer Feldlinienlänge δ_E + π/6 h^x _m zur magnetisierenden Magnetbreite 2 h^x _m zur Wirkung, während der zweite Term den Einfluss des Sammelfaktors S darstellt. Durch die Magnetanordnung mit 4 Magnetenden je Polteilung ergibt sich eine Art Stufgenpyramide für den Feldverlauf in 1b. Der mit Hilfe der Wechselrichterspeisung angenähert trapezförmige Stromverlauf für den Strom I_a lässt sich in einen fiktiven rechteckförmigen Stromblock für den Strombelag A_am umwandeln. Es lässt sich zeigen, dass die mittlere Kraftdichte F_A als Produkt von A_am und B_fm zu ermitteln ist. Eine obere Grenze für B_fm wird, wie in der Tabelle aufgeführt, durch die Sättigungsgrenze der Zähne, also durch die Felddichte B_fz gesetzt. Sie liegt je nach Leitfähigkeit der verwendeten Dynamobleche bei etwa 1,8 T.
Die in 2 angegebene Gleichung für die Berechnung der Kraftdichte setzt für die Berechnung der Kraftdichte voraus, dass ähnlich der 1, die Wechselwirkung zwischen Erregerfeld und Wicklungsströmen an Magnetkreisteilen gleicher Polteilung erfolgt. Im Falle der Anwendung von sogenannten verstimmten, also ungleichen Polteilungen oder von Wicklungsteilen mit Strangversatz ergibt sich für die dann im Mittel anzusetzende Kraftdichte Ein geringfügig kleinerer Wert. Die in der Tabelle 2 aufgeführten Werte entsprechen einer Geometrie für eine einsträngige Wicklung.
Aus der Herleitung der Kraftdichte zwischen Wechselwirkung von Erregerfeld- und Wicklungsströmen folgt – dem physikalischen Modell entsprechend – die Kraft auf dass Reaktionsteil RT. Der Hinweis auf die durch Zahnsättigung bedingte Obergrenze für B_fz bedeutet bei einer Reservierung der Umfangshälfte für die Breite der Nuten eine obere Grenze für B_fm, die bei 0,85 bis 0,88 T liegt. Von diesem Wert ausgehend ergibt sich dann nach der in der Tabelle 2 angegebenen Gleichung für FA dessen Wert durch Festlegung des Strombelags A_am. Ein beliebig hoher Wert für A_am kann allerdings aus verschiedenen Gründen nicht realisiert werden. Seine Steigerung ist auch mit der Festlegung der Parameter zur Erzielung hoher Felddichten verknüpft.
Mit 3 wird das Problem der Ankerfeldbegrenzung angesprochen. Es wurde bereits erwähnt, dass hierdurch eine Minimierung der Blindleistung, die durch die Wicklung zur Magnetisierung des Ankerfeldes aufgenommen wird, möglich ist. Auch hierzu leistet die Gestaltung der Magnete im luftspaltnahen Raum ihren Beitrag.
In 3 ist das Erregerteil gegenüber der Stellung in 1 um eine halbe Polteilung verschoben. Der im Spulenquerschnitt eingetragenen Stromrichtung für die Nutdurchflutung Θ_a entspricht im Erregerteil die nach rechts zeigende Kraft F. Die Ermittlung dieser Kraft folgt nun aus der Vorstellung, dass die den Magneten zugeordneten Durchflutungen, die in 3 als Erregerströme sichtbar sind, nun mit dem von den Spulen erzeugten Felddichten B_q Wechselwirken. Das Wicklungsteil übernimmt hier die Rolle des Erregerteils, während das Strom tragende Magnetteil als Reaktionsteil fungiert. Mit dieser Sichtweise wird die Gegenkraft zu der in 1 ermittelten Kraft bestimmt. Ihre Abhängigkeit gibt Aufschluss über die Möglichkeit einer Einflussnahme auf die Ankerfelddichte B_q. In der Tabelle von 4 wird oben der Mittelwert der Ankerfelddichte B_qm in Abhängigkeit von der Wicklungsdurchflutung Θ_a und der begrenzenden Feldlinienlänge in Luft angegeben. Zum eigentlichen Eisenabstand δ_E addiert sich entsprechend 1a der von der Magnetbreite abhängige Term π/6·h^x _m und weitere Anteile, die durch δ_z erfasst