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Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf eine Schutzschaltung.
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Die US 2008 / 0 007 321 A1 beschreibt eine integrierte Steuerschaltung für eine Ladungspumpe. Die integrierte Steuerschaltung für eine Ladungspumpe umfasst ein erstes Bauteil zum Regeln der Ausgangsspannung der Ladungspumpe und ein zweites Bauteil zum Erhöhen der Ausgangsspannung von der Ladepumpe mit einer vorgegebenen Rampe. Die integrierte Schaltung umfasst eine Vorrichtung zum Aktivieren dieses ersten Bauteils und zum Bereitstellen eines ersten Wertes eines Versorgungssignals in einer ersten Zeitperiode und zum Aktivieren des zweiten Bauteils und zum Bereitstellen eines zweiten Wertes der Versorgungsspannung, der größer ist als der erste Wert, in einer zweiten Zeitperiode nach der ersten Zeitperiode, in einer solchen Weise, dass die Ausgangsspannung der Ladungspumpe in einer Rampe von einem ersten Wert auf einen zweiten Wert, der größer als der erste Wert ist, ansteigt. Der zweite Wert wird durch eine Reaktivierung des ersten Bauteils festgelegt.
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Die
DE 24 27 376 A beschreibt eine Stromversorgungsanordnung, die als Konstantspannungsquelle arbeitet, wenn die Eingangsspannung größer oder gleich einem vorbestimmten Wert ist, und als Siebschaltung, wenn die Eingangsspannung kleiner als dieser Wert ist.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Schutzschaltung mit verbesserten Charakteristika zu liefern.
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Die Aufgabe wird durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs gelöst. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
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Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung erzeugen eine Schutzschaltung.
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Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sowie Schaltungen zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz, die im Rahmen der Schutzschaltung verwendet werden können, werden nachstehend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
- 1 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz, das bei der vorliegenden Erfindung verwendbar ist;
- 2 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz, die bei der vorliegenden Erfindung verwendbar ist;
- 3 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Spannungen unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, die bei der vorliegenden Erfindung verwendbar ist;
- 4 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Spannungen unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, die bei der vorliegenden Erfindung verwendbar ist;
- 5 ein schematisches Diagramm einer externen und einer internen Spannungsdomäne (Spannungsdomain) einer mehrere Spannungsdomänen umfassenden Schaltung und der jeweiligen Spannungsbereiche;
- 6 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schutzschaltung zum Schützen einer ersten bzw. internen Spannungsdomäne;
- 7 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schutzschaltung zum Schützen einer ersten bzw. internen Spannungsdomäne;
- 8 ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz, das bei der vorliegenden Erfindung verwendbar ist; und
- 9 ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Spannungen unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, das bei der vorliegenden Erfindung verwendbar ist.
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Im Folgenden werden gleiche Merkmale oder Merkmale, die dieselbe oder eine ähnliche Funktionalität liefern, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
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Der Begriff „Spannung“ kann auch als „Potential“ oder „Spannungspotential“ bezeichnet werden, und der Begriff „Spannungsdifferenz“ kann auch als „Potentialdifferenz“ oder „Spannungspotentialdifferenz“ bezeichnet werden. In der folgenden Beschreibung werden Spannungen in Bezug auf eine Referenzspannung beschrieben.
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Ausführungsbeispiele der Schaltungen können Transistoren einer beliebigen Transistortechnologie, beispielsweise einer Feldeffekttransistortechnolgie (FET) oder einer Bipolartransistortechnologie, umfassen. Deshalb werden zum Beschreiben der jeweiligen Transistoranschlüsse die folgenden, von der Technologie unabhängigen Begriffe verwendet: „Steueranschluss“ bezeichnet einen Gateanschluss oder Basisanschluss, „Sourceanschluss“ bezeichnet einen Sourceanschluss oder Emitteranschluss, und „Senkenanschluss bezeichnet einen Drainanschluss oder einen Kollektoranschluss.
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1 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung 100 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 in Abhängigkeit von einem Referenzsignal Sref. Die Schaltung umfasst einen ersten Widerstand R1, einen zweiten Widerstand R2, eine Regelschaltung 110 und einen Stromspiegel 120. Die Regelschaltung ist dahin gehend konfiguriert, einen Strom I1, der durch den ersten Widerstand R1 fließt, derart zu regeln, dass eine Spannungsdifferenz V1 über den ersten Widerstand R1 anhand des Referenzsignals Sref bestimmt wird. Der Stromspiegel 120 ist dahin gehend konfiguriert, den durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1 zu spiegeln, um einen gespiegelten Strom I2 zu erhalten, der durch den zweiten Widerstand R2 fließt, so dass die gewünschte Spannungsdifferenz V2 über den zweiten Widerstand R2 erhalten wird.
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Der durch den zweiten Widerstand fließende gespiegelte Strom I2 ist proportional zu dem durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1. Somit wird dadurch, dass ein von dem Referenzsignal Sref abhängiger Strom I1 erzeugt wird, eine gewünschte Spannungsdifferenz V2 erzeugt, die proportional zu der Spannungsdifferenz V1 über den ersten Widerstand R1 ist.
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Wie in 1 gezeigt ist, ist ein Kontakt des zweiten Widerstands R2 mit dem Stromspiegel 120 gekoppelt. Falls der andere Kontakt des zweiten Widerstands R2 mit einer Spannung, beispielsweise VDDP, gekoppelt ist, ist eine gewünschte Spannungsdifferenz V2 im Wesentlichen unabhängig von dieser Spannung VDDP.
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Ausführungsbeispiele der Schaltung 100 können somit zu Mess-, Schutz- oder sonstigen Zwecken verwendet werden, wo eine gewünschte Spannungsdifferenz V2 erforderlich ist, die im Wesentlichen unabhängig von einer Spannung VDDP ist.
