DE102005020090A1

DE102005020090A1 - Verfahren und Vorrichtung zum Messen eines digitalen Geräts

Info

Publication number: DE102005020090A1
Application number: DE102005020090A
Authority: DE
Inventors: Hassan Santa Rosa Tanbakuchi
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 2004-09-30
Filing date: 2005-04-29
Publication date: 2006-04-13
Also published as: US20060066289A1; US7088109B2; JP2006105984A

Abstract

Ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Charakterisieren eines nicht-linearen Geräts stimulieren das Gerät mit einem wiederholbaren digitalen Signal und verwenden Messungen einer relativen Phase, die mit einem Vektornetzanalysator durchgeführt werden, um die Geräteantwort auf den digitalen Stimulus zu messen.

Description

Die Integrität eines digitalen Signals ist von wachsender Bedeutung, da Betriebsfrequenzen und -bandbreiten für digitale Vorrichtungen bzw. Geräte, Systeme und Netze (im Folgenden kollektiv als „digitale Systeme" bezeichnet) ansteigen. Einige digitale Systeme sind in der Lage, bei digitalen Frequenzen zu arbeiten, die einen wesentlichen Spektralinhalt in dem Mikrowellen-Frequenzbereich aufweisen. Der Mikrowellenfrequenzinhalt erfordert in der Entwurfsphase mehr Genauigkeit, um ein Mikrowellensignalverhalten in dem digitalen System unterzubringen. Um Entwurfszeit und -kosten zu reduzieren, ist es von Vorteil, ein genaues Modell des digitalen Systems zu erzeugen, das zuverlässig eine Antwort auf ein vorgeschlagenes digitales Hochgeschwindigkeitssignal simulieren kann. Wie für Fachleute auf diesem Gebiet zu erkennen ist, simuliert ein Modell, das aus Niederfrequenz-Messdaten erzeugt wird, ein Hochfrequenzverhalten der modellierten Vorrichtung nicht ordnungsgemäß.

Gegenwärtig verwenden Digitalentwerfer Zeitbereichswerkzeuge und Messsysteme, wie z. Oszilloskope und Bitfehlerratentester, um Modelle zur Simulation einer Funktionsweise digitaler Systeme zu bewerten, qualifizieren und entwickeln. Diese herkömmlichen Testwerkzeuge liefern eine Messung, die anzeigt, ob eine Schaltung unter bestimmten Betriebsbedingungen ordnungsgemäß arbeitet oder nicht, liefern jedoch keine Informationen über eine potenzielle Ursache oder Quelle eines Problems. Zusätzlich können diese Werkzeuge nicht ausreichend genaue Testinformationen liefern, die nützlich bei der Entwicklung eines Modells sind, um ein ungemessenes Verhalten genau zu simulieren. Ein Bitfehlerratentester liefert Funktionstestinformationen und kann statistische Informationen bereitstellen, um ein Augendiagramm bereitzustellen und ein Zittern bzw. Jitter zu bestimmen, liefert jedoch keine quantitativen Informationen zur Ent wicklung eines Modells. Ein digitales Hochgeschwindigkeitsoszilloskop liefert quantitative Informationen, wie z. B. Arbeitszyklusverzerrung, Inter-Symbol-Interferenz und deterministisches Zittern, die Ausrüstung ist jedoch in den notwendigen Frequenzen kostspielig, liefert nicht immer eine ausreichende Bandbreite und einen ausreichenden dynamischen Bereich für genaue Messungen und liefert keine ausreichenden Informationen zur Entwicklung eines zuverlässigen Modells.

Es ist möglich, Messungen digitaler Systeme in dem Frequenzbereich unter Verwendung eines Vektornetzanalysators („VNA") durchzuführen. Frequenzbereichsmessungen des Stands der Technik führen Messungen relativer Größen und Phasen zwischen einem Stimulus- und einem Antwortsignal bei Mikrowellenfrequenzen durch, um eine zu testende Vorrichtung (im Folgenden „DUT") zu charakterisieren und ein Hochfrequenzmodell zu entwickeln. Das Stimulussignal für die VNA-Messung ist eine Sinuswelle, die einen erwünschten Frequenzbereich durchläuft. Vorzugsweise liefert eine Frequenzbereichsmesstechnologie eine ausreichende Bandbreite für genaue Hochfrequenzmessungen und einen Kalibrierungsvorgang, der eine Gesamtmessqualität verbessert, indem Messartefakte, die nicht Teil des gerade gemessenen digitalen Systems sind, korrigiert werden. Messungen unter Verwendung eines VNA können eine nicht perfekte Signalintegrität bei dem Stimulussignal unterbringen, die Antwort des digitalen Systems auf den nicht perfekten Stimulus isolieren und eine Signaltrennung zwischen einfallendem und reflektiertem Signal liefern, um eine Quelle einer Signalverschlechterung zu identifizieren. Die VNA-Messtechnologie liefert außerdem einen hohen Dynamikbereich. In dem Fall einer Digitalsystemmessung jedoch hat die herkömmliche VNA-Messtechnologie ihre Grenzen.

Digitale Vorrichtungen bzw. Geräte arbeiten in einem gesättigten Verstärkungszustand und zeigen deshalb eine starke Nichtlinearität. Herkömmliche Kontinuierliche-Welle-Mes sungen testen in einer linearen Region und sind deshalb nützlich, jedoch nicht ausreichend zu Zwecken der Erzeugung eines Simulationsmodells eines digitalen Systems. Digitale Systeme zeigen einen thermischen und einen elektrischen Speichereffekt, was bedeutet, dass sich die Antwort eines digitalen Systems auf komplexe Signale von der Antwort auf die mathematische Summe der Antworten auf einzelne Spektralkomponenten, wenn Messungen mit einem rein sinusförmigen Stimulussignal durchgeführt werden, unterscheidet. Bei hohen Geschwindigkeiten, die sich dem Mikrowellenbereich annähern, kann der historische Inhalt eines Digitalsignalstimulus eine Antwort des Digitalsystems zu einem einzelnen Zeitpunkt beeinflussen. Das Vorliegen einer Frequenzkomponente des Stimulussignals kann eine Digitalsystemantwort für eine weitere Frequenzkomponente, die zu der gleichen Zeit vorliegt, beeinflussen. Anders ausgedrückt beeinflussen einige digitale Systeme eine Antwort auf eine Spektralfrequenzkomponente bei Vorliegen einer anderen Spektralfrequenzkomponente anders als in dem Fall, dass die andere Spektralfrequenzkomponente nicht vorliegt. Ein genauer rein sinusförmiger Stimulus simuliert die DUT unter Betriebsbedingungen nicht und deshalb kann eine Messung, die nur das rein sinusförmige Stimulussignal verwendet, eine aktive digitale DUT nicht charakterisieren. Folglich ist es nicht möglich, eine Antwort eines digitalen Systems auf ein komplexes Signal aus einer Serie von Messungen der Antwort des digitalen Systems auf einzelne sinusförmige Signale, die das komplexe Signal bilden, in ihren linearen Betriebsregionen genau und zuverlässig vorherzusagen. Deshalb ist der Gleitsinuswellentyp einer Messung, der das VNA-Messverfahren des Stands der Technik charakterisiert, nützlich, jedoch nicht ausreichend, um eine wichtige Wirkung eines digitalen Systems bei Mikrowellenfrequenzen ordnungsgemäß zu stimulieren. Es ist bei der Entwicklung eines genauen Modells des digitalen Systems von Vorteil, über Daten zu verfügen, die ein Verhalten in den nicht-linearen Betriebsregionen widerspiegeln, und mögliche Speichereffekte des digitalen Systems widerzuspiegeln. Es besteht deshalb ein Be darf nach einem Verfahren und einer Vorrichtung zum Messen einer Frequenzantwort eines digitalen Systems bei Vorliegen eines digitalen Signals.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren oder eine Vorrichtung mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 52 oder eine Vorrichtung gemäß Anspruch 23 oder 41 gelöst.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung gemäß den vorliegenden Lehren;
2 ein Flussdiagramm eines Modellierungsvorgangs gemäß den vorliegenden Lehren;
3A, 3B und 3C ein Flussdiagramm des Modellentwicklungsschritts auf Verhaltensbasis, der in Schritt 300 aus 2 dargestellt ist;
4 eine grafische Darstellung von Funktionen, die verwendet werden, um einen Rechteckwellen-Digitaldatenstimulus mit konstant 50% Arbeitszyklus darzustellen, in dem Zeitbereich;
5 eine grafische Darstellung, die die Faltung der in 4 dargestellten Funktionen aufweist, in dem Zeitbereich;
6 eine grafische Darstellung der Zeitbereichsfunktionen aus 4 in dem Frequenzbereich;
7 eine grafische Darstellung der Multiplikation der in 6 gezeigten Funktionen in dem Frequenzbereich und eine Darstellung der in 5 gezeigten Funktion in dem Frequenzbereich;
8 ein Flussdiagramm, das die Schritte zur Durchführung einer Messung der relativen Phase gemäß den vorliegenden Lehren erläutert;
9 eine grafische Darstellung, die Frequenzen von Interesse in einer Messung der relativen Phase harmonisch verwandter, benachbarter Spektralkomponenten und Abtaster-Harmonische-Spektrallinien zeigt;
10 eine grafische Darstellung primärer Mischprodukte, die bei einem Vorgang gemäß den vorliegenden Lehren erzeugt werden, und eines VNA-Lokaloszillatorsignals zur Messung der relativen Phase in dem Frequenzbereich;
11 eine grafische Darstellung sekundärer Mischprodukte in einer VNA-IF-Bandbreite zur Messung der relativen Phase in dem Frequenzbereich;
12 eine Zeitbereichsdarstellung eines digitalen Takt- und eines wiederholbaren digitalen 4-Bit-Datensignals;
13 eine Zeitbereichsdarstellung eines digitalen Takt-, eines digitalen 12-Bit-Datensignals und dreier Rechteckwellen, die zeitlich verzögert sind, die sich kombinieren, um mathematisch das digitale Datensignal darzustellen; und
14 eine Frequenzbereichsdarstellung der in 13 gezeigten Rechteckwellen, die sich kombinieren, um das digitale Datensignal darzustellen.
Unter besonderer Bezugnahme auf 1 der Zeichnungen ist eine Vorrichtung gemäß den vorliegenden Lehren gezeigt, die ein bekanntes Vektornetzanalysator- (im Folgenden „VNA"-) Messsystem umfasst. Das VNA-System 100 umfasst eine programmierbare interne Kontinuierliche-Welle-Signalquelle 102 zum Liefern eines Stimulussignals an ein Tor 1 104 oder ein Tor 2 106 des VNA 100 durch einen ersten und einen zweiten Quellenschalter 132, 134 in einer VNA-Kalibrierungsposition (Schaltpositionen wie dargestellt). Zusätzlich könnte die VNA-Quelle 102 wahlweise von den Toren 1 und 2 104, 106 des VNA entkoppelt sein und die Tore 1 und 2 104, 106 könnten einen Stimulus durch einen externen Quelleneingang 108 durch den ersten und den zweiten Quellenschalter 132, 134 in einer Messschaltposition empfangen (Schaltpositionen entgegengesetzt zu den in 1 dargestellten). Wenn der erste Quellenschalter 132 in der Messschaltposition ist, ist die interne Signalquelle 102 innerhalb des VNA 100 entkoppelt und an einem internen Quellenausgang 136 verfügbar. Ein erster und ein zweiter Koppler 110a und 110b des Tors 1 koppeln einen kleinen Teil eines einfallenden bzw. reflektierten Signals an dem Tor 1 zur Verwendung bei einer IF-Messsystemkette 138, 112, 114, während ein Großteil des einfallenden und des reflektierten Signals an dem Tor 1 104 der zu testenden Vorrichtung 140 (im Folgenden „DUT") erscheint. Ein erster und ein zweiter Koppler 110c und 110d des zweiten Tors koppeln ähnlich einen kleinen Teil des übertragenen bzw. reflektierten Signals an dem Tor 2, während ein Großteil des übertragenen und des reflektierten Signals an dem Tor 2 106 der DUT 140 erscheint. Ein Signal an einem Ausgang 138a-138d jedes Kopplers 110a-110d ist mit einem jeweiligen Mischer 112a-112d verbunden, an den dasselbe mit einem Signal von einem programmierbaren Lokaloszillator 114 gemischt wird, um das gekoppelte Signal auf eine Frequenz innerhalb der verfügbaren Zwischenfrequenz-(im Folgenden „IF"-)Bandbreite herunterzubringen. Das einfallende und das reflektierte Signal von den Toren 1 und 2 104, 106 des VNA 100, die in die IF-Bandbreite fallen, nachdem sie durch die IF-Kette 110, 138, 112, 114 gelaufen sind, werden unter Verwendung einer schnellen Fourier-Transformation (im Folgenden „FFT") zur Messung einer Hochfrequenzantwort der DUT 140 digitalisiert und verarbeitet.
