DE102005036860B4

DE102005036860B4 - Empfänger mit Einheiten zur Korrektur eines Frequenzversatzes

Info

Publication number: DE102005036860B4
Application number: DE200510036860
Authority: DE
Inventors: Andreas Schmid; Christoph Günther; André Neubauer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2005-08-04
Filing date: 2005-08-04
Publication date: 2009-12-24
Anticipated expiration: 2025-08-05
Also published as: DE102005036860A1

Abstract

Empfänger (1; 20) zum Empfangen von über Funk übertragenen spreizcodierten Empfangssignalen, mit
– einem steuerbaren Frequenzgenerator (13) zum Erzeugen einer Mischfrequenz,
– einem Mischer (5) zum Mischen von aus den spreizcodierten Empfangssignalen abgeleiteten Werten mit der Mischfrequenz, um einen durch den Doppler-Effekt verursachten Frequenzversatz der Empfangssignale auszugleichen,
– einer Entspreizungseinheit (6) zum Entspreizen der mit der Mischfrequenz gemischten Werte,
– einer Multiplikationseinheit (10) zum Multiplizieren der entspreizten Werte mit entspreizten Werten, die zuvor komplex konjugiert wurden,
– einem Rückkopplungszweig (12, 13) zur Steuerung des Frequenzgenerators (13) anhand der Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit (10), und
– einer ersten Berechnungseinheit (7, 11, 14, 15; 7, 11, 17) zur Berechnung eines statistischen Werts (Λ_A; Λ_B) anhand der von der Entspreizungseinheit (6) bereitgestellten Werte,
dadurch gekennzeichnet,
– dass die erste Berechnungseinheit einen ersten kohärenten Integrator (17) aufweist, der die Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit (10) aufsummiert, den Realteil der...