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Im Folgenden wird auf der Basis der 2 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung 100 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 ausführlicher beschrieben.
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2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung 200 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz in Abhängigkeit von einem Resonanzsignal, die einen ersten Widerstand R1, einen zweiten Widerstand R2, eine Regel schaltung 110 und einen Stromspiegel 120 aufweist. Die Schaltung 200 umfasst einen ersten Strompfad 210, einen zweiten Strompfad 220 und einen dritten Strompfad 230. Der Stromspiegel 120 umfasst einen ersten Transistor M2, einen zweiten Transistor M3, einen dritten Transistor M4 und einen vierten Transistor M5.
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Die Schaltung 200 umfasst ferner einen ersten Leiter 242 zum Anlegen einer ersten Spannung VDD, einen zweiten Leiter 244 zum Anlegen einer zweiten Spannung VDDP und einen dritten Leiter 246 zum Anlegen einer dritten Spannung VGND. Das Potential des dritten Leiters kann als Referenzpotential dienen.
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Die Regelschaltung 110 umfasst einen ersten Eingangsanschluss 112, einen zweiten Eingangsanschluss 114 und einen Ausgangsanschluss 116. Eine Referenzspannung Vref kann als Referenzsignal Sref an den ersten Eingangsanschluss 112 angelegt werden. Der zweite Eingangsanschluss 114 ist mit einem Knoten K2 gekoppelt, der zwischen dem ersten Transistor M2 und dem ersten Widerstand R1 angeordnet ist, die in Reihe auf dem ersten Strompfad 210 angeordnet und gekoppelt sind. Der Ausgangsanschluss 116 der Regelschaltung 110 ist mit einem Steueranschluss G des Transistors M2 und mit einem Steueranschluss G des Transistors M3 gekoppelt.
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Die Regelschaltung 110 kann beispielsweise ein Komparator oder ein Operationsverstärker sein, bei dem der erste Eingangsanschluss den nicht invertierenden Eingangsanschluss bildet und der zweite Eingangsanschluss 114 den invertierenden Eingangsanschluss bildet.
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Der erste Strompfad 210 umfasst den ersten Transistor M2 (z.B. einen p-Kanal-MOSFET) und den ersten Widerstand R1. Ein Lastpfad des Transistors M2 und des ersten Widerstands R1 sind miteinander in Reihe gekoppelt, wobei der Senkenanschluss D oder der Drainanschluss D (MOSFET) des Transistors M2 mit einem Anschluss des ersten Widerstands R1 verbunden ist, wohingegen der andere Anschluss des Widerstands R1 mit dem dritten Leiter für die dritte Spannung VGND gekoppelt ist.
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Der zweite Strompfad 220 umfasst den zweiten Widerstand R2 und den vierten Transistor M5 (z.B. einen n-Kanal-MOSFET). Ein Lastpfad des vierten Transistors M5 und des zweiten Widerstands R2 sind auf dem zweiten Strompfad in Reihe gekoppelt, wobei ein Senkenanschluss D oder Drainanschluss D (MOSFET) des vierten Transistors M5 mit einem Anschluss des zweiten Widerstands R2 verbunden ist und der andere Anschluss des zweiten Widerstands R2 mit dem zweiten Leiter 244 für die zweite Spannung VDDP gekoppelt ist.
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Der dritte oder weitere Strompfad 230 umfasst den zweiten Transistor M3 (z.B. einen p-Kanal-MOSFET) und den dritten Transistor M4 (z.B. einen n-Kanal-MOSFET). Ein Lastpfad des zweiten Transistors M3 und des dritten Transistors M4 sind auf dem dritten Strompfad in Reihe miteinander verbunden, wobei ein Senkenanschluss oder Drainanschluss D (MOSFET) D des zweiten Transistors M3 mit einem Senkenanschluss D oder Drainanschluss D (MOSFET) D des dritten Transistors M4 und mit einem Steueranschluss G oder Gateanschluss G (MOSFET) des dritten Transistors M4 verbunden ist, wobei der Steueranschluss G wiederum mit einem Steueranschluss G oder Gateanschluss G (MOSFET) des vierten Transistors M4 gekoppelt ist. Mit anderen Worten bilden der dritte und vierte Transistor M4, M5 einen Zweitransistor-Stromspiegel, der einen Bestandteil des Viertransistor-Stromspiegels 120 darstellt.
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Ein Sourceanschluss S des ersten Transistors M2 und ein Sourceanschluss S des zweiten Transistors M3 sind miteinander und mit dem ersten Leiter 242 zum Anlegen der ersten Spannung VDD elektrisch gekoppelt. Ein Sourceanschluss S des dritten Transistors M4, ein Sourceanschluss S des vierten Transistors M5 und der Kontaktanschluss des ersten Widerstands, der nicht mit dem Senkenanschluss des ersten Transistors M2 verbunden ist, sind miteinander und mit einem dritten Leiter 246 zum Anlegen einer dritten Spannung VGND, beispielsweise Masse GND (GND = ground, Masse) verbunden.