Es wird hier vorgeschlagen, dass eine ordnungsgemäße Charakterisierung eines digitalen Systems einen Stimulus der digitalen DUT 140 unter Betriebsbedingungen, insbesondere einen Stimulus mit einen Digital- bzw. digitalen Signal und eine Messung einer relativen Größe und Phase zwischen Stimulus und Antwort einzelner Frequenzen und eine Messung der relativen Phase zwischen harmonisch verwandten Spektralkomponenten des einfallenden Digitalsignals umfasst. Fachleute auf diesem Gebiet werden erkennen, dass es selbst dann nicht möglich ist, ein digitales Signal mit herkömmlichen Gleitsinus-s-Parametermessungen zu reproduzieren, wenn die DUT mit einem Digitalsignal stimuliert wird, da Informationen über eine relative Phase zwischen unterschiedlichen Spektralkomponenten, die das Digitalsignal aufweisen, bei einer herkömmlichen Messung, die Amplitude und Phase einzelner Spektralkomponenten misst, nicht wiedergewonnen werden. Die vorliegenden Lehren schlagen deshalb eine Lösung zur Messung der relativen Phase von Spektralkomponenten, die das digitale Signal aufweisen, unter Verwendung von Gleitsinusmessungen vor, wodurch eine Reproduktion eines digitalen Antwortsignals unter Verwendung herkömmlichen inverser FFT-Berechnungen ermöglicht wird. Zu diesem Zweck entkoppelt eine Vorrichtung gemäß den vorliegenden Lehren die interne Gleitsinuswellen-Signalquelle 102 von der internen VNA-Verbindung zu den Messtoren 104, 106 des VNA 100. Die programmierbare interne VNA-Signalquelle 102 ist mit einem externen Leistungsteiler 116 durch den internen Quellenausgang 136 verbunden. Etwa eine Hälfte des Stimulussignals ist mit einem Taktgenerator 118 verbunden, der eine Rechteckwelle aus dem sinusförmigen Stimulus erzeugt. Bei einem spezifischen Ausführungsbeispiel wird dies durch ein Betreiben von Begrenzungsverstärkern in Sättigung ansprechend auf das Stimulussignal durchgeführt. Der verblei bende Teil des Signals ist mit einem programmierbaren Datengenerator 120 verbunden, der in der Lage ist, ein deterministisches wiederholbares digitales Signal aus dem Rechteckwellensignal zu liefern. Jeder herkömmliche programmierbare Datengenerator mit ausreichender Bandbreite ist zu diesem Zweck geeignet, wie z. B. diejenigen, die in Bitfehlerratentestern oder anderen Digitalsignalerzeugungsprodukten eingesetzt werden. An einem Ausgang des Datengenerators 120 befindet sich ein Zeitwiederausrichtungselement 122, der ein digitales Signal schärft und ein Zittern in demselben entfernt. Bei einem spezifischen Ausführungsbeispiel ist das Zeitwiederausrichtungselement 122 ein Verstärker, der in Sättigung mit einer spezifischen Frequenzübertragungsfunktion arbeitet, die auf die Kombination von Teiler 116 und Datengenerator 120 abgestimmt ist, um ein schärferes und verbessertes digitales Signal bereitzustellen. Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel könnte das Zeitwiederausrichtungselement 122 adaptiv für die Kombination aus Teiler 116 und Datengenerator 120 sein oder das Zeitwiederausrichtungselement könnte in der Schaltung auch überhaupt nicht vorhanden sein, wenn der Datengenerator ein Signal mit den erwünschten Signalcharakteristika liefern kann.
Ein Ausgang des Zeitwiederausrichtungselements 122 ist mit einem Eingang eines Durchgangsleitungsabtasters 130 verbunden. Der Ausgang des Abtasters ist mit der externen Quelle 108 des VNA 100 zum Stimulieren der DUT 140 verbunden. In einer Abtaster-Durchgangsposition oder einer „aus"-geschalteten Position erscheint der Abtaster 130 als eine perfekte Impedanzanpassungs-Durchgangsleitung und eine Ausgabe des Abtasters 130 ist gleich der geschärften digitalen Signalausgabe des Zeitwiederausrichtungselements 122. In einer „ein"-geschalteten Position des Abtasters konditionieren ein spannungsgesteuerter Oszillator 124 (im Folgenden „VCO"), ein Stufenwiedergewinnungsdiodenmodul 126 (im Folgenden „SRD") und eine Stoßleitung 128 das in den Abtaster 130 eingegebene Digitalsignal, wie üblicherweise in der Technik bekannt ist. Insbesondere wird eine 10 MHz-VNA- Referenzausgabe 133 mit dem VCO 124 als ein Frequenzreferenzsignal verbunden und eine Frequenzausgabe des VCO 124 wird extern programmiert, wie bekannt ist. Das SRD 126 wandelt die Sinuswellenausgabe des VCO 124 in eine Serie kontinuierlicher Impulse bei der VCO-Ausgangsfrequenz um. Die Stoßleitung 128 konditioniert und schärft außerdem die Ausgabe des SRD 126. Eine Ausgabe des Abtasters 130 weist das deterministische, wiederholbare Digitalsignal auf, das an dem Eingang des Abtasters 130 vorliegt, konditioniert mit Impulsen zu regelmäßigen Zeitintervallen. Die kleinen Impulse in dem Stimulussignal, das an dem Ausgang des Abtasters 130 vorliegt, liefern eine synthetische Zeitreferenz innerhalb des Stimulussignals, um eine Messung der relativen benachbarten Phase zwischen harmonisch verwandten Spektralfrequenzkomponenten durch den VNA 100 zu erlauben.
Unter besonderer Bezugnahme auf 2 der Zeichnungen ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß den vorliegenden Lehren zum Kalibrieren, Messen und Entwickeln eines Verhaltensmodells eines digitalen Systems auf Messbasis gezeigt. Der VNA 100 wird unter Verwendung einer herkömmlichen Kontinuierliche-Gleitwelle-Kalibrierung unter Verwendung von Leistungsverhältnismessungen über den Frequenzbereich von Interesse kalibriert 202. Eine Leistungskalibrierung 204, ebenso herkömmlich, wird dann durchgeführt, wodurch eine kontinuierlichen Gleitwelle an jedem VNA-Tor 104, 106 vorliegt und eine absolute Leistung des einfallenden Signals, das durch die interne Quelle 102 geliefert wird, durch einen externen Leistungsmesser (nicht gezeigt) an jedem VNA-Tor 104, 106 gemessen wird. Eine Messung der an einem Ende der IF-Kette im Inneren des VNA 100 vorliegenden Leistung wird ebenso unter Verwendung der internen VNA-Leistungsmesser-Elemente gemessen. Ein Verhältnis der externen Messung, die durch die externen Leistungsmesser durchgeführt wird, und eines Ablesewerts von der Messung, die bei der Zwischenfrequenz mit den Leistungsmessern im Inneren des VNA 100 durchgeführt wird, liefert einen Messverlustfaktor der IF-Umwandlungskette für jede gemessene Frequenz an je dem VNA-Tor 104, 106. Wie in der Technik bekannt ist, werden Verlustfaktoren bei nicht gemessenen Frequenzen unter Umständen interpoliert. Die Messverlustfaktorkalibrierungsergebnisse erlauben genaue Messungen der absoluten Leistung unter Verwendung des VNA 100. Unter Verwendung von Ergebnissen von beiden Kalibrierungen ist es dann möglich, Messungen der absoluten Leistung des einfallenden Signals zu bestimmen. Da Verhältnisse der reflektierten einfallenden und der reflektierten übertragenen Signale ebenso gemessen werden, kann auch eine Messung der absoluten Leistung der reflektierten einfallenden und der reflektierten übertragenen Signale bestimmt werden.
Eine Systembandbreitenmessung wird dann bestimmt 205. Zu Zwecken eines Einleitens eines Verfahrens gemäß den vorliegenden Lehren wird eine digitale Taktfrequenz f_clock ausgewählt. In vielen Fällen ist die Taktfrequenz die Betriebstaktfrequenz der digitalen DUT und die Frequenz, bei der ein Modell der digitalen Vorrichtung erzeugt werden soll. Die Systemmessbandbreite des VNA-Systems 100, 120, 122, 124, 126, 128 und 130 definiert eine maximale Frequenz, die unter Verwendung des VNA-Systems zuverlässig gemessen werden kann. Sie wird mit Messungen, die mit dem Tor 1 104 durchgeführt werden, das direkt mit dem Tor 2 106 verbunden ist, sowie unter Verwendung des externen Digitaldatengenerators 120 bestimmt, was das Tor 1 104 mit einer Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus bei der höchsten möglichen Stimulusfrequenz für die gegebene Taktfrequenz stimuliert. Die Systemmessbandbreite wird als eine Spektralkomponente mit der höchsten Frequenz des digitalen Signals festgelegt, die innerhalb eines vordefinierten Amplitudenbereichs der Stimulusgrundfrequenz ist, wobei alle Spektralkomponenten mit höherer Frequenz eine geringere Amplitude aufweisen als den vordefinierten Bereich der Stimulusgrundwelle. Als ein Beispiel wird vorgeschlagen, dass eine beliebige harmonisch verwandte Spektralkomponente der Grundstimulusfrequenz, bei der alle Spektralkomponenten mit höherer Frequenz eine gemessene Amplitude aufweisen, die kleiner als 30 dB von der Grundwelle nach unten ist, eine maximale Frequenz ist, die das System zuverlässig messen kann. Es wird darauf geachtet, die Bandbreite basierend auf einem Trend einer sinkenden Amplitude mit der Frequenz festzulegen und die Systemmessbandbreite nicht basierend auf einer Lokalamplitude 0 festzulegen.
Die DUT wird dann zwischen die Tore 1 und 2 104, 106 des VNA 100 geschaltet, wobei der erste und der zweite Quellenschalter 132, 134 in die externen Quellenmessschaltpositionen geschaltet werden. Die DUT wird stimuliert und gemessen, um Informationen zur Erzeugung eines digitalen Simulationsmodells 300 zu erhalten.
Unter besonderer Bezugnahme auf die 3A bis 3C der Zeichnungen ist ein detaillierteres Flussdiagramm der Mess- und Modellierungsschritte 300 eines Verfahrens gemäß den vorliegenden Lehren gezeigt. Zu Zwecken der folgenden Erläuterung ist bekannt, dass Ausführungsbeispiele, bei denen Berechnungen und eine weitere Signal- und Entscheidungsverarbeitung außerhalb des VNA 100 durchgeführt werden, gleichwertig zu Ausführungsbeispielen sind, bei denen Berechnungen, Entscheidungen und Verarbeitung im Inneren des VNA 100 durchgeführt werden, sowie Kombinationen hiervon. Bei einem spezifischen Ausführungsbeispiel wird die DUT 140 zuerst mit einer Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus mit der höchsten Frequenz, die bei der Taktfrequenz f_clock möglich ist, was eine Frequenz von f_clock/2 ist, unter Verwendung einer Nicht-zu-0-Zurückkehren-(im Folgenden „NRZ"-)Übereinkunft stimuliert 301. Der Rechteckwellen-Stimulus mit konstant 50% Arbeitszyklus stellt ein wiederholbares digitales Muster dar, bei dem sich der digitale Wert bei jedem ansteigenden (oder abfallenden) Übergang des Takts unter Verwendung der NRZ-Übereinkunft verändert, um ein Muster abwechselnder Einsen und Nullen zu erzeugen.