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger, mittels welchem ein bei der Signalübertragung verursachter Frequenzversatz korrigiert werden kann. Der Frequenzversatz kann aus Doppler-Frequenzverschiebungen, aus Toleranzen beim lokalen Oszillator und aus sonstigen Nicht-Idealitäten in der Signalverarbeitungskette resultieren. Des Weiteren bezieht sich die Erfindung auf ein entsprechendes Verfahren.
Zur Detektion und zur Erfassung von spreizcodierten, über Funk empfangenen Signalen ist es notwendig, den Frequenz-Offset der empfangenen Signale sowie den Spreizcode, mit dem die Signale codiert wurden, und den Phasen-Offset der codierten Signale zu ermitteln. Dies gilt sowohl für Empfänger von satellitengestützten Positionsbestimmungssystemen, wie beispielsweise GPS (global positioning system) oder Galileo, als auch für Empfänger von satellitengestützten CDMA (code division multiple access)-Kommunikationssystemen sowie für sonstige CDMA-Mobilfunksysteme, wie beispielsweise UMTS, CDMA2000, TDSCDMA und IS-95.
Bei derartigen Empfängern werden die empfangenen Bandpass-Signale von der Trägerfrequenz in das Basisband gemischt, um die Signale anschließend korrelieren und detektieren zu können. Ein Problem dabei ist, dass der Empfänger anfangs keine genauen Informationen über die wirkliche Trägerfrequenz der empfangenen Signale hat. Der Grund dafür ist, dass die Frequenz der empfangenen Signale nicht immer gleich der nominellen Trägerfrequenz ist, sondern dass Relativbewegungen zwischen dem Sender und dem Empfänger eine Doppler-Frequenzverschiebung verursachen. Beispielsweise liegt für Galileo- und GPS-Empfänger in langsamen Fahrzeugen die effektive durch den Doppler-Effekt verursachte Frequenzverschiebung im Bereich von –5 kHz bis +5 kHz. Zusätzlich schwingt der lokale Oszil lator durch Fertigungstoleranzen nicht immer auf seiner nominalen Frequenz, sodass mit einer leicht abweichenden Frequenz heruntergemischt wird, was einen zusätzlichen Frequenzversatz zur Folge hat.
Zur Detektion der gesuchten Signale muss die Frequenzabweichung Δf zwischen der Mischfrequenz, mit der die Empfangssignale in das Basisband gemischt werden, und der tatsächlichen Trägerfrequenz der Empfangssignale hinreichend bekannt sein. Dies beruht darauf, dass die Höhe des Korrelationsmaximums |s_μ| nach dem Heruntermischen, dem Entspreizen und der kohärenten Integration der empfangenen Signale proportional zu dem Betrag der sinc-Funktion des Produkts aus der Frequenzabweichung Δf und der kohärenten Integrationszeit T_i ist: |sμ| ∝ |sinc(Δf·Ti)| (1)wobei gilt:
Aus Gleichung (1) geht hervor, dass die Frequenzabweichung Δf die Höhe des Korrelationsmaximums nach dem Heruntermischen, dem Entspreizen und der kohärenten Integration stark beeinflusst. Folglich kann eine nur geringe Frequenzabweichung Δf bereits dazu führen, dass sich ein empfangenes Signal bei der Detektion nicht von dem vorhandenen Rauschen unterscheiden lässt und daher nicht detektiert wird.
Beispielsweise hat der C/A (coarse acquisition)-Code im GPS-Standard eine Dauer von 1 ms, sodass die kohärente Integrationszeit T_i mindestens ebenfalls 1 ms lang ist. Bei einer Frequenzabweichung Δf von nur 300 Hz verringert sich für eine kohärente Integrationszeit T_i von 1 ms die Höhe des C/A-Code-Korrelationsmaximums bereits um 28%. Eine erhöhte Empfind lichkeit bei der Detektion von GPS-Signalen ist daher nur möglich, falls die Frequenzabweichung Δf entsprechend klein gehalten wird.
Bei herkömmlichen CDMA-Akquisitionsverfahren wird der abzusuchende Frequenzbereich in gleich große Abschnitte aufgeteilt. Bei der Wahl der Größe dieser Frequenzabschnitte muss abgewogen werden zwischen dem erhöhten Implementierungsaufwand für eine sehr feine Unterteilung des gesamten Frequenzbereichs und einer reduzierten Detektionsempfindlichkeit bei einer grobmaschigeren Frequenzunterteilung. Beispielsweise wird der gesamte abzusuchende Frequenzbereich von 10 kHz im GPS-Standard in der Regel in etwa 16 Frequenzabschnitte von 600 Hz für eine kohärente Integrationsperiode T_i von 1 ms aufgeteilt. Für eine kohärente Integrationsperiode T_i von 10 ms wird der abzusuchende Frequenzbereich typischerweise in ungefähr 167 Frequenzabschnitte mit einer Breite von jeweils 60 Hz partitioniert. Innerhalb dieser Frequenzabschnitte wird nur die in der Mitte des jeweiligen Frequenzabschnitts liegende Frequenz nach empfangenen Signalen abgesucht. Dies führt im Ergebnis zu einer Verringerung der Höhe des Korrelationsmaximums um etwa 28%.
Die Druckschrift US 5,943,606 betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung eines Frequenzversatzes in einem Kommunikationssystem. Hierbei werden Abtastwerte von Empfangssignalen einem Mischer zugeführt und danach mit Hilfe eines Multiplizierers und eines Code-Generators entspreizt. Eine Einheit bildet aus den entspreizten Werten Kreuzprodukte, welche Schätzwerte für den Frequenzversatz darstellen. Die Ausgangswerte der Einheit werden über einen Rückkopplungszweig einem Mischer zugeführt, welcher anhand der Ausgangswerte eine neue Mischfrequenz einstellt.