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Die Regelschaltung 110 ist dahin gehend konfiguriert, die Spannungen an dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluss 112, 114, d.h. die Referenzspannung Vref und die Spannung an dem Knoten K2, miteinander zu vergleichen und eine Ausgangsspannung 116 oder, allgemeiner, ein Ausgangssignal zu liefern, die bzw. das von der Differenz zwischen der an den ersten Eingangsanschluss 112 angelegten Spannung und der an den zweiten Eingangsanschluss 114 angelegten Spannung abhängt. Die Regelschaltung 110 ist dahin gehend konfiguriert, die Ausgangsspannung, die an dem Ausgangsanschluss ausgegeben wird und an das Gate G des Transistors M2 geliefert wird, zu steuern, so dass eine Differenz zwischen den Spannungen, die an den ersten Eingangsanschluss 112 und an den zweiten Eingangsanschluss 114 angelegt werden, auf unter eine Spannungsdifferenzschwelle, die üblicherweise für die jeweilige verwendete Regelschaltung spezifisch ist, reduziert wird. Im Idealfall ist die Regelschaltung 110 dahin gehend konfiguriert, die Spannungsdifferenz zwischen den zwei Eingangsanschlüssen zu minimieren, so dass die Spannung an dem zweiten Eingangsanschluss bzw. an dem Knoten K2 im Wesentlichen gleich der Referenzspannung Vref ist. Mit anderen Worten wird die Spannungsdifferenz V1 über den ersten Widerstand R1 hinweg so geregelt, dass sie im Wesentlichen gleich der Referenzspannung Vref ist.
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Die Ausgangsspannung der Regelschaltung 110 wird an die Steueranschlüsse G des ersten Transistors M2 und des zweiten Transistors M3 angelegt. Somit wird durch den zweiten Transistors M3 ein dritter oder weiterer Strom I erzeugt, der durch den dritten Transistor M4 fließt und der zu dem durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1 proportional ist, d.h. I = k23 · I1, wobei k23 ein Proportionalitätsfaktor ist.
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Der dritte Transistor M4 und der vierte Transistor M5 bilden einen Zweitransistor-Stromspiegel und sind derart konfiguriert, dass der durch den zweiten Widerstand R2 fließende gespiegelte Strom 12 proportional zu dem durch den dritten Transistor M4 fließenden Strom I ist, d.h. 12 = k45 · I oder I2 = k23 · k45 ·I1, wobei k45 der entsprechende Proportionalitätsfaktor ist. Der Spannungsabfall über den zweiten Widerstand ist mit V2 bezeichnet. Bei V2 = R2 ·I2 und V1 = Vref = R1 ·I1 kann die Gleichung für V2 auch als V2 = R2 / R1 · k23 · k45 · Vref geschrieben werden, und falls R1 ein Vielfaches von R2 ist, d.h. R1 = n · R2, kann sie auch als V2 = 1/n · k23 · k45 · Vref geschrieben werden.
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Somit kann die Spannungsdifferenz V2 - zumindest ungefähr unabhängig von einer zweiten Spannung VDDP, die an den zweiten Widerstand R2 angelegt wird - auf der Basis der Referenzspannung Vref, des Verhältnisses n des ersten Widerstands R1 und des zweiten Widerstands R2 und der Proportionalitätsfaktoren k23 und k45 bestimmt werden.
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Somit können Ausführungsbeispiele der Schaltung zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz in Abhängigkeit von einem Referenzsignal oder einer Spannung ohne weiteres dahin gehend angepasst werden, verschiedene gewünschte Spannungsdifferenzen, z.B. für dieselbe Referenzspannung Vref, zu liefern, indem die Widerstandswerte des ersten Widerstands R1 und des zweiten Widerstands R2 oder ihr jeweiliges Widerstandsverhältnis n angepasst werden.
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Ferner können bei Ausführungsbeispielen von integrierten Schaltungen 100, 200 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz in Abhängigkeit von einer Referenzspannung, bei denen die integrierte Schaltung 100, 200 zwei integrierte polykristalline Widerstände R1 und R2, die auch als Polywiderstände oder Polysiliziumwiderstände bezeichnet werden, umfasst, die Absolutwerte der Polywiderstände R1, R2 auf Grund von Herstellungstoleranzen von einer Produktionscharge zur anderen variieren, jedoch variieren sie auf dieselbe Art und Weise, und somit kann das Verhältnis n der Widerstandswerte des ersten und des zweiten integrierten Polywiderstands R1 und R2 trotz der Herstellungsschwankungen sehr genau gesteuert und auf dem gewünschten Wert gehalten werden. Die genaue Steuerung des Verhältnisses der Widerstandswerte ermöglicht auch eine genaue Steuerung der gewünschten Spannungsdifferenz V2. Deshalb weisen Ausführungsbeispiele der Schaltung 100, 200 eine verringerte oder sogar vernachlässigbare Abhängigkeit und auch eine verringerte oder sogar vernachlässigbare Temperaturabhängigkeit bezüglich der gewünschten Spannungsdifferenz V2 auf.
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Bei weiteren Ausführungsbeispielen weisen der erste integrierte Widerstand R1 und der zweite integrierte Widerstand R2 dieselbe Layoutstruktur auf, und sie unterscheiden sich lediglich bezüglich ihrer Abmessungen, um die verschiedenen Widerstandswerte zu liefern.
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Weitere Ausführungsbeispiele der Schaltung 100, 200 umfassen eine Bandabstandsreferenzschaltung (Bandgapreferenzschaltung), die eine sehr genaue Referenzspannung Vref, beispielsweise bei 1,2 V, liefert, die mit dem ersten Anschluss 112 der Regelschaltung 110 verbunden werden kann, um die Referenzspannung Vref zu liefern. Derartige Ausführungsbeispiele liefern eine weitere Temperaturunabhängigkeit, da Bandabstandsreferenzschaltungen die Referenzspannung fast unabhängig bezüglich ihrer Temperatur liefern, d.h. einen Temperaturkoeffizienten von fast 0 liefern.
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In 2 umfasst der zweite Strompfad 210 einen Knoten K1 mit einer Spannung VK1, wobei die Spannungsdifferenz zwischen der zweiten Spannung VDDP des zweiten Leiters 244 und der Spannung VK1 des Knotens K1 gleich der gewünschten Spannungsdifferenz V2 über den zweiten Widerstand R2 ist.