werden. Die zu ermittelnde Polkraft, als Vorstufe für die Kraftdichte, folgt aus der Produktbildung zwischen Felddichte und Durchflutung. Hierbei ist mit 1a zu beachten, dass am oberen Rand des Magnetkopfes der Breite h'_m ein doppelt so hoher Durchflutungswert lokalisiert ist wie am geschrägten Unterteil des Magnetkopfes. Darüber hinaus ist der auf der Schrägung senkrecht stehende Feldeintritt dafür verantwortlich, dass die dort erzeugte Kraftkomponente überwiegend nach unten zeigt und ihre retardierende Wirkung deshalb zusätzlich auf die Hälfte verringert wird. Mit Berücksichtigung dieser Effekte ermittelt man die in der zweiten Zeile beschriebene Kraftdichte mit einem hohen Faktor proportional zu dem Produkt B_r/μ·B_qm. Da die beiden Kraftdichten nach 2 und 4 gleich groß sind, kann daraus eine Gleichung für B_qm bzw. das Verhältnis B_qm/B_fm ermittelt werden. Es erweist sich erwartungsgemäß proportional zu A_a/B_r. Man kann mit Hilfe dieser Gleichung bestätigen, dass als Folge des Magnetkopfes mit der gewählten Anschrägung zum Schaft die zur Erzeugung von Kraftdichte FA notwendige Felddichte B_qm besonders stark wirksam wurde. Der große Proportionalitätsfaktor 0,75 ist dafür ein Zeichen.
Zur Darstellung der Kraftdichte wird folglich nur ein verhältnismäßig kleiner Wert von B_qm erforderlich.
Das in der Stellung von 3 sich ausbildende Ankerfeld findet ohne besondere Maßnahmen im Kopfbereich und ohne vergrößerten Spalt bereits einen magnetischen Widerstand, der im Vergleich zu einer normalen Sammleranordnung höher ist. Durch die beschriebenen Maßnahmen tritt eine weitere Widerstandserhöhung auf.
Im Sinne der nach 4 angesprochenen Möglichkeiten bieten sich zusätzlich Schritte zur Reduktion von B_qm an. Es lassen sich im Lamellenraum und in Lr Ausnehmungen vorsehen, durch die im leitfähigen Bereich Widerstandserhöhungen wirksam werden. Ersichtlich ist, dass hierdurch mit Hilfe der zusätzlichen Spalten t1 und t2 sowie im unteren Verbindungsteil durch T1 und T2 Widerstandserhöhungen für den Verlauf des Ankerfeldes eintreten. Die eingezeichneten verbleibenden Stege sind aus mechanischen Gründen erwünscht; durch Sättigung tragen sie nur in geringem Maße zu einer Verminderung des Widerstandseffektes bei.
Zu beachten ist, dass der Einbaubereich der Widerstandsfenster so zu wählen ist, dass diese die Feldbahnen von B_qm zwar möglichst effektiv behindern, dabei jedoch die Ausbildung von B_f möglichst wenig stören. Beim Vergleich mit der in 1 gezeichneten Feldbahn für B_f kann festgestellt werden, dass deren Ausbildung durch die in 3 vorgesehenen Bahnbeschränkungen nur wenig betroffen sind. Wichtig erscheint der Hinweis, dass wie in Zeile 1 der Tabelle von 4 vermerkt, die Zusatzspalten δ_t und δ_T gegenüber dem Luftspalt δ_E mit doppelter Länge deshalb eingehen, weil die Lamellenbreite gegenüber dem Luftspaltabschnitt auf etwa den halben Wert verringert ist. Weiter kann gezeigt werden, dass mit Hilfe von Stegverbindungen quer durch den Magnetbereich die leitfähigen Abschnitte untereinander zu einer Art Gitter verbunden werden können. Hierdurch wird die gewünschte Geometrie der einzelnen Teile zueinander sichergestellt und ein Mindestmaß an mechanischem Zusammenhalt bewirkt. Die Permanentmagneten werden größtenteils in axialer Richtung eingeschoben und verklebt. Bei rotierender Anwendung lässt sich der durch radiale Kräfte beaufschlagte Läuferkörper als Folge des vergrößerten Luftspaltes mit Hilfe von Bandagen aus hochfestem Fasermaterial sichern.