Die Druckschrift „Frequency Offset Estimation for Galileo/GPS Receivers Based an Differential Correlation” (Proc. IEEE Workshop an Statistical Signal Processing (IEEE SSP '05), Bordeaux, FR, Juli 2005, S. 687-692) der Autoren A. Schmid, A. Neubauer und C. Günther behandelt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Abschätzung eines Frequenzversatzes eines empfangenen Galileo/GPS Signals. Die Vorrichtung umfasst hierbei einen Mischer, eine Entspreizungseinheit, eine Multiplikationseinheit und einen kohärenten Integrator. Der kohärente Integrator summiert die Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit auf, bildet das Betragsquadrat der erhaltenen Summe und gibt an seinem Ausgang den erhaltenen statistischen Wert aus.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Empfänger zu schaffen, mit welchem die Empfangssignale mit möglichst hoher Genauigkeit in das gewünschte Frequenzband gemischt werden können. Ferner soll ein entsprechendes Verfahren angegeben werden.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche 1 und 16 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Der erfindungsgemäße Empfänger dient zum Empfangen von spreizcodierten Empfangssignalen, die über Funk übertragen wurden. Der erfindungsgemäße Empfänger weist einen Frequenzgenerator, einen Mischer, eine Entspreizungseinheit, eine Multiplikationseinheit, einen Rückkopplungszweig und eine erste Berechnungseinheit mit einem ersten kohärenten Integrator auf.
Der Frequenzgenerator erzeugt eine Mischfrequenz, wobei die zu erzeugende Mischfrequenz von außen vorgegeben werden kann. Der Mischer verwendet die von dem Frequenzgenerator erzeugte Mischfrequenz, um damit Werte bzw. Signale, die aus den spreizcodierten Empfangssignalen abgeleitet wurden, zu mischen. Der Zweck des Mischens mit der Mischfrequenz besteht darin, einen bei der Signalübertragung durch den Doppler-Effekt oder durch einen ungenauen Oszillator verursachten Frequenzversatz der Empfangssignale auszugleichen. Die von dem Mischer gemischten Werte werden anschließend von der Entspreizungseinheit entspreizt. Danach werden die entspreizten Werte der Multiplikationseinheit zugeführt. Die Multiplikationseinheit multipliziert die ihr zugeführten entspreizten Werte mit entspreizten Werten, die zuvor komplex konjugiert wurden. Die von der Multiplikationseinheit erzeugten Multiplikationsergebnisse werden von dem Rückkopplungszweig dazu verwendet, den Frequenzgenerator zu steuern, d. h. es wird anhand der Multiplikationsergebnisse die Mischfrequenz für den nächsten Mischvorgang eingestellt.
Die erste Berechnungseinheit berechnet anhand der von der Entspreizungseinheit bereitgestellten Werte einen statistischen Wert. Anhand des statistischen Werts kann festgestellt werden, ob die Empfangssignale zu den gesuchten Signalen zählen.
Die erste Berechnungseinheit kann auf mindestens zwei Arten realisiert werden. Eine erste Möglichkeit zur Realisierung der ersten Berechnungseinheit besteht aus einem ersten Integrator und einem Betragsbildner. An dem Ausgang des Betragsbildners wird der statistische Wert ausgegeben. Die Anzahl der Werte, die von dem ersten Integrator pro Integrationszyklus integriert werden, ist insbesondere einstellbar.
Die zweite Möglichkeit zur Realisierung der ersten Berechnungseinheit besteht aus einem ersten Integrator, der die Realteile der Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit aufsummiert und an dessen Ausgang der statistische Wert ausgegeben wird. Insbesondere kann die Anzahl der Werte, die von dem ersten Integrator pro Integration integriert werden, eingestellt werden.
Der grundlegende Vorteil des erfindungsgemäßen Empfängers gegenüber herkömmlichen Empfängern besteht darin, dass die von der Mutliplikationseinheit ausgegebenen Multiplikationsergeb nisse ein Maß für den nach dem Mischen mit der Mischfrequenz verbleibenden Frequenzversatz von der eigentlich gewünschten Frequenz darstellen. Da sich die Empfangssignale nach dem Mischen typischerweise im Basisband befinden sollen, beträgt die nach dem Mischen gewünschte Frequenz üblicherweise 0 Hz. Aus den Multiplikationsergebnissen lässt sich folglich ablesen, mit welcher Frequenz die Signale nach dem Mischen noch behaftet sind. Daher eignen sich die Multiplikationsergebnisse dazu, die Mischfrequenz des Frequenzgenerators so einzustellen, dass die nachfolgenden Empfangssignale direkt auf die gewünschte Frequenz, also beispielsweise 0 Hz gemischt werden. Somit kann nach dem einmaligen Durchlaufen der Rekursionsschleife bereits eine genauere Mischfrequenz eingestellt werden und die nachfolgenden Empfangssignale können mit einer größeren Genauigkeit in das Basisband gemischt werden. Dies führt im Ergebnis dazu, dass die Empfangssignale mit einer verbesserten Empfindlichkeit detektiert werden können.