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Bei weiteren Ausführungsbeispielen können der erste Transistor M2 und der zweite Transistor M3 dieselbe Struktur oder Layoutstruktur aufweisen und sich lediglich bezüglich ihrer Abmessungen unterscheiden, um in dem ersten und dem dritten Strompfad verschiedene Strompegel zu liefern (k23 < > 1), oder sie können sogar dieselben Abmessungen aufweisen, um in dem ersten und dem dritten Strompfad dieselben Strompegel zu liefern (k23 = 1). Desgleichen können der dritte Transistor M4 und der vierte Transistor M5 in Bezug aufeinander dieselbe Struktur oder Layoutstruktur aufweisen und sich lediglich bezüglich ihrer Abmessungen unterscheiden, um in dem zweiten und dem dritten Strompfad 220, 230 unterschiedliche Strompegel zu liefern (k44 < > 1), oder sie können sogar dieselben Abmessungen aufweisen, um für den zweiten Strompfad 220 und den dritten Strompfad 230 denselben Strompegel zu liefern (k45 = 1).
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Ausführungsbeispiele der Schaltung 200 können alternativ auch als Schaltung 200 beschrieben werden, bei der der Stromspiegel 120 einen ersten Strompfad 210', einen zweiten Strompfad 220' und einen dritten Strompfad 230 umfasst, wobei der erste Strompfad einen Transistor M2 aufweist, der mit dem ersten Widerstand R1 gekoppelt ist, um den durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1 zu liefern, wobei der dritte Strompfad 230 einen zweiten Transistor M3 und einen dritten Transistor M4 aufweist, wobei der zweite Strompfad 220' einen vierten Transistor M5 aufweist, der mit dem zweiten Widerstand gekoppelt ist, um den durch den zweiten Widerstand fließenden gespiegelten Strom zu liefern, wobei der erste Transistor M2 und der zweite Transistor M3 derart konfiguriert sind, dass der durch den dritten Strompfad fließende Strom I proportional zu einem durch den ersten Widerstand fließenden Strom 11 ist; und wobei der dritte Transistor M4 und der vierte Transistor M5 derart konfiguriert sind, dass der durch den zweiten Widerstand R2 fließende gespiegelte Strom 12 proportional zu dem durch den dritten Strompfad fließenden Strom I ist.
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Weitere Ausführungsbeispiele der Schaltung 200 umfassen eine Regelschaltung 110, die dahin gehend konfiguriert ist, den durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1 zu regeln, indem sie eine Spannung, die an einen Steueranschluss G des ersten Transistors M2 angelegt wird, regelt, und wobei die Regelschaltung 110 ferner dahin gehend konfiguriert ist, eine an einen Steueranschluss G des zweiten Transistors M3 angelegte Spannung zu regeln, und wobei ein Sourceanschluss S des ersten Transistors M2 und ein Sourceanschluss des zweiten Transistors M3 miteinander verbunden sind.
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2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Schaltung 200, bei der dieselbe Spannung an einen Steueranschluss G der Transistoren M2 und M3 angelegt wird. Bei anderen Ausführungsbeispielen kann die Regelschaltung 110 dahin gehend konfiguriert sein, verschiedene Spannungen an den Steueranschluss G des ersten Transistors und an den Steueranschluss G des zweiten Transistors zu liefern, wobei diese verschiedenen Spannungen derart bemessen sind, dass der dritte Strom I proportional zu dem durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1 ist.
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Weitere Ausführungsbeispiele der Schaltung 200 umfassen eine Regelschaltung, die dahin gehend konfiguriert ist, eine Referenzspannung Vref des Referenzsignals Sref und eine Spannung, die von einem Knoten K2 erhalten wird, der zwischen dem ersten Transistor M2 und dem ersten Widerstand R1 angeordnet ist, miteinander zu vergleichen und die an den Steueranschluss G des ersten Transistors M2 angelegte Spannung auf der Basis des Vergleichs zu regeln, so dass eine Differenz zwischen der Referenzspannung Vref und der von dem Knoten K2 erhaltenen Spannung auf unter eine gegebene Schwelle reduziert wird.
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3 zeigt ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Schaltung 300 zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Spannungen, VDDP und VDD, unter einer gewünschten Spannung V2 liegt. Die Spannung 300 umfasst eine Referenzspannung 310, einen Spannungsverschiebungswiderstand R2, einen Stromlieferanten 320 und eine Erfassungsschaltung 330. Die Referenzschaltung 310 ist dahin gehend konfiguriert, ein Referenzsignal Sref zu liefern.
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Der Stromlieferant 320 ist dahin gehend konfiguriert, das Referenzsignal Sref zu empfangen und auf der Basis des Referenzsignals Sref einen geregelten Strom 12 zu liefern, der durch den Spannungsverschiebungswiderstand R2 fließt, wobei der Stromlieferant 320 dahin gehend konfiguriert ist, den geregelten Strom 12 derart zu regeln, dass die gewünschte Spannungsdifferenz V2 über den Spannungsverschiebungswiderstand R2 anhand des Referenzsignals Sref bestimmt wird.
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Die Erfassungsschaltung 330 umfasst einen ersten Eingangsanschluss 332 und einen zweiten Eingangsanschluss 334 und ist dahin gehend konfiguriert, eine Spannung an einem ersten Spannungserfassungsschaltungseingang 332 mit einer Spannung an dem zweiten Spannungserfassungsschaltungseingang 334 zu vergleichen, um ein Vergleichsergebnissignal Sres zu erhalten, wobei der erste Spannungserfassungsschaltungseingang 332 mit einem ersten Leiter 242 für eine erste Spannung VDD der zwei Spannungen gekoppelt ist, wobei der Spannungsverschiebungswiderstand R2 zwischen einen zweiten Leiter 244 für eine zweite Spannung VDDP der zwei Spannungen und den zweiten Spannungserfassungsschaltungseingang 334 gekoppelt ist, so dass die Spannung an dem zweiten Spannungserfassungsschaltungseingang 334 um die gewünschte Spannungsdifferenz V2 von der zweiten Spannung VDDP abweicht, und wobei die Erfassungsschaltung 330 dahin gehend konfiguriert ist, das Vergleichsergebnissignal Sres zu liefern, so dass das Vergleichsergebnissignal angibt, ob die Spannungsdifferenz „VDDP - VDD“ zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD unter der gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt.