In diesem spezifischen Fall gibt es deshalb zwei Taktzyklen für einen einzelnen Zyklus der Daten. In dem allgemeinen Fall gibt es N Taktzyklen für jede Datenperiode, wenn es N Bits pro Datenperiode gibt. Da Daten bei einer Taktflanke unter Verwendung der NRZ-Übereinkunft übergehen, ist der kleinste mögliche Wert für N 2, um eine Bitsequenz mit zumindest einer „1" und zumindest einer „0" in der Sequenz zu erzeugen. Die allgemeine Gleichung für das Stimulussignal als eine Funktion des Takts wird deshalb folgendermaßen dargestellt:
In dem spezifischen Fall eines digitalen Stimulus, der bei jeder ansteigenden (oder abfallenden) Flanke des Takts übergeht, gilt N = 2. Folglich wird der programmierbare Datengenerator programmiert, um einen Rechteckwellenstimulus bei der Hälfte der DUT-Taktfrequenz zu liefern, wobei Folgendes gilt:
Die DUT-Messbandbreite wird dann aus Messungen, die unter Verwendung des Digitalstimulus mit 50% Arbeitszyklus durchgeführt werden, in etwa auf die gleiche Art und Weise, wie die Systembandbreite bestimmt wird, bestimmt 304. Die DUT-Messbandbreite wird so durchgeführt, dass die DUT zwischen die Tore 1 und 2 104, 106 des VNA 100 geschaltet ist, und verwendet ein Übertragungssignal an dem Tor 2 106, auf dem die Bestimmung basieren soll. Der Abtaster wird in eine „Aus"-Position geschaltet und Messungen werden mit der Rechteckwelle mit der höchsten möglichen Frequenz angesichts der Taktfrequenz als Stimulus durchgeführt 302, 304. Unter Verwendung einer NRZ-Übereinkunft ist das Digitalsignal mit der höchsten möglichen Frequenz die Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus bei der Hälfte der Taktfrequenz. Die DUT-Messbandbreite wird als eine harmonisch verwandte Spektralkomponente mit der höchsten Frequenz der Grundwelle für das Übertragungssignal definiert, die innerhalb des vordefinierten Bereichs der Grundwelle des Übertragungssignals ist, wobei alle Spektralkomponenten mit höherer Frequenz kleiner sind als der vordefinierte Bereich der Übertragungssignal-Grundwelle. In vielen Fällen ist die Systemmessbandbreite des VNA-Systems 100 um eine oder mehrere Größenordnungen größer als die Messbandbreite der DUT. Falls dies der Fall ist, dient das Verfahren zum Messen von sowohl der DUT-Messbandbreite als auch der VNA-System-Messbandbreite nur als Prüfung um sicherzustellen, dass das VNA-System die DUT-Messung nicht einschränkt und die DUT-Messbandbreite eine Gesamtmessbandbreite definiert. In anderen Fällen jedoch werden eine oder mehrere der Systemkomponenten auf ein Frequenzband begrenzt, das kleiner ist als die DUT-Messbandbreite. Messungen werden nur bis zu der niedrigsten der beiden Bandbreitenmessungen zuverlässig durchgeführt. Die Gesamtmessbandbreite wird deshalb basierend auf der kleineren der DUT-Mess- und der System-Messbandbreite bestimmt 304. In einigen Fällen wird die Gesamtmessbandbreitenbestimmung als ein Ergebnis eines nicht perfekten digitalen Stimulus durch die Systemmessbandbreite dominiert. In diesem Fall können Fachleute auf dem Gebiet einer nicht-linearen Modellierung eine Beurteilung bezüglich einer zusätzlichen Bandbreite der DUT durchführen, die aus dem nicht-idealen Stimulus nicht ohne weiteres ersichtlich ist, um sich der DUT-Messbandbreite näher anzunähern. Die Gesamtmessbandbreite wird hierin als BW_overall dargestellt.
Die 4 bis 7 stellen das spezifische Beispiel eines Rechteckwellenstimulus mit 50% Arbeitszyklus dar, der eine Frequenz gleich einer Hälfte der Frequenz des Taktes aufweist (d. h. N = 2). Der Rechteckwellenstimulus mit 50% Arbeitszyklus stellt die Rechteckwelle mit der höchsten möglichen Frequenz für die gegebene Taktfrequenz dar. Folglich definiert er außerdem die DUT-Messbandbreite für alle Stimulussignale mit niedrigerer Frequenz sowie komplexere Stimulussignale und Stimulussignale mit geringerem Arbeitszyk lus. In der vorliegenden Erläuterung befindet sich außerdem eine Beschreibung der allgemeineren Formulierung für komplexere Stimulussignale, bei denen N größer als 2 ist.
Unter besonderer Bezugnahme auf 4 der Zeichnungen ist eine grafische Darstellung einer Rechteckfunktion 350 in dem Zeitbereich gezeigt. Eine mathematische Darstellung der gleichen Rechteckfunktion 350 ist wie folgt:
Ebenso in 4 der Zeichnungen ist eine Kammfunktion 351 in dem Zeitbereich mit Impulsen bei 2T_clock, -2T_clock und ganzzahligen Vielfachen derselben gezeigt. Die Kammfunktion stellt die Momente in dem Zeitbereich dar, bei denen die Mitte der digitalen Daten eine „1" darstellt. Unter besonderer Bezugnahme auf 5 der Zeichnungen ist das Ergebnis 352 einer mathematischen Faltung der Rechteckfunktion mit der Kammfunktion in dem Zeitbereich, in 4 gezeigt, gezeigt. Wie dargestellt ist, ist das Ergebnis 352 der Zeitbereichsfaltung eine Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus, die bei dem spezifischen Beispiel eine Periode von T_stimulus oder 2T_clock aufweist. Unter besonderer Bezugnahme auf 6 der Zeichnungen ist eine Frequenzbereichsdarstellung 353 der Zeitbereich-Rechteckfunktion 350 gezeigt. Ebenso in 6 gezeigt ist eine Frequenzbereichsdarstellung 354 der Zeitbereich-Kammfunktion 351. Wie für Fachleute auf diesem Gebiet zu erkennen ist, ist eine Faltung in dem Zeitbereich gleichwertig zu einer Multiplizierung in dem Frequenzbereich. Entsprechend und unter besonderer Bezugnahme auf 7 der Zeichnungen ist eine Frequenzbereichsdarstellung der Multiplizierung der Frequenzbereichsgrafen aus 6 gezeigt. Die Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus, die in dem Zeitbereich in 5 gezeigt ist, weist deshalb eine Frequenzbereichsdarstellung auf, die in 7 gezeigt ist. Wie mathematisch dargestellt ist, weist die Rechteckwelle mit 50% Arbeitszyklus, da dieselbe ein wiederholbares Signal ist, mehrere stationäre und harmonisch verwandte bekannte Spektralkomponenten in dem Frequenzbereich auf. Es ist deshalb möglich, die harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse zu berechnen. Zu Zwecken der vorliegenden Lehren sind die harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse diejenigen Spektralkomponenten des digitalen Stimulussignals, die innerhalb einer Gesamtmessbandbreite liegen. Die Gesamtmessbandbreite wird durch eine Harmonische der höchsten Frequenz der Taktfrequenz definiert, die eine Amplitude aufweist, die innerhalb von 30-50 dB der Spektralkomponente mit der größten Amplitude ist, die gerade gemessen wird, wie aus der Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus der höchsten Frequenz bei einer bestimmten Taktfrequenz bestimmt wird. Man geht davon aus, dass dies ausreichende Genauigkeit liefert, um ein Modell der Vorrichtung zu sehr praktischen Zwecken zu entwickeln. Bei dem spezifischen Beispiel der Rechteckwelle mit 50% Arbeitszyklus bei der Hälfte der Taktfrequenz ist die Komponente mit der größten Amplitude des digitalen Datensignals die Grundwelle mit einer Frequenz von einer Hälfte der Taktfrequenz. Die Grundwelle ist deshalb eine erste Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_1}, und ist die Stimulusgrundfrequenz f_{stim_fund} Ein Faktor K ist als Teil einer Beziehung zwischen der Taktfrequenz und der Gesamtbandbreite der DUT- und Systemmessung definiert: Kfclock = BWoverall (3)
Da die Gesamtmessbandbreite der DUT sich für eine bestimmte Taktfrequenz unabhängig von der Frequenz des Stimulus nicht verändert, ist K für alle Messungen, die die gleiche Taktfrequenz verwenden, konstant. Bei dem spezifischen Beispiel wird die Gesamtmessbandbreite für einen 2 GHz-Takt als 10 GHz berechnet oder gemessen. Folglich gilt K = 5 für alle Messungen, die mit dem 2 GHz-Takt durchgeführt werden. Die Spektralkomponenten von Interesse sind diejenigen Harmonischen der Stimulusgrundwelle bis zu und einschließlich NKf_{stim_fund}. Für das spezifische Beispiel ist die zweite Harmonische einer perfekten Rechteckwelle eine lokale 0. Wenn die Spektralkomponente als eine 0 gemessen wird, ist sie in der Messung nicht von Interesse, da es nicht möglich ist, eine relative Phase zwischen zwei Spektralkomponenten zu messen, wenn eine der Spektralkomponenten keine ausreichende Amplitude aufweist. In praktischer Hinsicht jedoch ist die Rechteckswelle nicht perfekt und in vielen Fällen liegt ein ausreichender zweiter harmonischer Inhalt vor, um eine Messung durchzuführen. Die Amplitude der zweiten Harmonischen bestimmt deshalb, ob die zweite Harmonische eine Spektralkomponente von Interesse in der Messung der relativen Phase ist oder nicht. Bei dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, dass die zweite Harmonische eine ausreichende Amplitude aufweist, um eine Spektralkomponente von Interesse zu sein, und ist in der Messung als f_{meas_2} enthalten. Die dritte, fünfte, siebte und neunte Harmonische der Grundwelle sind ebenso Spektralkomponenten von Interesse. Sie sind als f_{meas_3}, f_{meas_5}, f_{meas_7} und f_{meas_9} dargestellt. Die vierte, sechste und achte Harmonische könnten ebenso lokale Nullen sein, für die vorliegende Erläuterung jedoch werden sie genau so wie die zweite Harmonische behandelt und sind als f_{meas_4}, f_{meas_6}, f_{meas_8} und f_{meas_10} dargestellt. Für die vorliegende Darstellung sind die Spektralkomponenten von Interesse diejenigen harmonisch verwandten Spektralkomponenten, bei denen eine Amplitude innerhalb 30-50 dB der Grundwelle gemessen wird. Dies wird so definiert, da man glaubt, dass alle Harmonischen, die eine Amplitude innerhalb 30-50 dB der Amplitude der Grundwelle aufweisen, ausreichend zur Messung zu Zwecken einer Reproduktion des Zeitbereichsignals sind, dessen Harmonische die Bestandteilspektralkomponenten sind. Bei einigen Anwendungen der vorliegenden Lehren könnte es erwünscht sein, alle Spektralkomponenten innerhalb von 50 dB der Grundwelle zu messen, um ein genaueres Modell zu erhalten. Es sollte ersichtlich sein, dass es mit abnehmendem Messdynamikbereich und zunehmenden Digitalfrequenzen ferner wünschenswert sein könnte, abhängig von der Fähigkeit der Messtechnologie har monisch verwandte Spektralkomponenten zu messen, die weniger als 30 dB oder mehr als 50 dB von der Grundwelle nach unten sind. Folglich werden 30 dB nach unten hierin lediglich zu Darstellungszwecken verwendet und sollen das, was beansprucht wird, nicht einschränken.