Eine Folge des beschränkten Ankerfeldes besteht in der im Vergleich zur induzierten Spannung des Erregerfeldes U_f eingeschränkten induzierten Spannung des Ankerfeldes U_q. Die beiden Spannungen ergeben sich jeweils proportional zu den erwähnten mittleren B-Werten. Zur Begrenzung der Verluste werden elektromagnetische Wandler meist so betrieben, dass ihr Strom in Phase mit der zur Krafterzeugung genutzten Spannung U_f liegt. Die Spannung U_q kennzeichnet damit die Richtung des für die Blindleistung kennzeichnenden Anteils. Der Leistungsfaktor lässt sich hiermit aus dem Verhältnis der Felddichten bereits angenähert ermitteln. Wie sich zeigt, werden umso höhere Leistungsfaktoren erreicht, je geringer das Verhältnis B_q/B_f gewählt werden kann. Die Wicklungsbelastung und die Bauleistung des verwendeten Umrichters werden durch die beschriebenen Maßnahmen im günstigen Sinne beeinflusst.
Ein weiterer Hinweis auf eine mögliche Beschränkung der Baubarkeit wird durch die in der letzten Zeile der Tabelle von 4 aufgeführte Windungsspannung U_w gegeben. Letztere berechnet sich über die durch den Gesamtwert des magnetischen Feldes bestimmte Felddichte B_m, die sich aus den beiden Komponenten B_f und B_q zusammensetzt und dem Produkt aus Flussquerschnitt und der Kreisfrequenz ω folgt.
Die Spannungsgleichung zeigt, dass bei gegebenem B_m insbesondere die Produktkomponenten Ωτl zu beachten sind. So erscheint es zweckmäßig, verhältnismäßig kurze Maschinenlängen auch im Hinblick auf die Begrenzung der Windungsspannung anzustreben. Die Beschränkung der Frequenz auf einen vernünftigen Wert, der für Magnetkreis und Umrichter zweckentsprechende Baubarkeit und Verlustarmut ermöglicht, besteht dabei als zu beachtende Nebenbedingung.
Erzielbare Maschinendaten, Fig. 5; Fig. 6
Für rotierende Anwendung zeigt sich im Bereich kleiner und mittlerer Durchmesser für die Geometrie der Magnetanordnung ein zu beachtender Krümmungseinfluss. 5 gibt einen Ausschnitt, der bei einem Durchmesser von 15 cm dem Maßstab von 2:1 entspricht. Die Magnetanordnung mit einer Polteilung von 2,15 cm und 22 Polen zeigt gegenüber der linearen Anordnung nach 3 keine funktionsrelevanten Abweichungen. Die Statoranordnung mit trapezförmigen Nuten ist für Niederspannungsausführung gedacht. In 4 Zonen stehen Wicklungsabschnitte mit jeweils 5 Nuten, also insgesamt 20 Nuten zur Unterbringung der Spulen zur Verfügung. Der Versatz der Abschnitte beträgt eine halbe Polteilung. Durch 4 Stranganschnitte werden die Normal- und Tangentialkräfte am Umfang symmetrisch erzeugt. Der vergrößerte Luftspalt beträgt 1,5 mm, die radiale Nutausdehnung ist zu 0,6 r angesetzt, der Außendurchmesser beträgt 27 cm, die Länge 4,4 cm. Mit einer Umfangsgeschwindigkeit von 20 m/s und der Kraftdichte von 220 kN/m² folgt eine mechanische Leistung P von etwa 90 kW. Dies wird mit einem Strombelag A_a von 4450 A/cm erzielt. Mit den Gleichungen von Tabelle 7 werden die Maschinenmerkmale mit den Magnetkreisabmessungen verknüpft. In Zeile 1 wird dabei für F_A die Stromdichte eingeführt. Die Summe der Ströme je Nut, die Nutdurchflutung, lässt sich durch den verfügbaren Wicklungsquerschnitt q_τ multipliziert mit der Stromdichte G ersetzen. Nach Zeile 2 von 7 kann dabei die Nutfläche mit dem Parameter φ beschrieben werden.