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Wie in 3 gezeigt ist, kann der zweite Komparatoreingang 334 mit einem Knoten K1 gekoppelt sein, der zwischen einen Kontakt des zweiten Widerstands R2 und den Stromlieferanten 320 in Reihe geschaltet ist, und wobei der andere Kontakt des zweiten Widerstands R2 mit dem zweiten Leiter 244 für die zweite Spannung VDDP verbunden ist. Die Spannung an dem Knoten K1 wird auch als VK1 bezeichnet und kann als VK1 = VDDP - V2 definiert sein.
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Für Ausführungsbeispiele, bei denen das Vergleichsergebnissignal Sres eine Vergleichsergebnisspannung Vres ist, die als Vres = VK1 - VDD definiert ist, ändert die Vergleichsergebnisspannung Vres ihr Vorzeichen von einem positiven Vorzeichen zu einem negativen Vorzeichen, sobald die Differenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD geringer ist als die gewünschte Spannungsdifferenz V2, d.h. VDDP - VDD < V2.
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Somit liefern Ausführungsbeispiele einer Schaltung 300 ein effizientes Mittel zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen einer ersten Spannung VDD und einer zweiten Spannung VDDP unter einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt, wobei die gewünschte Spannungsdifferenz V2 durch einen geregelten Strom 12 geliefert wird, der durch einen Spannungsverschiebungswiderstand R2 fließt, und der geregelte Strom auf der Basis eines Referenzsignals Sref oder einer Referenzspannung Vref bestimmt wird.
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Wie auf der Basis der 1 und 2 erläutert wurde, kann die gewünschte Spannungsdifferenz V2 somit im Wesentlichen unabhängig von der zweiten Spannung VDDP eingestellt werden, und Ausführungsbeispiele der Schaltung 300 können dieselben Effekte bieten, wie sie für die Schaltungen und 100 und 200 erläutert wurden.
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Ausführungsbeispiele der Schaltung 300 können beispielsweise eine Bandreferenzschaltung als Referenzschaltung 310 umfassen, um eine Referenzspannung Vref als Referenzsignal Sref zu liefern.
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Ein ausführlicheres Ausführungsbeispiel einer Schaltung 400 zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, wird auf der Basis der 4 beschrieben.
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4 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltung 400 zum Erfassen, das ähnlich dem Ausführungsbeispiel einer Schaltung 200 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 ist. Ausführungsbeispiele der Schaltung 400 umfassen zusätzlich - im Vergleich zu Ausführungsbeispielen der Schaltung 200 - eine Referenzschaltung 310, um eine Referenzspannung Vref an den ersten Eingangsanschluss der Regelschaltung 110 zu liefern, und eine Erfassungsschaltung 330.
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Die Erfassungsschaltung 330 umfasst einen Komparator als Erfassungsschaltung 330, wobei der Komparator zwei identische Transistoren M6 und M7 umfasst, wobei die zwei Transistoren M6 und M7 parallel zueinander mit einer Stromquelle 336 und mit einem Zweitransistor-Stromspiegel 338 und einem Erfassungsschaltungsausgang bzw. Komparatorausgang 336 verbunden sind. Das Gate des Transistors M7 bildet den ersten Erfassungsschaltungseingang oder Komparatoreingang 332, und das Gate des Transistors M6 bildet den zweiten Erfassungsschaltungseingang oder zweiten Komparatoreingang 334.
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Wie auf der Basis der 1 bis 3 bereits erläutert wurde, können Ausführungsbeispiele einer Schaltung 400 eine verringerte Prozessabhängigkeit und eine verringerte Temperaturabhängigkeit bezüglich ihrer Schaltungscharakteristika und insbesondere bezüglich der gewünschten Spannungsdifferenz V2 und demgemäß bezüglich der Messung der Differenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD bieten.
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5 zeigt ein schematisches Diagramm einer externen Spannungsdomäne 244 und einer internen Spannungsdomäne 242, wie sie bei integrierten Schaltungen mit verschiedenen Spannungsdomänen anzutreffen sind, wobei die interne Spannungsdomäne 242 unter Verwendung eines n-Kanal-Reihenreglers erzeugt oder mit Leistung versorgt wird. Die Differenz zwischen der externen Spannung VDDP der externen Spannungsdomäne 244 und der internen Spannung VDD der internen Spannungsdomäne 242 ist sehr gering, z.B. gemäß einer ISO-Norm lediglich 0,12 V, wobei die externe Spannung VDDP 1,62 V beträgt und die interne Spannung VDD 1,50 V beträgt. Innerhalb dieses kleinen Spannungsbereichs zwischen der externen und der internen Spannung sind die folgenden nichtüberlappenden Spannungsbereiche erforderlich (siehe 5, rechte Seite): ein externer Spannungssensorbereich 510, ein Verifikationsbereich 520 für den externen Spannungssensor und ein Überspannungsschutzbereich 530.