Wenn der Abtaster 130 in einem in Sperrrichtung vorgespannten oder „aus"-geschalteten Zustand 302 ist, erscheint der Abtaster 130 als eine perfekt impedanzangepasste 0-Verzögerung und herkömmliche S-Parameter-Messungen werden mit dem VNA 100 bei der Stimulusgrundfrequenz f_{stim_fund} und allen harmonisch verwandten Spektralkomponenten der Grundwelle, nf_{stim_fund}, durchgeführt, wobei n eine Serie von Ganzzahlen ist. Zusätzlich wird eine absolute Leistung des einfallenden Signals bei der gleichen Grundwelle und harmonisch verwandten Spektralkomponenten der Grundwelle unter Verwendung des gemessenen IF-Signals und eines Messverlustfaktors, bei Schritt 204 bestimmt, gemessen 303. Aus den gemessenen S-Parametern und dem Messverlustfaktor ist es möglich, eine absolute Leistung der übertragenen, reflektierten einfallenden und reflektierten übertragenen Spektralkomponenten für die Grundwelle und jeweils harmonisch verwandten Spektralkomponenten der Grundwelle zu berechnen. Alternativ könnte die absolute Leistung der übertragenen, der reflektierten einfallenden und der reflektierten übertragenen Signale gemessen werden 303.
Die harmonisch verwandten Spektralkomponenten, die zu Beginn für die bestimmte digitale Taktfrequenz f_clock gemessen werden, sind deshalb die Grundstimulusfrequenz und alle Spektralkomponenten, die harmonisch mit der Grundstimulusfrequenz verwandt sind und Frequenzen aufweisen, die kleiner sind als die Gesamtmessbandbreite. Bei dem Beispiel eines 2 GHz-Taktes und eines 1 GHz-Rechteckwellen-Stimulussignals (wobei N = 2 gilt) wird die DUT-Messbandbreite als 10 GHz gemessen. Deshalb sind die Spektralkomponenten von Interesse harmonisch verwandte Bestandteilspektralfrequenzen bis zu 10 GHz. Bezug nehmend auf die Gleichung (3) gilt 2 GHz (K) = 10 GHz und K = 5. Bei dem Beispiel einer perfekten Rechteckwelle mit der Hälfte der Taktfrequenz sind die harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz, 7 GHz bzw. 9 GHz. Zu Zwecken des vorliegenden Beispiels jedoch ist zu erkennen, dass der Stimulus keine perfekte Rechteckwelle ist und alle harmonisch verwandten Spektralkomponenten zwischen 1 GHz und 10 GHz von Interesse sind, obwohl sie unter Umständen weniger als 30 dB von der Grundwelle nach unten liegen. Entsprechend sind die harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse bei dem vorliegenden Beispiel 1 GHz bis 10 GHz und alle Frequenzen in dem Frequenzbereich bei 1 GHz-Intervallen.
Der Digitalsignalmessvorgang fährt mit dem Schritt eines Durchlassvorspannens des Abtasters in einen „An"-Zustand fort, was ein Konditionieren des digitalen Stimulussignals mit den synthetischen Zeitbereichsimpulsen und ein Messen einer relativen Phase 305 zwischen benachbarten der Spektralkomponenten von Interesse bei dem einfallenden und dem übertragenen Signal erlaubt. Eine relative Phase wird z. B. zwischen einer ersten und einer zweiten harmonisch verwandten Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_1} und f_{meas_2}, gemessen. Eine relative Phase wird außerdem zwischen einer zweiten und einer dritten harmonisch verwandten Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_2} und f_{meas_3}, bis zu einer relativen Phase, gemessen zwischen f_{meas_NK-1} und f_{meas_NK} gemessen.
Unter besonderer Bezugnahme auf 8 der Zeichnungen ist ein detaillierteres Flussdiagramm des Verfahrens zum Messen einer relativen Phase 305 zwischen den harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse, f_{meas_1}bis f_{meas_NK}, die in dem Frequenzbereich benachbart sind, gezeigt. Wie für Fachleute auf diesem Gebiet zu erkennen ist, werden neun Messungen einer relative Phase für 10 Spektralkomponenten von Interesse durchgeführt. Wenn Messungen benachbarter relativer Phasen durchgeführt werden, ist es ferner möglich, eine relative Phase zwischen nicht benachbarten Spektralkomponenten zu bestimmen, indem die Messungen benachbarter relativer Phasen kumuliert werden. Wenn eine der Harmonischen eine lokale 0 ist, wird eine relative Phase zwischen einer Harmonischen oberhalb und einer Harmonischen unterhalb der lokalen 0 gemessen.
Eine Messung der relativen Phase 305 zwischen harmonisch verwandten Spektralkomponenten weist zuerst eine geeignete Auswahl 410 einer Abtaster-Grundfrequenz, f_{samp_fund}, auf. Es wird erwünscht, dass sich eine Abtaster-Harmonikfrequenz auf halber Strecke zwischen allen Harmonischen der Stimulusfrequenz-Grundwelle, für die eine relative Phase gemessen werden soll, minus einem kleinem Frequenzversatz befinden. Eine minimale Abtasterfrequenz ist deshalb eine Frequenz, die sich etwa auf halber Strecke zwischen der ersten und der zweiten Spektralkomponente von Interesse minus einem bestimmten Frequenzversatz befindet. Eine Abtaster-Grundwelle muss deshalb zumindest eine Hälfte der minimalen Abtasterfrequenz sein. Ein Wert für den kleinen Versatz wird basierend auf der Messung der relativen Phase mit der kleinsten Frequenz bestimmt. Die Versatzfrequenz für das zu messende Spektralpaar mit der geringsten Frequenz ist als f_offset dargestellt. Die erste Spektralkomponente von Interesse wird als f_clock/N dargestellt, sodass die minimale Abtasterfrequenz folgendermaßen dargestellt wird:
Für sehr hohe Taktfrequenzen ist es möglich, dass die minimale Abtasterfrequenz nicht in einen Abtaster-Grundfrequenzbereich fällt. Die minimale Abtasterfrequenz muss größer oder gleich der Abtaster-Grundfrequenz sein und dennoch eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz. Zu Zwecken eines optimalen Abtaster-Signal-Rausch-Verhältnisses ist es ferner wünschenswert, den Abtaster mit der höchsten Frequenz zu treiben, die ausreichende Harmonische liefert, um die Messung der relativen Phase zwischen allen Spektralkomponenten von Interesse durchzuführen. Ein Faktor M wird als der kleinste ganzzahlige Wert zur Platzierung von f_{samp_fund} innerhalb des verfügbaren Frequenzbereichs definiert, wobei Folgendes gilt:
Bei dem vorliegenden Beispiel eines 2 GHz-Taktes und eines 1 GHz-Stimulussignals und bei N = 2 gilt:
Die Bandbreite der Abtaster-Treiberfrequenz beträgt 2 MHz bis 500 MHz. Da der f_offset-Faktor in der Gleichung subtrahiert wird, zeigt sich, dass für M = 1 die minimale Abtasterfrequenz innerhalb der Abtaster-Frequenzbandbreite liegt. Folglich ist die kleinste Ganzzahl für M, die die Abtaster-Grundwelle innerhalb der Abtaster-Bandbreite platziert, 1 und die Abtaster-Grundfrequenz wird festgelegt. Wie für einen Fachmann ersichtlich ist, platziert auch M = 2 die Abtaster-Grundwelle innerhalb des Grundwellen-Treiberfrequenzbereichs. Die Abtaster-Grundwelle jedoch befindet sich bei einer niedrigeren Frequenz, was funktioniert, jedoch in Bezug auf eine Abtaster-Signalqualität nicht optimal ist.
Der größte Frequenzversatz zu Zwecken der Messung einer relativen Phase wird durch die VNA-IF-Bandbreite eingeschränkt. Es ist ferner wünschenswert, einen so großen Versatz wie möglich zu verwenden, um eine Frequenzauflösung für die niederfrequenteren Messungen zu verbessern. Folglich wird es bevorzugt, einen Versatz auszuwählen, der einen Großteil der IF-Bandbreite für die höchste gemessene Frequenz verwendet. Der größte Frequenzversatz wird für eine Messung der relativen Phase zwischen der höchsten und der nächsthöchsten Harmonischen der Stimulusfrequenz verwendet, die sich innerhalb der Gesamtmessbandbreite befindet. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die harmonisch verwandte Spektralkomponente mit der höchsten Frequenz von Interesse 10 GHz und die nächsthöchste 9 GHz. Die IF-Bandbreite des VNA 100 beträgt bei einem spezifischen Beispiel 100 kHz und wird als BW_IF dargestellt. K ist bekannt und bei dem vorliegenden Beispiel gilt K = 5. Der Frequenzversatz sollte kleiner oder gleich der VNA-IF-Bandbreite geteilt durch 4 K sein, jedoch so groß wie möglich, sodass ein kleinster bei der Messung der relativen Phase verwendeter Versatz ohne weiteres innerhalb der IF-Bandbreite auflösbar ist. Wenn der Frequenzversatz glatt durch M teilbar ist und eine Harmonische aufweist, die gleich der Abtaster-Grundwelle ist, sollte der Frequenzversatz aus Gründen, die nach einer Durchsicht der vorliegenden Lehren ersichtlich werden, leicht angepasst werden.
Die maximale Abtasterfrequenz, f_{samp_max}, ist als eine Funktion der höchsten und der nächsthöchsten Spektralfrequenz von Interesse, f_{meas_NK} bzw. f_{meas_NK-1}, dargestellt, wobei NK die höchste Harmonische der harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse ist.
Für die vorliegende Darstellung gilt deshalb:
und
Die Gleichung (8) zeigt einen Faktor für den größten zu Zwecken der Messung der relativen Phase verwendeten Versatz. Es ist optimal, wenn der größte Versatz kleiner ist als die VNA-IF-Bandbreite geteilt durch 4 oder:
Bei dem spezifischen Beispiel gilt K = 5, N = 2 und die VNA-IF-Bandbreite beträgt 100 kHz. Folglich gilt:
Aus Gründen der Klarheit und einer Erleichterung der Berechnung wird ein Abtaster-Grundfrequenzversatz, f_offset/3, für das spezifische Beispiel auf 1 kHz gesetzt und die Abtaster-Grundfrequenz als 500 MHz – 1 kHz festgelegt. Abtasterfrequenzen von Interesse sind diejenigen Abtaster-Harmonischen, die in der Messung der relativen Phase verwendet werden, und sind folgendermaßen dargestellt
Das System programmiert 412 den VCO 124 auf die festgelegte Abtaster-Grundfrequenz. Die Sinuswellenausgabe des VCO 124 wird in Impulse umgewandelt, die in den Abtaster 130 eingegeben werden, um das Stimulussignal zu konditionieren.
Folglich sind alle Harmonischen der Abtaster-Grundwelle in dem Stimulussignal vorhanden. An diesem Punkt in dem Verfahren sind die Variablen f_{samp_fund}, f_offset, K und M festgelegte Werte für bereits festgelegte Variablen f_clock, N, f_{meas_1} bis f_{meas_NK} und die IF-Bandbreite des VNA, BW_IF. Wenn das Datenmuster einen Spektralinhalt unterhalb von 2 MHz aufweist, kann eine direkte Messung des Spektrums unter Verwendung herkömmlicher Hochgeschwindigkeits-Digitalisierungstechniken erhalten werden. Der Abschnitt des Spektrums unterhalb von 2 MHz kann zu Messungen hinzugefügt werden, die gemäß den vorliegenden Lehren durchgeführt werden, um eine Charakterisierung der DUT über den vollständigen Frequenzbereich von Interesse zu vervollständigen.