Der Außenradius r_a steigt in diesem Fall etwas weniger als proportional zum Rotorradius r. Für den Kupfer-Füllfaktor wurde ein mittlerer Wert von f_c = 0,55 angesetzt und für die mittlere Erregerdichte der Wert B_fm = 0,85 T zugrunde gelegt. Die Ermittlung des Wicklungsvolumens ergibt sich dann mit Zeile 3 über die Bestimmung der halben Spulenlänge l_s und den Wicklungsquerschnitt. Hierbei erfasst der Faktor k das Verhältnis der im Stator bewickelten Polteilungen gegenüber der Gesamtzahl der Pole. Er liegt im Beispiel bei 0,91.
In Zeile 4 lassen sich nach bekannter Art mit Hilfe von Stromdichte und Wicklungsvolumen die Verluste der Wicklung ermitteln. Bezieht man diesen Wert auf die mechanische Leistung, so folgt nach Zeile 5 für diesen Wert die Proportion zu G/B_fm·ν_r. Die Masse der Magnetkreisteile wird im Allgemeinen als aktive Masse definiert. Sie wurde in Zeile 6 durch den Maschinenquerschnitt und die Paketlänge bestimmt und mit einer mittleren Dichte γ_m von 6,8 kg/dm³ multipliziert.
Die auf die Leistung bezogenen Werte der Wicklungsverluste und der Masse nach 6 zeigen niedrige Werte mit der für elektrische Maschinen bekannten Tendenz. Sie fallen im betrachteten Durchmesserbereich von 0,03 auf fast 0,015, während die bezogene aktive Masse von 0,16 auf 0,3 kg/kW anwächst. Zur Beurteilung der hier genannten Massenwerte soll erwähnt werden, dass diese für die Umfangsgeschwindigkeit von 20 m/s, also eine Geschwindigkeit mittlerer Größe ermittelt wurde. Allerdings ergibt sich auch für eine nur halb so hohe Geschwindigkeit mit den doppelten Beträgen für Verlust und Masse ein noch außerordentlich günstiges Ergebnis. Für die Verluste basieren diese Ergebnisse auf einer Stromdichte zwischen etwa 12 und 9,7 A/mm². Für beide Umfangsgeschwindigkeiten lassen sich ohne Änderung der Entwurfsannahmen Wirkungs-grade über 94% erwarten. Durch die gewählte Karreeanordnung der Magnete und deren besondere Ausbildung am Spalt entstehen zur Erregung hoher Felddichten B_f und zur Unterdrückung des Ankerfeldes günstige Bedingungen. Als Voraussetzung für die Bemessung sind die erwähnten Abmessungsverhältnisse zwischen Magneten und Spalt einerseits sowie zwischen Magnetlänge und Polteilung andererseits ebenso einzuhalten wie die Einführung von Leitfähigkeitsbeschränkungen für das Ankerfeld.
Aus mechanischer Sicht ist zu bedenken, dass sich für die Magnetdicke h_m Werte von weniger als 2 mm kaum verwerten lassen. Daraus ergibt sich für die Polteilung ein Mindestwert, der zwischen 20 und 25 mm liegt. Für kleinere Polteilungen erscheint es weniger wahrscheinlich, dass für B_fm ein Wert von 0,85 T realisierbar ist. Mit den gewählten Daten für die Magnetkreisabmessungen folgt neben einer hohen Erregerfelddichte B_fm eine Beschneidung der Ankerfelddichte, so dass B_qm/B_fm Werte um 0,5 und weniger aufweist. Somit liegt der zu erwartende Leistungsfaktor um 0,9 oder höher.
Für den beschriebenen Wert der Polteilung von 21,5 mm ermittelt man mit der Geschwindigkeit von 20 m/s eine Frequenz von 465 Hz.
Der Modellrechnung nach Diagramm 6 liegt die Abmessungsrelation l/D = 0,3 zugrunde. Im Axialschnitt zeigt 8 für diese Relation einen schmalen Magnetkreis. Die geringe Magnetkreislänge in axialer Richtung ermöglicht innerhalb eines leicht modifizierten Gehäuses eine verschiebliche Anordnung eines Magnetkreisteils in axialer Richtung. 8 zeigt das Beispiel der Gehäuseerweiterung für den verschiebbaren Wicklungsteil. Mit Blick auf die eingangs als erwünscht beschriebene Feldstellbarkeit entsteht so dafür die Grundlage, dies unabhängig von einer strombelasteten Wicklung zu bewirken. Der maximalen Verschiebelänge zur Vollentregung entspricht für den Stator RT dessen axiale Ausdehnung. Es ist ersichtlich, dass der Lagerabstand dabei noch als sehr begrenzt bezeichnet werden kann. Das Stellglied St, etwa ein Hydraulikzylinder, verschiebt über die Verbindungsstange Bv den Stator innerhalb der Gehäuseführung.