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6 zeigt in dem oberen Teil derselben eine Schaltung 600' (oberhalb der Strichpunktlinie), die die zuvor erwähnte erste Spannungsdomäne 242 aufweist, die über einen Reihentransistor M1 mit einer zweiten Spannungsdomäne 244 gekoppelt ist. Die erste bzw. interne Spannungsdomäne 242 umfasst eventuell lediglich einen Leiter 242 oder ein oder eine Mehrzahl von Integrierte-Schaltung-Elementen, die dahin gehend entworfen sind, durch die erste bzw. interne Spannung VDD betrieben zu werden. Desgleichen umfasst die zweite bzw. externe Spannungsdomäne eventuell lediglich einen Leiter 244 oder ein oder eine Mehrzahl von Integrierte-Schaltung-Elementen, die dahin gehend konfiguriert sind, bei der zweiten bzw. externen Spannung VDDP betrieben zu werden.
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Bei geringen Drain-Source-Spannungen (VDDP-VDD) wechselt der n-Kanal-Spannungsregeltransistor M1 von dem Sättigungsbereich in den Widerstandsbereich, und der Steueranschluss G des Regeltransistors M1 wird so hochgepumpt, dass die Spannung an dem Steueranschluss G erhöht wird. In dem Widerstandsbereich koppeln externe Spannungsspitzen (Spannungsspikes) fast ungedämpft in die interne Spannungsdomäne, mit der Folge, dass Schaltungsteile, beispielsweise das dünne Gateoxid, zerstört werden, und/oder Spannungsspitzen verändern die Funktionalität, was ein Risiko für Sicherheitssteuerungen (Sicherheitscontroller) darstellt. Außerdem sollte die Schaltung lediglich ein Minimum der Oberflächengröße bedecken und darf nicht abgeschaltet werden, was zu dem Erfordernis eines extrem geringen Stromverbrauchs führt, der beispielsweise geringer als 1 µA ist.
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Asymmetrische Komparatoren sind temperaturabhängig, prozessabhängig, abhängig von dem Komparatorstrom und weisen somit eine große Streuung von Spannungsdifferenzen auf (siehe beispielsweise den Überspannungsschutzbereich 530' in 5, die mit dem Verifikationsbereich 520 für den externen Spannungssensor überlappt).
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Nichtinvertierende Operationsverstärker erzeugen Ausgangsspannungen, die höher sind als die interne Spannung VDD. Deshalb muss der Operationsverstärker mit einer externen Spannungsversorgung verbunden sein. Dies führt zu einem großen Flächenverbrauch, z.B. auf Grund der Hochvolt-Elemente, und zu einer Störanfälligkeit gegenüber externer Spannungsversorgung. Ferner ist ein Schutz gegen eine elektrostatische Entladung (ESD - electrostatic discharge) erforderlich.
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Widerstands- oder Spannungsteiler, die mit einer externen Spannungsversorgung in Kombination mit einem Komparator verbunden sind, führen auf Grund des Erfordernisses einer ultrageringen Leistungsversorgung zu großen Widerstandsflächen.
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Der untere Teil der 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schutzschaltung 600 zum Schützen einer ersten Spannungsdomäne, beispielsweise einer internen Spannungsdomäne 242, wobei die erste Spannungsdomäne 242 über einen Reihentransistor M1 mit einer zweiten Spannungsdomäne 244, beispielsweise einer externen Spannungsdomäne gekoppelt ist.
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Die Begriffe „intern(e,r,s)“ und „extern(e,r,s)“ werden vom Standpunkt der „internen Spannungsdomäne“ 242 aus verwendet und sollen lediglich angeben, dass die externe Spannungsdomäne 244 üblicherweise eine höhere Spannung VDDP aufweist als die interne Spannungsdomäne 242, die eine Spannung VDD aufweist, oder, mit anderen Worten, dass die externe Spannungsdomäne 244 als Leistungsversorgung für die interne Spannungsdomäne 242 fungiert.
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Die Schutzschaltung 600 umfasst, ähnlich der Schaltung 300 der 3, eine Referenzschaltung 310, einen Spannungsverschiebungswiderstand R2, einen Stromlieferanten 320 und eine Erfassungsschaltung 330. Die Schutzschaltung 600 umfasst zusätzlich eine Reihentransistorregelschaltung 610, die dahin gehend konfiguriert ist, die Spannung oder das Pumpen des Steueranschlusses G des Reihentransistors M1 derart anzupassen, dass ein Lastpfadwiderstand des Drain-Source-Pfades des Reihentransistors M1 erhöht wird, falls die Erfassungsschaltung 330 an die Reihentransistorregelschaltung 610 ein Vergleichsergebnissignal Sres liefert, das angibt, dass die Spannungsdifferenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung unter der gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt.
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Wie aus 6 ersichtlich ist, weist die Reihentransistorregelschaltung 610 einen Eingang 612 auf, der mit dem Erfassungsschaltungsausgang 336 gekoppelt ist, um das Vergleichsergebnissignal Sres zu empfangen, und weist einen Ausgang 614 auf, der mit dem Steueranschluss G des Reihentransistors M1 gekoppelt ist. Ausführungsbeispiele der Reihentransistorregelschaltung können beispielsweise Pumpschaltungen, die den Steueranschluss G des Reihentransistors hochpumpen, oder eine Schaltungsanordnung, die dahin gehend konfiguriert ist, die an einen Steueranschluss G des Reihentransistors M1 angelegte Spannung zu steuern, umfassen. Ausführungsbeispiele der Reihentransistorregelschaltung sind dahin gehend konfiguriert, das Pumpen zu verringern oder anzuhalten oder die an den Steueranschluss G des Reihentransistors M1 angelegte Steuerschaltung zu verringern, um den Lastpfadwiderstand zu erhöhen, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD unter der gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt, oder, mit anderen Worten, wenn der Reihentransistor dabei ist, in den Widerstandsbereich zu wechseln.