Ebenso für die Messung der relativen Phase wird eine Lokaloszillatorfrequenz, f_lo, für den VNA 100 basierend auf den Frequenzen der harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse und der IF-Bandbreite des VNA 100 bestimmt 414. Zu Darstellungszwecken und zur Klarheit fährt die Erläuterung hinsichtlich des Beispiels eines 2 GHz-Digitalsignals und insbesondere eines 2 GHz-Digitalsignals ohne Rückkehr auf 0 mit abwechselnden „Einsen" und „Nullen" fort, was annäherungsweise eine 1 GHz-Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus ist. Wie zuvor erläutert wurde, sind die Grundwelle bis zu der zehnten Harmonischen die Spektralkomponenten von Interesse, f_{meas_1} bis f_{meas_10}. Bei dem vorliegenden Beispiel gibt es deshalb NK – 1 oder 9 durchgeführte separate Messungen einer relativen Phase. Eine erste Messung einer relativen Phase wird zwischen einem ersten Paar von Spektralkomponenten durchgeführt. Das erste Spektralpaar ist die erste Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_1}, die bei dem vorliegenden Beispiel die Grundstimulusfrequenz 1 GHz ist, und die zweite Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_2}, die eine zweite Harmonische der Stimulusfrequenz 2 GHz ist. Eine zweite Messung einer relativen Phase wird zwischen einem zweiten Paar von Spektralkomponenten durchgeführt, nämlich der zweiten Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_2}, und der dritten Spektralkompo nente von Interesse, f_{meas_3}, was eine Dritte-Harmonische-Stimulusfrequenz 3 GHz ist. Eine ähnliche Messung wird zwischen allen Paaren von Spektralkomponenten, die in dem Frequenzbereich benachbart sind, bis zu der neunten und zehnten Harmonischen der Grundstimulusfrequenz durchgeführt. Eine Messung wird auf dem VNA 100 mit einer IF-Bandbreite von 100 kHz durchgeführt.
Unter besonderer Bezugnahme auf 9 der Zeichnungen ist eine grafische Frequenzbereichsdarstellung der ersten bis fünften Spektralkomponente von Interesse gezeigt, die die Grundwelle, f_{meas_1} 400, eine zweite Harmonische, f_{meas_2} 401, eine dritte Harmonische, f_{meas_3} 402, eine vierte Harmonische, f_{meas_4} 403, und eine fünfte Harmonische, f_{meas_3} 404 des 1 GHz-Rechteckwellen-Stimulussignals umfassen. Wie für einen Fachmann auf diesem Gebiet zu erkennen ist, könnte der offenbarte Messvorgang bis zu dem Spektralpaar mit der höchsten Frequenz gemäß den Parametern des Messvorgangs der relativen Phase, der vorliegt, angepasst und erweitert werden. Für eine Messung der relativen Phase zwischen f_{meas_1} und f_{meas_2} ist die erste Abtasterfrequenz, f_{samp_1} 406, die Frequenz, die harmonisch mit der berechneten Abtaster-Grundfrequenz verwandt ist, die sich in dem Frequenzbereich in etwa auf halber Strecke zwischen den beiden gerade gemessenen Frequenzen, minus dem Versatz, befindet. Bei dem gegenwärtigen Beispiel beträgt die Abtaster-Grundfrequenz 500 MHz – 1 kHz. Entsprechend beträgt die erste Abtasterfrequenz von Interesse 406 1,5 GHz – 3 kHz. Unter besonderer Bezugnahme auf 10 der Zeichnungen mischen sich die erste und die zweite Spektralkomponente von Interesse, f_{meas_1} 400 und f_{meas_2} 401, mit der ersten Abtasterfrequenz f_samp1 406, um ein erstes und ein zweites Abtaster-Mischprodukt 500 und 502 zu ergeben. Bei dem Beispiel sind das erste und das zweite Abtaster-Mischprodukt 500, 502 500 MHz – 3 kHz bzw. 500 MHz – 3 kHz. Wie für einen Fachmann auf diesem Gebiet zu erkennen ist, gibt es in einer praktischen Anwendung einen größeren Frequenzinhalt in dem gemessenen Frequenzbereich, als in den 9 und 10 gezeigt ist. Ins besondere weist die Ausgabe des Abtasters 130 einen sehr reichen Spektralinhalt auf. Zusätzlich gibt es zahlreiche sekundäre und tertiäre Mischprodukte mit geringerer Amplitude der Abtaster-Frequenzen und der Spektralkomponenten des Stimulussignals. Die in den 9, 10 und 11 dargestellten Frequenzen jedoch sind nur diejenigen Frequenzen, die verwendet werden, um die erwünschte Messung bei einem Verfahren gemäß den vorliegenden Lehren zu ergeben. Da das mathematische Modell bekannt ist, sind dies auch die spezifischen Frequenzen, die zur Durchführung der erwünschten Messungen verwendet werden. Es ist ebenso durch eine sorgfältige Auswahl der Abtaster-Grundfrequenz f_{samp_fund} und der Frequenz des VNA-Lokaloszillators f_lo basierend auf dem Spektralinhalt des Stimulussignals bekannt, dass die Frequenzen von Interesse darstellend für das zu messende Phänomen sind.
Für jede Messung der relativen Phase wird die Frequenz des VNA-Lokaloszillators 114 für die Messung der relativen Phase folgendermaßen berechnet:
Wie für einen Fachmann auf diesem Gebiet zu erkennen ist, ist die Frequenzdifferenz zwischen allen benachbarten harmonisch verwandten Spektralkomponenten von Interesse üblicherweise der gleiche Wert, obwohl in dem Fall einer logischen 0 bei einer der Spektralkomponenten dies nicht notwendigerweise der Fall ist. Aus diesem Grund wird die Gleichung in ihrer allgemeinen Form gehalten. Für jede Messung der relativen Phase wird eine unterschiedliche Harmonische der Abtaster-Grundwelle verwendet und die Lokaloszillatorfrequenz abhängig von den erwarteten Mischprodukten für jede Messung der relativen Phase auf eine unterschiedliche Frequenz abgestimmt,. Bei dem vorliegenden Beispiel wird deshalb die Lokaloszillatorfrequenz folgendermaßen abgestimmt flo_q-1 = 500MHz – (2q – 1)3kHz für q = 2 bis NK (14)
Entsprechend ist die Lokaloszillatorfrequenzveränderung durch den (2q – 1) f_offset-Faktor definiert. Für die vorliegende Darstellung für die Messung der relativen Phase zwischen der ersten und der zweiten harmonisch verwandten Spektralkomponente von Interesse beträgt deshalb f_{fund_samp} 500 MHz und der Frequenzversatz für die Abtaster-Grundwelle beträgt 1 kHz. Unter besonderer Bezugnahme auf 9 der Zeichnungen liegt für eine Messung der relativen Phase zwischen f_{meas_1} 400 bei 1 GHz und f_{meas_2} 401 bei 2 GHz die geeignete Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz, die zur Durchführung der Messung verwendet wird, eine erste Abtasterfrequenz f_samp1 406 bei 1,5 GHz – 3 kHz. Unter besonderer Bezugnahme auf 10 der Zeichnungen mischt sich die erste Abtasterfrequenz 406 mit der ersten und der zweiten Spektralkomponente von Interesse, um ein erstes und ein zweites primäres Mischprodukt 500 bei 500 MHz – 3 kHz und 502 bei 500 MHz + 3 kHz zu erzeugen. Der VNA-Lokaloszillator 114 wird auf eine Frequenz f_{lo_1} 504 von 500 MHz – 9 kHz abgestimmt 414. Unter besonderer Bezugnahme auf 11 der Zeichnungen mischt der Mischer 112 in dem VNA 100 das Lokaloszillatorsignal 504 mit dem ersten und dem zweiten primären Mischprodukt 500 und 502, um ein erstes und ein zweites harmonisch verwandtes sekundäres Mischprodukt 600 und 602 zu ergeben. Bei dem spezifischen Beispiel sind das erste und das zweite sekundäre Mischprodukt 6 kHz und 12 kHz. Da die IF-Band-Mischprodukte harmonisch miteinander durch eine geeignete Auswahl der Lokaloszillatorfrequenz 504 bezüglich der Grundabtasterfrequenz verwandt sind, und da die relative Phase der sekundären IF-Band-Mischprodukte in dem Frequenzbereich in Bezug aufeinander stationär sind, ist es möglich, eine relative Phase zwischen denselben unter Verwendung von Standard-VNA-Digitalisierungsmessungen und FFT-Berechnungen zu bestimmen 415. Wie für Fachleute auf diesem Gebiet zu erkennen ist, ist der für den Lokaloszillator berechnete Versatz mit dem Versatz für die Harmonische der Abtaster-Grundwelle, die in der Messung der relativen Phase für das spezifische Paar von Spektralkomponenten verwendet wird, verwandt. Insbesondere wird der Lokaloszillator-Frequenzversatz ausgewählt, um harmonisch verwandte sekundäre Mischprodukte zu erzeugen. Insbesondere ist der Lokaloszillatorversatz dreimal der Abtaster-Harmonik-Frequenzversatz.
Für eine Messung der relativen Phase zwischen 2 GHz und 3 GHz ist die verwendete Harmonische der Abtaster-Grundwelle die zweite Abtaster-Frequenz f_samp2 407 mit 2,5 GHz – 5 kHz. Die zweite Abtasterfrequenz 407 mischt sich mit der zweiten und der dritten Spektralkomponente von Interesse 401, 402, um ein erstes und ein zweites primäres Mischprodukt von 500 MHz – 5 kHz und 500 MHz + 5 kHz (in 10 nicht gezeigt) zu ergeben. Der VNA-Lokaloszillator wird auf eine Frequenz von 500 MHz – 15 kHz abgestimmt. Das Lokaloszillatorsignal mischt sich mit den primären Mischprodukten, um ein erstes und ein zweites sekundäres Mischprodukt von 10 kHz und 20 kHz (in 11 nicht gezeigt) zu ergeben. Wie für einen Fachmann auf diesem Gebiet ersichtlich ist, sind die Mischprodukte für die zweite und die dritte Spektralkomponente von Interesse auch harmonisch miteinander verwandt. Durch eine geeignete Auswahl der Lokaloszillatorfrequenz 504 und da die relativen Phasen der IF-Band-Mischprodukte in dem Frequenzbereich in Bezug aufeinander stationär sind, ist es möglich, eine relative Phase zwischen denselben unter Verwendung von Standard-VNA-Digitalisierungsmessungen und FFT-Berechnungen zu bestimmen 415.
Eine Messung der relativen Phase zwischen 9 GHz und 10 GHz, was die beiden höchsten Frequenzen darstellt, die bei dem spezifischen Beispiel gemessen werden, verwendet eine neunzehnte Harmonische der Abtaster-Grundwelle (2 NK – 1), die 9,5 GHz – 19 kHz beträgt, und der VNA-Lokaloszillator 114 wird auf eine Frequenz von 500 MHz – 57 kHz abgestimmt. Den Beispielen und den vorgegebenen Gleichungen folgend sind das erste und das zweite primäre Mischprodukt 500 MHz – 19 kHz und 500 MHz + 19 kHz. Wenn die primären Mischprodukte sich mit dem geeignet abgestimmten Lokaloszillatorsignal mischen, ergibt dies ein erstes und ein zweites sekundäres Mischprodukt von 38 kHz und 76 kHz. Wieder ist es, da die IF-Band-Mischprodukte harmonisch miteinander durch eine geeignete Auswahl der Lokaloszillatorfrequenz 504 verwandt sind, und da die relative Phase der IF-Band-Mischprodukte in dem Frequenzbereich stationär ist, möglich, eine relative Phase zwischen denselben unter Verwendung von Standard-VNA-Digitalisierungsmessungen und FFT-Messungen zu bestimmen 415. Wie für einen Fachmann auf diesem Gebiet ferner zu erkennen ist, ist 76 kHz das Signal mit der höchsten Frequenz, das in dem VNA-IF gemessen wird, und ist auch innerhalb der VNA-IF-Bandbreite.