Vorteilhafterweise umfasst der Rückkopplungszweig eine zweite Berechnungseinheit und eine Steuereinheit. Die zweite Berechnungseinheit errechnet anhand der Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit den nach dem Mischen mit der Mischfrequenz verbleibenden Frequenzversatz. Die Steuereinheit verwendet den so errechneten Frequenzversatz, um die von dem Frequenzgenerator zu erzeugende Mischfrequenz einzustellen.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Empfängers steuert die Steuereinheit den Frequenzgenerator derart, dass für die Mischfrequenz f_LO,κ+1, die in dem auf die Mischfrequenz f_LO,κ folgenden Rekursionsschritt verwendet wird, gilt: fLO,κ+1 = fLO,κ – Δfκ (3)
In Gleichung (3) bezeichnet Δf_κ den bei der Mischfrequenz f_LO,κ ermittelten verbleibenden Frequenzversatz.
Eine weitere besonders bevorzugte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Empfängers sieht vor, dass die zweite Berechnungseinheit den verbleibenden Frequenzversatz mittels einer zu dem Argument der komplexen Multiplikationsergebnisse linearen Funktion berechnet. Bevor der verbleibende Frequenzversatz errechnet wird, kann vorteilhafterweise noch über mehrere Multiplikationsergebnisse gemittelt werden oder es können mehrere Multiplikationsergebnisse aufsummiert werden.
Vorzugsweise ist ein zweiter Integrator in den Empfangspfad zwischen die Entspreizungseinheit und die Multiplikationseinheit geschaltet. Insbesondere kann die Anzahl der Werte, die der zweite Integrator pro Integrationszyklus integriert, von dem Anwender eingestellt werden.
Der zweite Integrator integriert vorteilhafterweise über mindestens eine Code-Länge des bekannten aus Chips aufgebauten Spreizcodes, mit dem die Empfangssignale zuvor in dem Sender codiert wurden.
Um aus den analogen Empfangssignalen digitale Werte zu erzeugen, ist in dem Empfangspfad vor dem Mischer vorzugsweise ein Analog/Digital-Wandler angeordnet. Der Analog/Digital-Wandler digitalisiert entweder die Empfangssignale direkt oder er digitalisiert Signale, die aus den Empfangssignalen nach einer Vorverarbeitung gewonnen wurden.
Von der Multiplikationseinheit wird vorteilhafterweise jeder digitalisierte und entspreizte Wert mit dem Komplex-Konjugierten des digitalisierten und entspreizten Werts multipliziert, der in dem unmittelbar davor liegenden Abtastschritt digitalisiert wurde.
Es kann vorgesehen sein, dass die Werte, die den Mischer speisen, sich bereits im Basisband befinden und dass der Mischer nur dazu dient, den durch den Doppler-Effekt und den ungenauen Referenzoszillator verursachten Frequenzversatz zu eliminieren. Vorzugsweise ist allerdings vorgesehen, dass die Empfangssignale, die den Mischer speisen, mit einer Trägerfrequenz behaftet sind, die entweder der Frequenz der empfangenen Signale oder einer niedrigen Zwischenfrequenz entspricht. In diesem Fall ist der Mischer nicht nur dazu ausgelegt, die Doppler-Verschiebung und die Oszillatorungenauigkeit zu eliminieren, sondern auch dazu, die den Mischer speisenden Werte in das Basisband zu mischen.
Vorteilhafterweise besteht die Entspreizungseinheit aus einem Multiplizierer, der die mit der Mischfrequenz gemischten Werte mit Werten, die von dem bekannten Spreizcode abgeleitet sind, multipliziert. Typischerweise liegen zu diesem Zweck die Chips des bekannten Spreizcodes komplex konjugiert vor.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Empfängers ist zwischen die Multiplikationseinheit und die zweite Berechnungseinheit ein dritter Integrator in den Empfangspfad geschaltet. Der dritte Integrator dient dazu, die Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit aufzusummieren, um so eine verbesserte Einstellung des Frequenzgenerators zu erzielen. Insbesondere kann die Anzahl der Werte, die der dritte Integrator pro Integrationszyklus integriert, eingestellt werden.
Eine besonders bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der ersten Berechnungseinheit eine Detektoreinheit nachgeschaltet ist, die den statistischen Wert mit einem Schwellwert vergleicht und anhand des Vergleichs bestimmt, ob das Empfangssignal ein gesuchtes Signal ist und/oder ob das Empfangssignal zur weiteren Verarbeitung verwendet wird.
Bei dem gesuchten Signal kann es sich beispielsweise um das Signal eines Positionsbestimmungssystems handeln, wobei das Positionsbestimmungssystem auf der Auswertung unterschiedli cher Laufzeiten von Ortungssignalen basiert. Beispiele für solche Positionsbestimmungssysteme sind GPS und Galileo. Dabei werden die Ortungssignale von einer Mehrzahl von Sendern mit bekannten Positionen ausgesendet und von dem erfindungsgemäßen Empfänger empfangen.
Der erfindungsgemäße Empfänger kann aber auch ein Empfänger eines CDMA-Mobilfunksystems sein, wie beispielsweise UMTS, CDMA2000, TDSCDMA, IS-95 oder eines satellitengestützten CDMA-Systems.
Das erfindungsgemäße Verfahren dient zum Verarbeiten von über Funk empfangenen spreizcodierten Empfangssignalen. Das erfindungsgemäße Verfahren weist folgende Schritte auf:

(a) Erzeugen einer Mischfrequenz f_LO,κ;
(b) Mischen von aus den spreizcodierten Empfangssignalen abgeleiteten Werten mit der Mischfrequenz f_LO,κ, um einen durch den Doppler-Effekt verursachten Frequenzversatz der Empfangssignale auszugleichen;
(c) Entspreizen der mit der Mischfrequenz f_LO,κ gemischten Werte;
(d) Multiplizieren der entspreizten Werte mit entspreizten Werten, die zuvor komplex konjugiert wurden;
(e) Erzeugen einer Mischfrequenz f_LO,κ+1 anhand der Multiplikationsergebnisse aus Schritt (d); und
(f) Durchlaufen der Schritte (b) bis (e), wobei die Mischfrequenz f_LO,κ+1 und weitere spreizcodierte Empfangssignale verwendet werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Multiplikationsergebnisse aus Schritt (d) aufsummiert werden, der Realteil der Summe gebildet wird und ein statistischer Wert (Λ_B) ausgegeben wird.

Das erfindungsgemäße Verfahren bietet gegenüber herkömmlichen dem gleichen Zweck dienenden Verfahren die gleichen Vorteile wie der erfindungsgemäße Empfänger.
Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In diesen zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Empfängers 1 als erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers;
2 ein Blockschaltbild eines Empfängers 20 als zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers; und
3a bis 3f Auftragungen der Wahrscheinlichkeit P_d für die Detektion eines empfangenen Funksignals gegen das Verhältnis C/N₀ aus der Signalträgerleistung C und der Rauschleistungsspektraldichte N₀.
In 1 ist das Blockschaltbild eines Empfängers 1 als erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers dargestellt. Bei dem Empfänger 1 handelt es sich beispielsweise um den Empfänger eines GPS-Systems. Die von den Satelliten des GPS-Systems in spreizcodierter Form ausgesendeten Ortungssignale werden von einer Antenne 2 als Bandpasssignale empfangen. Der Antenne 2 ist eine RF-Frontend-Stufe 3 nachge schaltet, welche die komplexen Komponenten des empfangenen Signals ausgibt. Nach der Verarbeitung durch die RF-Frontend-Stufe 3 wird das empfangene Signal von einem hinter der RF-Frontend-Stufe 3 angeordneten Analog/Digital-Wandler 4 zu Zeitpunkten ν abgetastet. Das abgetastete Bandpasssignal r_bp,ν lässt sich in komplexwertiger Form folgendermaßen darstellen:
In Gleichung (4) stehen C für die Signalträgerleistung, c_ν für den empfangenen Spreizcode, f_c für die nominelle Trägerfrequenz, f_D für den durch den Doppler-Effekt verursachte Frequenzversatz, T_s für die Abtastperiode, Φ für die empfangene anfängliche Signalphase und n_bp,ν für das additive weiße Gaußsche Rauschen.
Nach der Abtastung wird das Bandpasssignal r_bp,ν einem Mischer 5 zugeführt, der es mittels einer Mischfrequenz f_LO,ν in das Basisband mischt. Die Generierung der Mischfrequenz f_LO,ν wird weiter unten genauer erläutert. Das daraus erhaltene komplexwertige Signal r_lp,ν lässt sich in einer Tiefpassäquivalenten Form angeben:
Setzt man Gleichung (4) in Gleichung (5) ein, so erhält man:
In Gleichung (6) gibt n_lp,ν das additive weiße Gaußsche Rauschen im Basisband an und Δf_ν bezeichnet den Frequenzversatz, um den das heruntergemischte Signal r_lp,ν aus dem Basisband verschoben ist. Der Grund dafür, dass das heruntergemischte Signal r_lp,ν noch einen Frequenzversatz Δf_ν aufweist, ist, dass die Mischfrequenz f_LO,ν des lokalen Oszillators nicht genau der Summe der Frequenzen f_c und f_D entspricht. Folglich gilt für den nach dem Mischen verbleibenden Frequenzversatz Δf_ν: Δfν = fc + fD – fLO,ν (7)
Nach dem Mischen wird das Signal r_lp,ν entspreizt, indem es von einem Multiplizierer 6 mit dem komplex-konjugierten Referenzspreizcode c*ν+τ multipliziert wird. Die daraus erhaltenen Produkte werden von einem kohärenten Integrator 7 gemäß folgender Gleichung (8) aufsummiert:
Der Parameter L, der in Gleichung (8) die Anzahl der Produkte, die pro Integration von dem kohärenten Integrator 7 aufsummiert werden, angibt, ist einstellbar.
Zusammen mit den Gleichungen (1) und (6) ergibt sich daraus näherungsweise:
In Gleichung (9) bezeichnen R_rc(τ) die Korrelationsfunktion zwischen dem empfangenen Spreizcode und dem in dem Empfänger 1 lokal erzeugten Referenzspreizcode und w_μ das komplexwertige additive weiße Gaußsche Rauschen mit Mittelwert Null. Das additive weiße Gaußsche Rauschen w_μ weist folgende Varianz σ2w bzw. folgenden Erwartungswert E{|w|²} auf:
In Gleichung (10) bezeichnen N₀ die thermische Rauschleistungsspektraldichte und F die Rauschzahl des Empfängers 1. Die von dem kohärenten Integrator 7 ausgegebenen Werte s_μ werden einer speziellen Korrelation unterworfen. Zu diesem Zweck sind dem kohärenten Integrator 7 ein Invertierer 8, ein Verzögerungsglied 9, ein Multiplizierer 10 und ein differentiell kohärenter Integrator 11 nachgeschaltet. Der Invertierer 8, das Verzögerungsglied 9 und der Multiplizierer 10 sind so mit den Ausgängen des kohärenten Integrators 7 verbunden, dass der Imaginarteil eines jeden Werts s_μ zunächst von dem Invertierter 8 invertiert wird und dann zusammen mit dem Realteil des betreffenden Werts s_μ dem Verzögerungsglied 9 zugeführt wird. Dem Verzögerungsglied ist der eine Eingang des Multiplizierer 10 nachgeschaltet. Der andere Eingang des Multiplizierers 10 ist direkt mit dem Ausgang des kohärenten Integrators 7 verbunden. Demnach werden von dem Multiplizierer 10 Produkte von der Form sμ·s*μ-1 ausgegeben. Diese Produkte werden dem Integrator 11 zugeführt, der die Produkte aufsummiert, sodass am Ausgang des Integrators 11 nachfolgende Korrelationsergebnisse Ψ_κ ausgegeben werden:
Der Parameter N, der in Gleichung (11) die Anzahl der Produkte, die pro Integration von dem differentiell kohärenten Integrator 11 aufsummiert werden, angibt, ist einstellbar.
Die Korrelationsergebnisse Ψ_κ gehorchen einer komplexwertigen Gauß-Verteilung mit folgenden Varianzen:
Der Mittelwert m_κ der Gauß-Verteilung kann folgendermaßen angegeben werden:
Anhand des Korrelationsergebnisses Ψ_κ gemäß Gleichung (11) wird in einer dem Integrator 11 nachgeschalteten Berechnungseinheit 12 der nach dem Mischen verbleibende Frequenzversatz Δf ^_κ abgeschätzt:
Die verbleibende Frequenzabweichung Δf ^_κ wird anschließend in einen Frequenzgenerator 13 zurückgekoppelt, der die Mischfrequenz f_LO auswählt und mittels eines lokalen Oszillators erzeugt. In dem Frequenzgenerator 13 wird die verbleibende Frequenzabweichung Δf ^_κ dazu genutzt, um die Mischfrequenz des Mischers 5 neu einzustellen. Dabei errechnet sich die neue Mischfrequenz f_LO,κ+1 aus der alten Mischfrequenz f_LO,κ gemäß folgender Gleichung (16): fLO,κ+1 = fLO,κ – Δf ^κ (16)
Demnach gilt für den neuen nach dem Mischen verbleibenden Frequenzversatz Δf_κ+1 Δfκ+1 = fc + fD – fLO,κ+1 (17)
Nach einigen Rückkopplungszyklen konvergiert schließlich die Mischfrequenz f_LO zu der Summe aus der nominellen Trägerfrequenz f_c und dem durch den Doppler-Effekt verursachten Frequenzversatz f_D, sodass der verbleibende Frequenzversatz zu Null konvergiert.
Die Mischfrequenz f_LO errechnet sich in Abhängigkeit von dem Index ν wie nachfolgend angegeben.
Für ν ∊ {0, ..., N·L – 1} gilt: fLO,ν = fLO,0 (18)
Für ν ∊ {N·L, ..., 2N·L – 1} gilt:
Für ν ∊ {2N·L, ..., 3N·L – 1} gilt:
Für ν ∊ {(M – 1)·N·L, ..., M·N·L – 1} gilt:
Das oben beschriebene Vorgehen wird für M Intervalle rekursiv wiederholt und die daraus hervorgehenden M Korrelationsergebnisse Ψ_κ werden von einem weiteren differentiell kohärenten Integrator 14 summiert, bis genügend Signalenergie aufsummiert wurde, dass eine ausreichende Detektionswahrscheinlichkeit eines GPS-Ortungssignals mit einer gegebenen Falschalarmrate gewährleistet ist.
Die von dem Integrator 14 akkumulierten Werte werden einem Betragsbildner 15 zugeführt. Der Betragsbildner 15 gibt den nachfolgend aufgeführten statistischen Wert Λ_A aus:
Zusammen mit Gleichung (5) ergibt sich:
In einem dem Betragsbildner 15 nachgeschalteten Detektor 16 wird der statistische Wert Λ_A mit einem Schwellwert λ verglichen. Sofern Λ_A ≥ λ gilt, wird angenommen, dass eine Hypothese H₁ zutrifft, nach welcher das empfangene Signal ein von einem Satelliten ausgesendetes Ortungssignal ist, welches die getestete Code-Phase τ aufweist. Im umgekehrten Fall, nämlich für Λ_A ≥ λ, gilt eine Hypothese H₀, welche besagt, dass das an der Antenne 2 empfangene Signal kein synchronisiertes Ortungssignal ist, welches die getestete Code-Phase τ aufweist.
In 2 ist das Blockschaltbild eines Empfängers 20 als zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers dargestellt. Der Empfänger 20 stimmt mit dem in 1 dargestellten Empfänger 1 in weiten Teilen überein. Daher sind identische Bauelemente der Empfänger 1 und 20 mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Der Empfänger 20 unterscheidet sich von dem Empfänger 1 in der Art und Weise, wie der statistische Wert erzeugt wird. Beim Empfänger 20 ist dem Integrator 11 ein Integrator 17 nachgeschaltet, der nur mit den Realteilen der Korrelationsergebnisse Ψ_κ gespeist wird. Die Realteile werden von dem Integrator 17 zur Bildung des statistischen Werts Λ_B aufsummiert:
Zusammen mit Gleichung (5) ergibt sich:
Anschließend wird der statistische Wert Λ_B genauso wie beim Empfänger 1 dem Detektor 16 zugeführt und es wird anhand einer Schwellwertentscheidung entschieden, ob das empfangene Signal ein von einem Satelliten ausgesendetes Ortungssignal ist.
In der nachfolgend wiedergegebenen Tabelle 1 ist für verschiedene Werte für Δf, L, N und M der Gewinn an Empfindlichkeit aufgezeigt, der sich mit dem Empfänger 1 im Vergleich zu herkömmlichen Empfängern erzielen lässt.