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Weitere Ausführungsbeispiele umfassen eine Reihentransistorregelschaltung, die dahin gehend konfiguriert ist, die an den Steueranschluss angelegte Spannung zu verringern oder das Pumpen des Steueranschlusses G des Reihentransistors M1 zu verringern, so dass der Reihentransistor in seinem Sättigungsbereich betrieben wird, falls die Spannungsdifferenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD unter der gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt oder wenn der Reihentransistor dabei ist, in den Widerstandsbereich zu wechseln.
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Die gewünschte Spannung V2 kann im Wesentlichen unabhängig von der externen Spannung VDDP und genau und im Wesentlichen unabhängig von Herstellungs- oder Temperaturschwankungen eingestellt werden.
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Somit liefern Ausführungsbeispiele der Schutzschaltung 600 ein effizientes Mittel zum Schützen der ersten Spannungsdomäne VDD vor Stromspitzen, da sie eine sehr präzise und produktions-/temperaturunabhängige Überwachung der Spannungsdifferenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD ermöglichen.
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Ein ausführlicheres Ausführungsbeispiel einer Schutzschaltung 700 wird auf der Basis der 7 beschrieben. Die Schutzschaltung 700 ist ähnlich der Schaltung 400 zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Spannungen unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, und umfasst zusätzlich die Reihentransistorregelschaltung 610, wie sie auf der Basis der 6 beschrieben wurde.
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Die Reihentransistorregelschaltung umfasst einen Eingangsanschluss 612, der mit dem Ausgangsanschluss 336 des Komparators 330 gekoppelt ist, um die Vergleichsergebnisspannung Vres zu empfangen, und umfasst einen Ausgangsanschluss 614, der mit dem Steueranschluss G des Reihentransistors M1 gekoppelt ist, um den Reihentransistor M1 zu regeln.
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Wie bereits auf der Basis der 6 erörtert wurde, ist die Reihentransistorregelschaltung 610 bei einem Ausführungsbeispiel dahin gehend konfiguriert, die an den Steueranschluss G angelegte Spannung anzupassen oder den Steueranschluss G des Reihentransistors M1 zu pumpen, so dass ein Lastpfadwiderstand des Reihentransistors erhöht wird, falls das Vergleichsergebnissignal Sres angibt, dass die Spannungsdifferenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD unter der gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist die Reihentransistorregelschaltung 610 dahin gehend konfiguriert, die an den Steueranschluss angelegte Spannung anzupassen oder den Steueranschluss des Reihentransistors M1 zu pumpen, so dass der Reihentransistor in seinem Sättigungsbereich betrieben wird, falls die Vergleichsergebnisspannung Vres angibt, dass die Spannungsdifferenz unter einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt.
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Ausführungsbeispiele der Schutzschaltung 600, 700 liefern eine Schutzschaltung, die die erste bzw. interne Spannungsdomäne 242 beispielsweise vor Stromspitzen schützt, indem sie genau erfasst, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der zweiten bzw. externen Spannungsdomäne 244 und der ersten bzw. internen Spannungsdomäne 242 unter der gewünschten Spannung V2 liegt, wobei V2 den Überspannungsschutzbereich 530 definiert, wie in 5 gezeigt ist.
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Um die Schutzschaltung 700 mit anderen Worten zu beschrieben, wird über einen integrierten Polywiderstand R1 unter Verwendung einer hochpräzisen Bandabstandsreferenzschaltung 310 und eines Komparators 110 ein Strom I1 erzeugt. Absolute Streuungen der Widerstandswerte des Polywiderstands führen zu absoluten Streuungen bezüglich des Stromwerts des Stroms 11. Der Strom 11 wird unter Verwendung der Transistoren M2 - M5 gespiegelt. Bezüglich der zweiten bzw. externen Spannung VDDP wird über einen zweiten integrierten Polywiderstand R2 ein hochpräziser Spannungsabfall erzeugt, wobei der Widerstandswert des Polywiderstands R1 ein Vielfaches des Widerstandswerts des Polywiderstands R2 ist, wobei der integrierte Polywiderstand R2 dieselben Streuungen bezüglich des Widerstandswerts aufweist, da die Streuungen der Widerstandswerte der Widerstände sich gegenseitig kompensieren. Mit anderen Worten ist der Absolutwert der Polywiderstände R1 und R2 sehr ungenau, das Verhältnis ist jedoch hochgenau. Somit kann eine sehr präzise Spannungsdifferenz, beispielsweise 50 mV bezüglich der zweiten bzw. externen Spannung VDDP, erzeugt werden.
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Der Komparator 330, der zwei identische Eingangstransistoren M6, M7 aufweist, bewertet die Spannung an dem Knoten K1. Das Vergleichsergebnissignal Sres bewirkt Maßnahmen wie beispielsweise einen Pumpenstopp oder ein Verringern der Gatespannung des Gates des Reihentransistors M1, was ein Wechseln des Reihentransistors M1 in den Widerstandsbereich verhindert.
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Die Schutzschaltungen 600, 700, die eine Bandabstandsreferenzschaltung 310 verwenden, sind allein von der Bandabstandsreferenzspannung, beispielsweise 1,2 V, aber nicht von einer anderen, weiteren integrierten Streuungskomponente, die unweigerlich ungenau wäre, abhängig. Unvermeidliche Schwankungen der Absolutwerte der Widerstände R1 und R2 kompensieren sich auf Grund der Schaltungstechnologie, wie sie bereits beschrieben wurde, gegenseitig. Die Bandabstandsreferenz liefert einen sehr genauen absoluten Referenzwert in Bezug auf Silizium. Die gesamte Vergleichs- und Schutzschaltung referenziert nur auf die erste bzw. interne Spannungsdomäne. Deshalb kann eine sehr genaue Einstellung einer Spannungsdifferenz V2 bezüglich der zweiten bzw. externen Spannung VDDP erhalten werden.