Im Falle eines verschiebbaren Rotors wird der Verschiebemechanismus über die Welle, bzw. Hohlwelle, bewirkt. Es lassen sich somit zwischen Vollerregung und Felddichte Null auch alle Zwischenstände einstellen. Dass der Einsatz einer mechanischen Feldstellbarkeit Vorteile zum sicheren Betrieb von Anlagen bedeutet und auch eine kostensparende Maßnahme bezüglich der elektronischen Stellglieder darstellt, wurde bereits beschrieben.

Claims

Magnetkreisanordnung in longitudinaler Form für lineare und rotierende Anwendung mit einem durch Permanentmagnete (M1, M2) erregten Magnetkreisteil (ET) mit einer Polteilung (τ), und mit einem eine Wechselstromwicklung (Sp) tragenden Teil (RT), die durch einen Luftspalt mit einer Luftspaltlänget (δ_E) voneinander getrennt sind, wobei in jeder Polteilung (τ) des Magnetkreisteils (ET) jeweils mindestens zwei U-förmige Permanentmagnete (M1, M2) mit einer mittleren Länge (l1, l2) von Magnetende zu Magnetende derart angeordnet sind, dass ihre Magnetenden am Luftspalt liegen und der erste Permanentmagnet (M1) innerhalb des zweiten Permanentmagneten (M2) angeordnet ist, und die Permanentmagnete (M1, M2) jeweils zwei zum Luftspalt gerichtete Schäfte mit einer Ausdehnung (h_m) in Bewegungsrichtung aufweisen, wobei zwischen und um die Permanentmagnete (M1, M2) des Magnetkreisteils (ET) herum magnetisch leitfähiges Material (Lm1, Lm2, Lm3) mit Ausnehmungen (T1, T2, T1', T2', t1, t2) zur Begrenzung des von der Wechselstromwicklung (Sp erzeugten magnetischen Flusses angeordnet ist, und wobei die mittlere Länge (11, 12) der Permanentmagnete (M1, M2) mindestens dem doppelten Wert der Polteilung (τ) und die Luftspaltlänge (δ_E) mehr als 5% der Polteilung (τ) entspricht sowie die Summe der Ausdehnungen (h_m) der Schäfte der Permanentmagnete (M1, M2) einer Polteilung (τ) etwa der halben Polteilung (τ) entspricht.
Magnetkreisanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Luftspaltlänge (δ_E) größer als die halbe Ausdehnung des Schaftes der Permanentmagnete (M1, M2) ist und die Magnetenden der Permanentmagnete (M1, M2) gegenüber dem Schaft eine erweiterte Breite (h_m') aufweisen.
Magnetkreisanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Übergang von Schaft zu Magnetende mit einer Schräge von etwa 30° gegenüber der Senkrechten erfolgt und das magnetisch leitfähige Material (Lm1, Lm2, Lm3) in diesem Bereich eine komplementäre Form hat.
Magnetkreisanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zahl der Magnetenden je Polteilung (τ) mehr als vier beträgt.
Magnetkreisanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselstromwicklung (Sp) des Teils (RT) abschnittsweise Spulen in gleicher Polteilung (τ) wie das Magnetkreisteil (ET) aufweist und die Mehrsträngigkeit durch Anwendung von strangversetzten Wicklungsabschnitten mit am Umfang symmetrischer Aufteilung erreicht wird, und der jeweilige Versatz der Spulen dem Phasenunterschied der speisenden Wechselströme entspricht.
Magnetkreisanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei rotierender Anwendung zur Begrenzung der Beanspruchung durch Fliehkräfte der Rotorumfang einer Bandage aus hoch festen Fasern versehen wird.
Magnetkreisanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei rotierender Anwendung das Längen/Durchmesserverhältnis kleiner als 0,5 gewählt wird und mechanische Verschiebemaßnahmen für eines der beiden Magnetkreisteile zur Entregung des Magnetkreises dienen.