Δf L N M Gewinn

450 Hz 1023 100 10 2,7 dB

450 Hz 1023 10 100 3,9 dB

450 Hz 1023 100 100 3,8 dB

450 Hz 1023 10 1000 4,1 dB

45 Hz 10230 10 10 3,0 dB

45 Hz 10230 10 100 3,9 dB

Tabelle 1
Tabelle 2 gibt den Empfindlichkeitsgewinn für den Empfänger 20 im Vergleich zu herkömmlichen Empfängern an.

Δf L N M Gewinn

450 Hz 1023 100 10 2,9 dB

450 Hz 1023 10 100 4,2 dB

450 Hz 1023 100 100 4,2 dB

450 Hz 1023 10 1000 4,5 dB

45 Hz 10230 10 10 3,0 dB

45 Hz 10230 10 100 4,2 dB

Tabelle 2
Weitere Beispiele für die Erhöhung der Empfindlichkeit sind in den 3a bis 3f dargestellt. In diesen Figuren ist jeweils die Wahrscheinlichkeit P_d für die Detektion des Ortungssignals gegen das Verhältnis C/N₀ der Signalträgerleistung C zur Rauschleistungsspektraldichte N₀ aufgetragen. Die Kurven 100 geben jeweils die Wahrscheinlichkeit P_d eines herkömmlichen Empfängers wieder, während die Kurven 101 bzw. 102 die für den Empfänger 1 bzw. 20 geltenden Wahrscheinlichkeiten Pd angeben.
Die für die Erstellung der Kurven 100, 101 und 102 gewählten Parameter sind nachfolgend für jede der 3a bis 3f angeben.
3a: Δf 450 Hz; T_s = 977,5 ns; L = 1023; N = 100; M = 10
3b: Δf 450 Hz; T_s = 977,5 ns; L = 1023; N = 10; M = 100
3c: Δf 450 Hz; T_s = 977,5 ns; L = 1023; N = 100; M = 100
3d: Δf 450 Hz; T_s = 977,5 ns; L = 1023; N = 10; M = 1000
3e: Δf 45 Hz; T_s = 977,5 ns; L = 10230; N = 10; M = 10
3f: Δf 45 Hz; T_s = 977,5 ns; L = 10230; N = 10; M = 100