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Derartige Bandabstandsreferenzspannungsschaltungen werden ohnehin in vielen üblichen integrierten Schaltungen implementiert. Auch - davon abgeleitet - ist vielen integrierten Schaltungen die Erzeugung eines Referenzstroms 11 unter Verwendung eines Operationsverstärkers und eines ersten Widerstands R1 gemein. Deshalb muss das Schaltungsteil, das die Regelschaltung 110, den ersten Transistor M2 und den ersten Widerstand R1 aufweist, um den Referenzstrom I1 zu erzeugen, nicht unbedingt zusätzlich implementiert werden, sondern es kann einfach als Teil von Ausführungsbeispielen der Schaltung 100, 200, 300 und 400 und von Ausführungsbeispielen der Schutzschaltung 600 und 700 verwendet werden. Somit sind die Erzeugung der Referenzspannung Vref, die Regelschaltung 110, der erste Transistor M2 und der erste Widerstand R1 für das Gesamtgleichgewicht zwischen Strom und Fläche nicht relevant.
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Ausführungsbeispiele der Schaltung zeigen keine oder zumindest eine verringerte Temperaturabhängigkeit, Prozessabhängigkeit und keine oder zumindest eine verringerte Abhängigkeit von dem Komparatorstrom. Außerdem sind Ausführungsbeispiele der Schaltungen äußerst flächensparend und stromsparend.
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Das Ausführungsbeispiel 700 kann auch als hochpräzise, flächen- und stromsparende Spannungspegelerfassungsschaltung für einen Überspannungsschutz von integrierten Schaltungen mit einem n-Kanal-Reihentransistor bezeichnet werden, die keinerlei externe Komponenten aufweist.
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Es ist zu beachten, dass Ausführungsbeispiele einer Schaltung 300, 400 zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, Ausführungsbeispiele der Schaltungen 100, 200 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz umfassen können. Außerdem können Ausführungsbeispiele einer Schutzschaltung 600, 700 Schaltungen 300, 400 zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt, umfassen.
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Obwohl 2, 4 und 7 Feldeffekttransistoren M1 - M7 umfassen, können weitere Ausführungsbeispiele der Schaltungen 100, 200, 300, 400, 600, 700 andere Transistortechnologien, beispielsweise Bipolartransistortechnologien, umfassen. Außerdem können, obwohl die Transistoren M1, M4 und M5 selbstsperrende n-Kanal-Feldeffekttransistoren sind und die Transistoren M2 und M3 selbstsperrende p-Kanal-Feldeffekttransistoren sind, andere Arten von Transistoren verwendet werden, um dieselben Effekte, wie sie zuvor beschrieben wurden, zu erzielen.
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8 zeigt ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens 800 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 in Abhängigkeit von einem Referenzsignal Sref, wobei das Verfahren Folgendes umfasst.
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Regeln 810 eines durch einen ersten Widerstand R1 fließenden Stroms I1, so dass die Spannungsdifferenz V1 über den ersten Widerstand R1 anhand des Referenzsignals Sref bestimmt wird.
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Spiegeln 820 des durch den ersten Widerstand R1 fließenden Stroms I1, um einen durch einen zweiten Widerstand R2 fließenden gespiegelten Strom 12 zu erhalten, so dass eine gewünschte Spannungsdifferenz V2 über den zweiten Widerstand R2 erhalten wird.
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Bei weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens 800 zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz V2 umfasst das Spiegeln des Stroms Folgendes: Betreiben eines ersten Transistors M2, der den durch den ersten Widerstand R1 fließenden Strom I1 regelt; Betreiben eines zweiten Transistors M3, der einen weiteren Strom liefert, so dass der weitere Strom proportional zu dem durch den ersten Widerstand fließenden Strom I1 ist; und Betreiben eines dritten Transistors M4 und eines vierten Transistors M5 derart, dass der durch den zweiten Widerstand R2 fließende gespiegelte Strom 12 proportional zu dem weiteren Strom ist.
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Bei weiteren Ausführungsbeispielen eines Verfahrens zum Liefern einer gewünschten Spannungsdifferenz umfasst das Regeln Folgendes: Regeln des durch den ersten Widerstand R1 fließenden Stroms, indem eine Spannung, die an einen Steueranschluss G des ersten Transistors M2 angelegt ist, geregelt wird, und Regeln einer Spannung, die an einen Steueranschluss G des zweiten Transistors M3 angelegt ist, wobei ein Sourceanschluss S des ersten Transistors M2 und ein Sourceanschluss S des zweiten Transistors M3 miteinander verbunden sind.
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9 zeigt das Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens zum Erfassen, ob eine Spannungsdifferenz zwischen zwei Spannungen unter einer gewünschten Spannungsdifferenz liegt. Das Verfahren 900 umfasst Folgendes.
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Liefern 910 eines Referenzsignals Sref.
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Liefern 920 eines durch den Spannungsverschiebungswiderstand R2 fließenden geregelten Stroms auf der Basis des Referenzsignals Sref, wobei der geregelte Strom 12 derart geregelt ist, dass die gewünschte Spannungsdifferenz V2 über den Spannungsverschiebungswiderstand R2 anhand des Referenzsignals Sref bestimmt wird.
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Vergleichen 930 der ersten Spannung VDD der zwei Spannungen mit einer Spannung, die um die gewünschte Spannungsdifferenz V2 von der zweiten Spannung VDDP der zwei Spannungen abweicht.
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Liefern 940 eines Vergleichsergebnissignals Sres, so dass das Vergleichsergebnissignal Sres angibt, ob die Spannungsdifferenz zwischen der zweiten Spannung VDDP und der ersten Spannung VDD unter der gewünschten Spannungsdifferenz V2 liegt.