Messungen relativer Phasen werden zwischen allen benachbarten Paaren von Spektralkomponenten von Interesse durch ein Abstimmen der VNA-Lokaloszillatorfrequenz und ein darauf folgendes Mischen der relativen Phase zwischen den sekundären Mischprodukten der benachbarten Frequenzen unter Verwendung des VNA 100 durchgeführt. In einigen Fällen sind eine oder mehrere der Spektralkomponenten von Interesse eine lokale 0 und es liegt keine ausreichende Amplitude für eine Messung der relativen Phase vor, um unter Bezugnahme auf dieselbe durchgeführt zu werden. In diesem Fall wird eine Messung der relativen Phase zwischen den zwei Spektralkomponenten von Interesse auf beiden Seiten der lokalen 0 in dem Frequenzspektrum durchgeführt. Wie den vorliegenden Lehren zu entnehmen ist, mischen sich, wenn keine lokalen Nullen vorliegen, alle Messungen benachbarter Harmonischen der Stimulus-Grundwelle mit einer ungeraden Harmonischen der Abtaster-Grundwelle. Die geraden Harmonischen der Abtaster-Grundwelle jedoch sind in dem Spektrum vorhanden und werden nicht verwendet, wenn alle Harmonischen der Stimulus-Grundwelle gemessen werden können. Falls es nötig ist, die Messung der relativen Phase durchzuführen, indem eine Messung unter Bezugnahme auf eine lokale 0 weggelassen wird, folgt man dem gleichen Vorgang, wie hierin offenbart ist, mit der Ausnahme, dass die gerade Harmonische der Abtaster-Grundwelle, die in etwa auf halber Strecke zwischen den benachbarten Spektralkomponenten von Interesse angeordnet ist, verwendet wird. Der Frequenzversatz wird bezüglich der Harmonischen der Abtaster-Grundwelle von Interesse für die bestimmte Messung berechnet und die Messung der relativen Phase wird durchgeführt. Bei dem spezifischen Beispiel wird angenommen, dass die zweite Harmonische eine lokale 0 ist. In diesem Fall wird eine Messung der relativen Phase zwischen der ersten und der dritten Harmonischen der Stimulus-Grundwelle durchgeführt. Insbesondere wird eine Messung zwischen 1 GHz und 3 GHz durchgeführt. Die Abtasterfrequenz von Interesse ist deshalb die Harmonische der Abtaster-Grundwelle gleich 2 GHz minus den geeigneten Versatz. Der geeignete Versatz wird basierend auf der Harmonischen der Abtaster-Grundwelle als 2 GHz – 4 kHz berechnet. Die VNA-Lokaloszillator-Frequenz muss ebenso geeignet abgestimmt werden, um die größere Frequenzdifferenz zwischen den gerade gemessenen Spektralkomponenten unterzubringen. Unter Bezugnahme auf Gleichung (12) wird der VNA-Lokaloszillator 114 auf eine Frequenz von 1 GHz minus dreimal den Abtaster-Harmonikversatz von 4 kHz abgestimmt. Entsprechend wird der VNA-Lokaloszillator 114 auf eine Frequenz von 1 GHz – 12 kHz abgestimmt, um ein erstes und ein zweites sekundäres Mischprodukt von 8 kHz und 16 kHz zu erzeugen. Das erste und das zweite sekundäre Mischprodukt sind harmonisch verwandt und sind in dem Frequenzbereich relativ zueinander stationär und werden mit dem VNA, wie dies offenbart ist, gemessen.
Die DUT wird dann mit anderen Digitalsignalen stimuliert 306 und die Ausgabeantwort wird unter Verwendung eines Vorgangs, der identisch zu den Schritten 302, 303 und 305 ist, mit Spektralkomponenten von Interesse, die unter Verwendung des neuen Stimulussignals gemessen werden, gemessen. Da jede Iteration Zeit und Rechenleistung verbraucht, ist es vorzuziehen, dass so wenige Stimulus- und Ausgabeantworten der DUT wie möglich gemessen werden, um bei einem zuverlässigen Modell anzukommen. Bei einem Beispiel bleiben die Taktfrequenz, f_clock, und die DUT-Messbandbreite gleich und die DUT wird mit Rechteckwellen mit unterschiedlichen Arbeitszyklen stimuliert. Als ein Beispiel nähert sich eine 500 MHz-Rechteckswelle mit konstant 50% Arbeitszyklus einem wiederholbaren 4-Bit-Digitalsignal, das Paare abwechselnder „Einsen" und „Nullen" bei der 2 GHz-Taktfrequenz aufweist, an. Die gleichen Messverfahrensschritte 302, 303 und 305, denen bei dem Beispiel der 1 GHz-Rechteckwelle gefolgt wird, treffen deshalb für Messungen bei der Stimulus-Rechteckswelle mit geringerer Frequenz zu. Das Messverfahren wird einige Male durch ein Verändern von Frequenz und Arbeitszyklus für verschiedene Rechteckwellen wiederholt 310. Es ist ebenso wünschenswert, den Arbeitszyklus des Rechteckwellenstimulus zu verändern, um sich einem digitalen Stimulussignal mit einer unterschiedlichen Anzahl von „Einsen" hinsichtlich der Anzahl von „Nullen" für ein 2 GHz-Digitaltaktsignal anzunähern. Unter besonderer Bezugnahme auf 12 der Zeichnungen ist ein Taktsignal 801 hinsichtlich eines Digitaldatenstimulussignals 802 gezeigt. Unter der Annahme, dass das Taktsignal 2 GHz ist, weist das Digitaldatenstimulussignal 802, das in 12 dargestellt ist, eine Periode von viermal der Taktperiode auf. Dies soll sagen, dass das Datensignal 802 eine Frequenz von einem Viertel der Taktfrequenz aufweist und N = 4 ist. Wie zuvor erwähnt wurde, bleibt K 5. Bei dem Beispiel weisen deshalb die Daten 802 eine 500 MHz-Rechtseckswelle mit konstant 45% Arbeitszyklus auf und Messungen werden bei 20 Harmonischen der Grundwelle von f_clock/4 durchgeführt. Andere Rechteckswellenstimuli werden auf eine ähnliche Art und Weise dargestellt. Unabhängig von dem Arbeitszyklus sind die Spektralkomponenten von Interesse in dem Frequenzbereich stationär, da das digitale Signal wiederholbar ist. Die Anzahl und Natur von zur Messung ausgewählten Stimulussignalen hängt von dem Modell und der erwarteten Betriebsumgebung und vermutlichen Fehlermodi für die DUT ab.
Die Größen- und Phasen-VNA-Messdaten von den Rechteckswellenstimuli und alle relativen Spektralphasenmessdaten werden an ein nicht-lineares Modellierungssystem, wie z. B. ein ADS-Produkt (ADS = Advanced Design System) von Agilent, übertragen. Die VNA-Messungen, die bei Vorliegen der verschiedenen Digitalstimuli durchgeführt werden, liefern einen ersten Durchlauf bei einer Erzeugung 311 eines Hochfrequenzmodells für die DUT 140.
Ein nächster Schritt in dem Verfahren zum Entwickeln eines zuverlässigen Modells der DUT ist ein Bestimmen einer komplexen wiederholbaren digitalen Bitsequenz zur Ausübung des ersten Durchlaufsmodells der DUT. Das Modell simuliert 313 einen Bitsequenzstimulus und eine erwartete DUT-Antwort auf die digitale Bitsequenz bei der digitalen Taktfrequenz basierend auf dem gegenwärtigen Zustand des Modells. Die DUT 140 wird dann tatsächlich mit der gleichen digitalen Bitsequenz stimuliert 314, die bei der Simulation von Schritt 312 verwendet wurde. Zu Zwecken einer Durchführung der Messung ist die Bitsequenz ein pseudozufälliges und wiederholbares Signal. Die DUT-Antwort auf die Bitsequenz wird unter Verwendung des gleichen Verfahrens gemessen, das in den Schritten 302, 303 und 305 beschrieben ist. Die wiederholbare Bitsequenz ist komplex und weist viele unterschiedliche Spektralkomponenten auf, da sie wiederholbar ist, ist sie jedoch in dem Frequenzbereich stationär. Deshalb könnten die Spektralkomponenten, die in dem Frequenzbereich stationär sind, unter Verwendung der Verfahren gemessen werden, die bei einer Digitalisierungs- sowie einer FFT-Technologie beschrieben sind.
Eine lange und komplexe Bitsequenz könnte mathematisch als eine Zusammensetzung mehrerer, wiederholbarer Einzelzyklus-Rechteckswellen mit einer bestimmten Frequenz und einem konstanten Arbeitszyklus-Versatz in der Zeit dargestellt werden. Unter besonderer Bezugnahme auf 13 der Zeichnungen sind ein Taktsignal 1300 und ein Datensignal 1301 gezeigt. Das gezeigte vereinfachte Datensignal ist eine 12-Bit-Digital-Bitsequenz, die „100110111000" aufweist. Folglich ist N gleich 12. Eine viel längere und komplexere digitale Bitsequenz kann unter Verwendung des gleichen Verfahrens mit einer größeren Anzahl wiederholbarer Einzelzyklus-Rechteckswellen dargestellt werden, eine 12-Bit-Sequenz jedoch ist zu Darstellungszwecken gezeigt. Ebenso in 13 gezeigt sind ein erstes, zweites und drittes Rechteckwellensignal 1302, 1303 und 1304, die sich kombinieren, um die als Daten 1301 gezeigte Bitsequenz darzustellen. Jede Rechteckwelle 1302, 1303, 1304 kann als ein wiederholbares Rechteckwellensignal mit einem bestimmten Arbeitszyklus dargestellt werden, das eine Periode aufweist, die 12 mal die Periode des Taktes ist, wobei T_data = 12T_clock gilt. Wieder Bezug nehmend auf die Lehren der 4, 5 und 6 könnten Spektralkomponenten von Interesse durch eine geeignete Auswahl der Rechteck- und Kammfunktion in dem Zeitbereich, eine Faltung zu der Frequenzbereich-Multiplikation in dem Zeitbereich, wie zuvor für jedes Rechteckwellensignal 1302, 1303 und 1304 offenbart wurde, bestimmt werden. Unter besonderer Bezugnahme auf 14 der Zeichnungen sind Spektralhüllkurven 1402, 1403 und 1404 jeder Rechteckswelle 1302, 1303 bzw. 1304 gezeigt, die sich kombinieren, um das Datensignal 1301 aufzuweisen. Wie aus der Analyse der 4, 5 und 6 zu sehen ist, sind die Bestandteilspektralkomponenten jeder Rechteckswelle 1302, 1303 und 1304 die gleichen und die unterschiedlichen Hüllkurven bewirken, dass die Komponenten sich größen- und phasenmäßig addieren oder subtrahieren, um den Spektralinhalt der digitalen Bitsequenz aufzuweisen. Die Grundwelle der Spektralkomponenten für die Bitsequenz ist:
wobei N gleich der Anzahl von Taktzyklen in der Bitsequenz ist. In dem Beispiel der 13 und 14 ist N = 12 und die Taktfrequenz bleibt 2 GHz. Die Grundfrequenz des Stimulus ist deshalb 166,667 MHz. Spektralkomponenten von Interesse sind diejenigen Spektralkomponenten, die harmonisch mit der Stimulus-Grundwelle verwandt sind und kleiner sind als die Gesamtmessbandbreite. Unter Bezugnahme auf Gleichung (6) wird die Frequenz des Abtaster-Versatzes basierend auf dem größten Versatz berechnet, der nötig ist, um die Messung durchzuführen, wobei Folgendes gilt:
Bei dem Beispiel aus 13 wird deshalb der Versatz folgendermaßen berechnet:
Bezug nehmend auf die Gleichung (5) wird die Abtaster-Grundfrequenz folgendermaßen festgelegt:
wobei M der kleinste ganzzahlige Wert zur Platzierung des Terms
mit dem Abtaster-Grundfrequenzbereich ist. In dem Beispiel aus 13 gilt deshalb:
Für das vorliegende Beispiel gilt M = 1 und f_{samp_fund} wird festgelegt.
Das Verfahren von Stimulus und Messung wird dann durchgeführt, wie zuvor für die Bitsequenz beschrieben wurde. Wie in Gleichung (13) gezeigt ist, gibt es NK oder 60 Spektralfrequenzen von Interesse und NK – 1 = (5) (12) – 1 = 59 Messungen der relativen Phase werden zwischen 59 Paaren von Spektralkomponenten durchgeführt.
Die Ergebnisse des Stimulus- und Messverfahrens werden in das Digitalvorrichtungsmodell eingespeist, um das Modell für eine verbesserte Vorhersage einer DUT-Antwort auf komplexe Bitsequenzen zu verfeinern. Zur Messung einer relative Phase zwischen Paaren von Spektralkomponenten von Interesse ist bekannt, dass der Abtaster 130 eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz aufweist, die in etwa auf halber Strecke zwischen den beiden gerade gemessenen Spektralkomponenten in Kombination mit dem Versatz, wie zuvor beschrieben wurde, liegt. Die primären Mischprodukte (500 und 502 als ein Beispiel) der ausgewählten Abtaster-Harmonischen (406 als ein Beispiel) und die gerade gemessenen Spektralkomponenten (400 und 402 als Beispiel) werden dann mit dem abgestimmten VNA-Lokaloszillator gemischt, um die resultierenden sekundären Mischprodukte (600 und 602 als ein Beispiel) innerhalb der VNA-IF-Bandbreite zur Messung zu platzieren.