Claims

Empfänger (1; 20) zum Empfangen von über Funk übertragenen spreizcodierten Empfangssignalen, mit – einem steuerbaren Frequenzgenerator (13) zum Erzeugen einer Mischfrequenz, – einem Mischer (5) zum Mischen von aus den spreizcodierten Empfangssignalen abgeleiteten Werten mit der Mischfrequenz, um einen durch den Doppler-Effekt verursachten Frequenzversatz der Empfangssignale auszugleichen, – einer Entspreizungseinheit (6) zum Entspreizen der mit der Mischfrequenz gemischten Werte, – einer Multiplikationseinheit (10) zum Multiplizieren der entspreizten Werte mit entspreizten Werten, die zuvor komplex konjugiert wurden, – einem Rückkopplungszweig (12, 13) zur Steuerung des Frequenzgenerators (13) anhand der Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit (10), und – einer ersten Berechnungseinheit (7, 11, 14, 15; 7, 11, 17) zur Berechnung eines statistischen Werts (Λ_A; Λ_B) anhand der von der Entspreizungseinheit (6) bereitgestellten Werte, dadurch gekennzeichnet, – dass die erste Berechnungseinheit einen ersten kohärenten Integrator (17) aufweist, der die Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit (10) aufsummiert, den Realteil der Summe bildet und an dessen Ausgang der statistische Wert (Λ_B) ausgegeben wird, wobei die Anzahl (M) der Werte, die von dem ersten Integrator (17) pro Integration integriert werden, insbesondere einstellbar ist.
Empfänger (1; 20) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, – dass der Rückkopplungszweig umfasst: – eine zweite Berechnungseinheit (12) zum Berechnen des nach dem Mischen mit der Mischfrequenz verbliebenen Frequenz versatzes anhand der Multiplikationsergebnisse der Multiplikationseinheit (10), und – eine Steuereinheit (13) zum Steuern des Frequenzgenerators (13) anhand des von der zweiten Berechnungseinheit (12) berechneten Frequenzversatzes.
Empfänger (1; 20) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, – dass die Steuereinheit (13) den Frequenzgenerator (13) derart steuert, dass der Frequenzgenerator (13) nach der Mischfrequenz f_LO,κ die Mischfrequenz f_LO,κ+1 einstellt, für die gilt: fLO,κ+1 = fLO,κ – Δfκ,wobei Δf_κ der für die Mischfrequenz f_LO,κ ermittelte verbleibende Frequenzversatz ist.
Empfänger (1; 20) nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, – dass die zweite Berechnungseinheit (12) derart ausgestaltet ist, dass sie den verbleibenden Frequenzversatz mittels einer zu der Phase der komplexwertigen Multiplikationsergebnisse linearen Funktion berechnet.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass ein zweiter Integrator (7) zwischen die Entspreizungseinheit (6) und die Multiplikationseinheit (10) geschaltet ist, wobei die Anzahl (L) der Werte, die von dem zweiten Integrator (7) pro Integration integriert werden, insbesondere einstellbar ist.
Empfänger (1; 20) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, – dass der zweite Integrator (7) über mindestens eine Code-Länge des bekannten Spreizcodes integriert.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass vor dem Mischer (5) ein Analog/Digital-Wandler (4) zur Digitalisierung der Empfangssignale oder zur Digitalisierung von Signalen, die von den Empfangssignalen abgeleitet sind, angeordnet ist.
Empfänger (1; 20) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, – dass die Multiplikationseinheit (10) derart ausgestaltet ist, dass sie einen digitalisierten entspreizten Wert mit dem im Abtastschritt davor digitalisierten entspreizten Wert, der ferner komplex konjugiert wurde, multipliziert.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass die Empfangssignale mit einer Trägerfrequenz behaftet sind, und – dass der Mischer (5) ferner dazu ausgestaltet ist, die von den Empfangssignalen abgeleiteten Werte in das Basisband zu mischen.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass die Entspreizungseinheit einen Multiplizierer (6) zum Multiplizieren der mit der Mischfrequenz gemischten Werte mit von dem bekannten Spreizcode abgeleiteten Werten umfasst.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 10 dadurch gekennzeichnet, – dass zwischen die Multiplikationseinheit (10) und die zweite Berechnungseinheit (12) ein dritter Integrator (11) geschaltet ist, wobei die Anzahl (N) der Werte, die von dem dritten Integrator (11) pro Integration integriert werden, insbesondere einstellbar ist.
Empfänger (1) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass die erste Berechnungseinheit einen vierten Integrator (14) aufweist, wobei die Anzahl (M) der Werte, die von dem vierten Integrator (14) pro Integration integriert werden, insbesondere einstellbar ist, und – dass dem vierten Integrator (14) ein Betragsbildner (15) nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang der statistische Wert (Λ_A) ausgegeben wird.
Empfänger (1; 20) nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch – eine Detektoreinheit (16), die derart ausgebildet ist, dass sie den statistischen Wert (Λ_A; Λ_B) mit einem Schwellwert (λ) vergleicht und anhand des Vergleichs bestimmt, ob das Empfangssignal ein gesuchtes Signal ist und/oder ob das Empfangssignal zur weiteren Verarbeitung verwendet wird.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass der Empfänger (1; 20) ein Empfänger eines Positionsbestimmungssystems ist, das auf der Auswertung unterschiedlicher Laufzeiten von Ortungssignalen basiert, wobei die Ortungssignale von einer Mehrzahl von Sendern mit bekannten Positionen ausgesendet werden und von dem Empfänger (1; 20) empfangen werden.
Empfänger (1; 20) nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, – dass der Empfänger (1; 20) ein Empfänger eines Mobilfunksystems ist.
Verfahren zum Verarbeiten von über Funk empfangenen spreizcodierten Empfangssignalen, mit den Schritten: (a) Erzeugen einer Mischfrequenz f_LO,κ; (b) Mischen von aus den spreizcodierten Empfangssignalen abgeleiteten Werten mit der Mischfrequenz f_LO,κ, um einen durch den Doppler-Effekt verursachten Frequenzversatz der Empfangssignale auszugleichen; (c) Entspreizen der mit der Mischfrequenz f_LO,κ gemischten Werte; (d) Multiplizieren der entspreizten Werte mit entspreizten Werten, die zuvor komplex konjugiert wurden; (e) Erzeugen einer Mischfrequenz f_LO,κ+1 anhand der Multiplikationsergebnisse aus Schritt (d); und (f) Durchlaufen der Schritte (b) bis (d), wobei die Mischfrequenz f_LO,κ+1 anstelle der Mischfrequenz f_LO,κ verwendet wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Multiplikationsergebnisse aus Schritt (d) aufsummiert werden, der Realteil der Summe gebildet wird und ein statistischer Wert (Λ_B) ausgegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, – dass der Schritt (e) folgende Teilschritte umfasst: (e1) Berechnen des nach dem Mischen mit der Mischfrequenz f_LO,κ verbliebenen Frequenzversatzes Δf_κ anhand der Multiplikationsergebnisse aus Schritt (d); und (e2) Erzeugen der Mischfrequenz f_LO,κ+1 anhand des im Schritt (e1) berechneten Frequenzversatzes Δf_κ.
Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, – dass f_LO,κ+1 = f_LO,κ – Δf_κ gilt.
Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, – dass im Schritt (e1) der verbliebene Frequenzversatz Δf_κ mittels einer zu der Phase der komplexwertigen Multiplikationsergebnisse linearen Funktion berechnet wird.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, – dass die entspreizten Werte kohärent integriert werden, bevor sie im Schritt (d) multipliziert werden, wobei die Anzahl der Werte, die pro Integration integriert werden, insbesondere einstellbar ist.
Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, – dass bei der kohärenten Integration über mindestens eine Code-Länge des bekannten Spreizcodes integriert wird.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 21, dadurch gekennzeichnet, – dass die Empfangssignale oder Signale, die von den Empfangssignalen abgeleitet wurden, digitalisiert werden, bevor sie im Schritt (b) gemischt werden.
Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, – dass im Schritt (d) ein digitalisierter entspreizter Wert mit dem im Abtastschritt davor digitalisierten entspreizten Wert, der ferner komplex konjugiert wurde, multipliziert wird.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 23, dadurch gekennzeichnet, – dass die Empfangssignale mit einer Trägerfrequenz behaftet sind, und – dass im Schritt (b) die von den Empfangssignalen abgeleiteten Werte in das Basisband gemischt werden.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 24, dadurch gekennzeichnet, – dass im Schritt (c) die mit der Mischfrequenz gemischten Werte mit von dem bekannten Spreizcode abgeleiteten Werten multipliziert werden.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 25, dadurch gekennzeichnet, – dass die Multiplikationsergebnisse aus Schritt (d) integriert werden, bevor sie im Schritt (e) zur Erzeugung der Mischfrequenz f_LO,κ+1 herangezogen werden, wobei die Anzahl der Werte, die pro Integration integriert werden, insbesondere einstellbar ist.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 26, dadurch gekennzeichnet, – dass anhand der im Schritt (c) entspreizten Werte ein statistischer Wert (Λ_A; Λ_B) berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, – dass der statistische Wert (Λ_A; Λ_B) mit einem Schwellwert (λ) verglichen wird und anhand des Vergleichs bestimmt wird, ob das Empfangssignal ein gesuchtes Signal ist und/oder ob das Empfangssignal zur weiteren Verarbeitung verwendet wird.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 28, dadurch gekennzeichnet, – dass das Verfahren zur Positionsbestimmung eines Empfängers dient, wobei das Positionsbestimmungsverfahren auf der Auswertung unterschiedlicher Laufzeiten von Ortungssignalen basiert und wobei die Ortungssignale von einer Mehrzahl von Sendern mit bekannten Positionen ausgesendet werden und von dem Empfänger empfangen werden.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 28, dadurch gekennzeichnet, – dass das Verfahren in einem Empfänger eines Mobilfunksystems eingesetzt wird.