Bei der Durchführung der Messungen einer relativen Phase gemäß den vorliegenden Lehren wird angenommen, dass die Gruppenverzögerung durch den Abtaster 130 über den Frequenzbereich von Interesse konstant ist, und dass der 3 dB-Frequenzpunkt des Abtasters 130 zumindest zwei Größenordnungen größer ist als die höchste Spektralkomponente von Interesse in dem digitalen Signalstimulus.
Die simulierte und die gemessene Antwort auf die gleiche digitale Bitsequenz werden dann verglichen 317. Wenn die Messung innerhalb eines bestimmten Toleranzbereichs des simulierten Modells fällt, ist das Modell der DUT mit gemessenen Werten konvergiert 320 und das Modell wird als vollständig erachtet. Wenn die Messung außerhalb des bestimmten Toleranzbereichs der simulierten Antwort 321 fällt, sind mehr Daten nötig, um das Modell für eine ordnungsgemäße Konvergenz mit dem tatsächlichen Verhalten der DUT 140 zu informieren. Entsprechend wird die gemessene Antwort auf die zusammengesetzte digitale Bitsequenz in das Modell eingegeben und das Verfahren des Bestimmens eines neuen digitalen Bitmusters 312, eines Annäherns an die komplexe digitale Bitsequenz, eines Stimulierens der DUT-Antwort 313, eines Stimulierens der DUT mit dem neuen digitalen Bitmuster 314 und eines Messens der tatsächlichen Antwort 302, 303, 305, eines Vergleichens 317 der beiden, um eine Konvergenz 318 zu bestimmen, wird wiederholt, bis die simulierten und die gemessenen Ergebnisse innerhalb der gesetzten Grenzen konvergieren.
Ausführungsbeispiele sind hierin mittels darstellenden Beispiels beschrieben. Die beschriebenen Beispiele sind deshalb darstellend und nicht einschränkend für die vorliegende Erfindung. Als ein Beispiel hängt eine Auswahl von Taktfrequenz, Rechteckwellenstimulus und Digitalbitmuster für eine sehr effiziente Erzeugung eines zuverlässigen Modells von der zu messenden und zu modellierenden Digitalvorrichtung ab. Die Lehren hierin könnten jedoch auf Stimulus und Messung für jede beliebige Anzahl von Digitalstimuli angewendet werden. Ebenso möglich bei Messungen von Amplitude und relativer Phase aller Spektralkomponenten ist eine Reproduktion des digitalen Antwortsignals von dem digitalen Stimulus unter Verwendung einer herkömmlichen inversen FFT-Technologie. Auf diese Weise könnten die relative Größe und Phase zwischen allen Spektralkomponenten verwendet werden, um Zeitbereichsdaten in dem gleichen Format wie ein Oszilloskop vorzulegen. Vorzugsweise ist eine viel höhere Messbandbreite, ein größerer Dynamikbereich und eine größere Genauigkeit bei hohen Frequenzen verglichen mit herkömmlichen Hochfrequenz-Oszilloskopen möglich. Die Zeitbereichsinformationen könnten auch verwendet werden um Augendiagramme bei höheren Frequenzen als herkömmlicherweise verfügbar zu erzeugen. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel verwendet eine digitale Vorrichtung eine Übereinkunft einer Rückkehr auf 0 (RZ). Entsprechend ist ein Digitalstimulus mit der höchsten Frequenz ein Alles-„Einsen"-Bitmuster bei der Taktfrequenz. Unter Verwendung der Lehren hierin kann ein Fachmann auf diesem Gebiet eine Anpassung auf einen Stimulus unter Verwendung der RZ-Übereinkunft vornehmen. Weitere Ausführungsbeispiele sind für einen Fachmann auf diesem Gebiet angesichts des Vorteils der vorliegenden Lehren ersichtlich und werden als innerhalb des Schutzbereichs der beigefügten Ansprüche befindlich erachtet.

Claims

Verfahren zum Messen eines digitalen Geräts, mit folgenden Schritten: Bereitstellen eines Vektornetzanalysators (VNA) (100); Verbinden (206) des Geräts (140) mit dem VNA (100), wobei das Gerät bei einer Taktfrequenz arbeitet; Stimulieren (301) des Geräts mit einem digitalen Stimulussignal, das zumindest zwei harmonisch verwandte Spektralkomponenten aufweist; Messen von s-Parametern (302) des Geräts bei jeder Spektralkomponente; Stimulieren (314, 302) des Geräts mit dem digitalen Stimulussignal, das durch ein wiederholbares Impulssignal (108) konditioniert ist; und Messen (415) einer relativen Phasen zwischen zumindest einem Paar der Spektralkomponenten.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem der VNA ferner einen Abtaster (130) aufweist, der als Eingangssignale das digitale Stimulussignal und das wiederholbare Impulssignal aufweist, wobei eine Ausgabe (108) des Abtasters das Stimulussignal für den Schritt des Messens einer relativen Phase bereitstellt.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, das ferner den Schritt eines Messen (204, 303) einer absoluten Leistung der zumindest zwei Spektralkomponenten aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, das ferner die Schritte eines Kalibrierens (202) von Verhältnismessungen des VNA und eines Kalibrierens (204) von Messungen einer absoluten Leistung des VNA aufweist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das digitale Signal eine Rechteckwelle mit konstantem Arbeitszyklus (301) aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 5, bei dem das digitale Signal eine Rechteckwelle mit konstant 50% Arbeitszyklus bei der Hälfte der Taktfrequenz (301) aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 6, bei dem der Schritt des Messens (302) ferner ein Messen aller harmonisch verwandten Spektralkomponenten bis zu einer Gesamtmessbandbreite, wie durch Verhältnis-s-Parameter-Messungen definiert wird, die mit dem Rechteckwellen-Stimulus mit 50% Arbeitszyklus durchgeführt werden, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem die Gesamtmessbandbreite (205) durch eine Spektralkomponente mit der höchsten Frequenz, die sich innerhalb eines vordefinierten Bereichs der Spektralkomponente mit der höchsten Amplitude befindet, definiert ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem das digitale Signal eine wiederholbare digitale Bitsequenz aufweist, die eine Frequenz von 1/N der Taktfrequenz aufweist, wobei N eine Anzahl von Bits in der Bitsequenz ist.
Verfahren gemäß Anspruch 9, bei dem der Schritt des Messens einer relativen Phase ferner den Schritt eines Bestimmens einer Abtaster-Grundfrequenz als eine Funktion der Taktfrequenz und einer Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite des VNA aufweist, wobei eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz ein Vielfaches von 1/2N der Taktfrequenz minus einem Abtaster-Frequenzversatz ist.
Verfahren gemäß Anspruch 10, bei dem der Abtaster-Frequenzversatz eine Funktion der IF-Bandbreite, von N und einer Gesamtmessbandbreite ist.
Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem die Abtaster-Grundfrequenz Folgendes ist:
wobei f_clock eine Frequenz des Taktes ist, f_offset/3 der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz ist und M ein minimaler Ganzzahlwert ist, der die Abtaster-Grundfrequenz innerhalb einer Abtaster-Grundbandbreite platziert.
Verfahren gemäß Anspruch 12, bei dem der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz (f_offset/3) Folgendes ist:
wobei BW_IF die IF-Bandbreite ist und K ein Faktor ist, der durch die Gesamtmessbandbreite, geteilt durch die Taktfrequenz, definiert ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, bei dem der Schritt des Messens (305) einer relativen Phase ferner den Schritt eines Bestimmens (410) einer Abtaster-Grundfrequenz als eine Funktion der Taktfrequenz und eines Abtaster-Grundfrequenz-Versatzes als eine Funktion einer Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite des VNA aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 14, bei dem der Schritt des Berechnens der Abtaster-Grundfrequenz ferner ein Festlegen der Abtaster-Grundfrequenz aufweist, wobei eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz in dem Fre quenzbereich in etwa auf halber Strecke zwischen jedem Paar von Spektralkomponenten angeordnet ist.
Verfahren gemäß Anspruch 15, bei dem der Schritt des Bestimmens der Abtaster-Grundfrequenz ferner ein Festlegen eines Werts für die Abtaster-Grundfrequenz als so groß wie möglich innerhalb des Treiberfrequenzbereichs des Abtasters aufweist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem für jedes Paar der Spektralkomponenten der Schritt des Festlegens der Abtaster-Grundfrequenz ein erstes und ein zweites primäres Mischprodukt jeweiliger Harmonischer der Abtaster-Grundfrequenz erzeugt, die jedem Paar von Spektralkomponenten entsprechen, und bei dem der Schritt des Messens einer relativen Phase für jedes Paar von Spektralkomponenten ferner ein Abstimmen eines Lokaloszillators (114) auf eine Frequenz aufweist, die gleich einer Hälfte einer Frequenzdifferenz zwischen den Spektralkomponenten minus einem Lokaloszillator-Frequenzversatz ist, um harmonisch verwandte sekundäre Mischprodukte zu erzeugen, die aus einem Mischen zwischen den primären Mischprodukten und der Lokaloszillatorfrequenz und einem Messen einer relativen Phase zwischen den sekundären Mischprodukten resultieren.
Verfahren gemäß Anspruch 17, bei dem der Lokaloszillator-Frequenzversatz das Dreifache eines jeweiligen Harmonikfrequenzversatzes ist.
Verfahren gemäß Anspruch 17 oder 18, das den Schritt des Abstimmens des Lokaloszillators (114) wiederholt, bevor eine relative Phase für jedes Paar der Spektralkomponenten gemessen wird (305).
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 19, das ferner den Schritt eines Entwickelns eines Modells (311, 319) des Geräts basierend auf Messungen, die für die s-Parameter und die relative Phase durchgeführt werden, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 20, das ferner die Schritte eines Simulierens (313) einer Antwort des Modells auf einen digitalen Bitmuster-Stimulus, eines Stimulierens (314) des Geräts mit dem digitalen Bitmuster-Stimulus, eines Messens (302, 303, 305) einer Antwort auf den digitalen Bitmuster-Stimulus, eines Vergleichens (317) der gemessenen Antwort mit der simulierten Antwort und eines Verfeinerns (319) des Modells, um die gemessene Antwort widerzuspiegeln, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 21, das ferner ein Wiederholen der Schritte des Simulierens (313), des Stimulierens (314), des Messens (302, 303, 305) und des Vergleichens (317), bis die simulierte Antwort und die gemessene Antwort konvergieren (318), aufweist.
Vorrichtung zum Messen einer relativen Phase in einem nicht-linearen Gerät, mit folgenden Merkmalen: einem Vektornetzanalysator (VNA) (100), der einen Lokaloszillator (114) aufweist; einem Digitaldatengenerator (120), der eine digitale Datenausgabe aufweist, die einen Abtaster (130) treibt, wobei der Abtaster (130) außerdem ein wiederholbares Impulssignal (128) empfängt, wobei eine Ausgabe des Abtasters ein digitales Stimulussignal (108) für das Gerät aufweist, und wobei das digitale Stimulussignal (108) zumindest zwei Spektralkomponenten aufweist; und einem Prozessor, wobei der Prozessor eine Abtaster-Grundfrequenz und einen Abtaster-Grundfrequenz-Versatz basierend auf den Spektralkomponenten bestimmt (410), und zum Bestimmen (414) zumindest einer Lokaloszillatorfrequenz zum Messen (415) einer relativen Phase zwischen zumindest einem Paar der Spektralkomponenten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 23, bei der das digitale Stimulussignal ein Rechteckwellen-Signal mit konstantem Arbeitszyklus aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 24, bei der die digitale Datenausgabe ein Rechteckwellen-Signal mit konstant 50% Arbeitszyklus aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 25, bei der das Gerät mit einer Taktfrequenz arbeitet und die digitale Datenausgabe eine wiederholbare Bitsequenz der Taktfrequenz über N aufweist, wobei N gleich einer Anzahl von Bits in der Bitsequenz ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 26, bei der die Abtaster-Grundfrequenz und der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz als eine Funktion der Spektralkomponenten, einer Zwischenbandbreite des VNA und der Taktfrequenz bestimmt werden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 27, bei der die Abtaster-Grundfrequenz so bestimmt wird, dass eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz (406) in einem Frequenzbereich in etwa auf halber Strecke zwischen den Spektralkomponenten (400, 401) angeordnet ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 28, bei der die Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz ein Vielfaches von 1/2 N der Taktfrequenz minus einem Abtaster-Harmonik-Frequenzversatz ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 29, bei der der VNA eine Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite aufweist und der Ab taster-Grundfrequenz-Versatz eine Funktion der VNA-IF-Bandbreite, von N und einer DUT-Messbandbreite ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 28 bis 30, bei der die Abtaster-Gundfrequenz Folgendes ist:
wobei f_clock die Taktfrequenz ist, f_offset/3 der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz ist und M ein minimaler Ganzzahlwert ist, der die Abtaster-Grundfrequenz innerhalb einer Abtaster-Grundbandbreite platziert.
Vorrichtung gemäß Anspruch 31, bei der der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz (f_offset/3) Folgendes ist:
wobei BW_IF die VNA-IF-Bandbreite ist und K ein Faktor ist, der durch eine DUT-Messbandbreite, geteilt durch die Taktfrequenz, definiert ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 32, die ferner eine Serienschaltung aufweist, die einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (124) und ein Stufenwiedergewinnungsdiodenmodul (126) zum Treiben des Abtasters (130) aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 33, die ferner ein Zeitwiederausrichtungselement (122) aufweist, das zwischen dem Digitaldatenausgang (120) und einem Eingang des Abtasters (130) angeordnet ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 34, bei der der Prozessor die Abtaster-Grundfrequenz, die so groß ist wie möglich, innerhalb eines Treiberfrequenzbereichs des Abtasters bestimmt.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 35, bei der die zumindest zwei Spektralkomponenten (400, 401) zumindest ein Paar von Spektralkomponenten aufweisen und für das zumindest eine Paar der Spektralkomponenten eine jeweilige Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz (406) sich mit dem zumindest einen Paar von Spektralkomponenten mischt, um ein erstes und ein zweites primäres Mischprodukt (500, 502) zu erzeugen, und bei der der Lokaloszillator (114) auf eine Frequenz abgestimmt ist, die gleich einer Hälfte einer Frequenzdifferenz zwischen dem Paar von Spektralkomponenten minus einem Lokaloszillator-Frequenzversatz ist, um harmonisch verwandte sekundäre Mischprodukte (600, 602) zu erzeugen, die aus einem Mischen zwischen den primären Mischprodukten und der Lokaloszillatorfrequenz resultieren.
Vorrichtung gemäß Anspruch 36, bei der der Lokaloszillator (114) auf eine unterschiedliche Frequenz abgestimmt wird, bevor eine relative Phase für jedes Paar der Spektralkomponenten gemessen wird.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 23 bis 37, bei der der Prozessor ein Modell des Geräts basierend auf Messungen entwickelt (311), die für die s-Parameter und die relative Phase durchgeführt werden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 38, bei der der Prozessor eine Antwort des Modells auf einen digitalen Bitmuster-Stimulus simuliert (313) und bewirkt, dass der Digitaldatengenerator (120) das Gerät mit dem digitalen Bitmuster-Stimulus stimuliert (314), wobei der VNA (100) eine Antwort auf den digitalen Bitmuster-Stimulus misst (302, 303, 305), wobei der Prozessor die gemessene Antwort mit der stimulierten Antwort ver gleicht (317), und wobei der Prozessor das Modell verfeinert (319), um die gemessene Antwort widerzuspiegeln.
Vorrichtung gemäß Anspruch 39, die ferner eine Einrichtung zum Wiederholen des Simulierens (313), des Stimulierens (314), des Messens (302, 303, 305) und des Vergleichens (317), bis die simulierte Antwort und die gemessene Antwort konvergieren, aufweist.
Vorrichtung zum Charakterisieren eines nicht-linearen Geräts, mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung zum Stimulieren des Geräts mit einem Stimulussignal, das zumindest zwei harmonisch verwandte Spektralkomponenten aufweist; einem Vektornetzanalysator (VNA) zum Messen von s-Parametern des Geräts bei jeder Spektralkomponente; und einer Einrichtung zum Messen einer relativen Phase mit dem VNA zwischen zumindest einem Paar der Spektralkomponenten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 41, die ferner eine Einrichtung zum Neuerzeugen einer Antwort auf das Stimulussignal in einem Zeitbereich basierend auf den s-Parametern und der Messung der relativen Phase aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 41 oder 42, die ferner eine Einrichtung zum Erzeugen eines Modells des Geräts basierend auf dem s-Parameter und den Messungen der relativen Phase aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 43, die ferner eine Einrichtung zum Simulieren einer Antwort des Modells auf einen digitalen Bitmuster-Stimulus, eine Einrichtung zum Stimulieren des Geräts mit dem digitalen Bitmuster-Stimulus, eine Einrichtung zum Messen einer Antwort auf den digitalen Bitmuster-Stimulus, eine Einrichtung zum Vergleichen der gemessenen Antwort mit der simulierten Antwort und eine Einrichtung zum Verfeinern des Modells, um die gemessene Antwort widerzuspiegeln, aufweist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 41 bis 44, die ferner einen Abtaster (130) aufweist, der als Eingangssignale ein wiederholbares digitales Signal und ein wiederholbares Impulssignal aufweist, wobei eine Ausgabe des Abtasters (130) das Stimulussignal liefert.
Vorrichtung gemäß Anspruch 45, bei der die Einrichtung zum Messen einer relativen Phase zwischen dem zumindest einen Paar der Spektralkomponenten ferner eine Einrichtung zum Bestimmen einer Abtaster-Grundfrequenz als eine Funktion einer Frequenz der Spektralkomponenten und einer Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite des VNA aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 46, bei der das Gerät bei einer Taktfrequenz arbeitet und die Abtaster-Grundfrequenz eine Funktion der Taktfrequenz und eines Abtaster-Grundfrequenz-Versatzes ist, wobei die Abtaster-Grundfrequenz eine Funktion einer Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite des VNA ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 47, bei der eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz in dem Frequenzbereich etwa auf halber Strecke zwischen jedem Paar von Spektralkomponenten angeordnet ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 46 bis 48, bei der die Abtaster-Grundfrequenz so groß wie möglich in nerhalb eines Treiberfrequenzbereichs des Abtasters ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 46 bis 49, bei der eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz sich mit dem Paar der Spektralkomponenten mischt, um ein erstes und ein zweites primäres Mischprodukt zu erzeugen, und sich das erste und das zweite primäre Mischprodukt mit einer Lokaloszillatorfrequenz in dem VNA mischen, um harmonisch verwandte sekundäre Mischprodukte zu erzeugen, wobei die sekundären Mischprodukte eine relative Phase zwischen dem Paar der Spektralkomponenten widerspiegeln.
Vorrichtung gemäß Anspruch 50, bei der es eine Mehrzahl der Paare der Spektralkomponenten gibt und für die Messung der relativen Phase jedes Paar von Spektralkomponenten einer jeweiligen einer Mehrzahl der Harmonischen der Grund-Abtaster-Frequenz entspricht und jedes Paar der Spektralkomponenten einer jeweiligen Lokaloszillatorfrequenz entspricht, zum Erzeugen einer Mehrzahl der sekundären Mischprodukte.
Verfahren zum Messen eines nicht-linearen Geräts ansprechend auf einen digitalen Stimulus, mit folgenden Schritten: Bereitstellen eines Vektornetzanalysators (VNA) (100); Stimulieren des Geräts mit einem wiederholbaren digitalen Signal, wobei das wiederholbare digitale Signal zumindest zwei harmonisch verwandte Spektralkomponenten aufweist; Messen von s-Parametern bei jeder Spektralkomponente von Interesse; Messen einer relativen Phase zwischen Paaren der Spektralkomponenten, wobei der Schritt des Messens einer relativen Phase ferner die Schritte eines Konditionierens des wiederholbaren digitalen Signals mit einem wiederholbaren Impulssignal bei einer Abtaster-Grundfrequenz, wobei eine jeweilige Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz zwischen jedem Paar der Spektralkomponenten in dem Frequenzbereich angeordnet ist, um primäre Mischprodukte der jeweiligen Harmonischen der Abtaster-Grundfrequenz und des Paars der Spektralkomponenten zu erzeugen, eines Abstimmens eines Lokaloszillators in dem VNA, um die primären Mischprodukte zu mischen, um harmonisch verwandte sekundäre Mischprodukte der primären Mischprodukte und des Lokaloszillators zu erzeugen, und eines Messens einer relativen Phase zwischen den sekundären Mischprodukten, um eine relative Phase zwischen dem Paar von Spektralkomponenten widerzuspiegeln, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 52, das ferner den Schritt eines Neuerzeugens einer Zeitbereichs-Geräteantwort auf den digitalen Stimulus aus dem s-Parameter und den Messungen der relativen Phase aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 52 oder 53, bei dem der Schritt des Konditionierens ein Treiben eines Abtasters (130) mit dem wiederholbaren digitalen Stimulussignal und dem wiederholbaren Impulssignal aufweist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 52 bis 54, bei dem jede der jeweiligen Harmonischen der Abtaster-Grundfrequenz in etwa auf halber Strecke zwischen jedem Paar der Spektralkomponenten in dem Frequenzbereich liegt.
Verfahren gemäß Anspruch 55, bei dem das Gerät bei einer Taktfrequenz arbeitet und die Abtaster-Grundfre quenz eine Funktion der Taktfrequenz und eines Abtaster-Grundfrequenz-Versatzes ist, wobei der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz eine Funktion einer Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite des VNA ist.
Verfahren gemäß Anspruch 56, bei dem die Abtaster-Grundfrequenz so groß wie möglich innerhalb eines Treiberfrequenzbereichs des Abtasters ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 52 bis 57, bei dem es eine Mehrzahl der Paare der Spektralkomponenten gibt, und das ferner den Schritt eines Wiederholens des Schritts des Abstimmens des Lokaloszillators vor dem Messen einer relativen Phase für jedes Paar der Spektralkomponenten aufweist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 52 bis 58, bei dem das Gerät bei einer Taktfrequenz arbeitet und das digitale Signal eine wiederholbare digitale Bitsequenz aufweist, die eine Frequenz von 1/N der Taktfrequenz aufweist, wobei N eine Anzahl von Bits in der Bitsequenz ist.
Verfahren gemäß Anspruch 59, bei dem der Schritt des Messens einer relativen Phase ferner den Schritt eines Bestimmens einer Abtaster-Grundfrequenz als eine Funktion der Taktfrequenz und einer Zwischenfrequenz-(IF-)Bandbreite des VNA aufweist, wobei eine Harmonische der Abtaster-Grundfrequenz ein Vielfaches von 1/2N der Taktfrequenz minus einem Abtaster-Frequenzversatz ist.
Verfahren gemäß Anspruch 60, bei dem der Abtaster-Frequenzversatz eine Funktion der IF-Bandbreite, von N und einer Gesamtmessbandbreite ist.
Verfahren gemäß Anspruch 60 oder 61, bei dem die Abtaster-Grundfrequenz Folgendes ist:
wobei f_clock eine Frequenz des Takts ist, f_offset/3 ein Abtaster-Grundfrequenz-Versatz ist und M ein minimaler Ganzzahlwert ist, der die Abtaster-Grundfrequenz innerhalb einer Abtaster-Grundbandbreite platziert.
Verfahren gemäß Anspruch 62, bei dem der Abtaster-Grundfrequenz-Versatz (f_offset/3) Folgendes ist:
wobei BW_IF die IF-Bandbreite ist und K ein Faktor ist, der durch die Gesamtmessbandbreite, geteilt durch die Taktfrequenz, definiert ist.