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Die Erfindung betrifft eine Diagnoseeinrichtung sowie ein Diagnoseverfahren jeweils gemäß den Oberbegriffen der unabhängigen Patentansprüche 1 und 5.
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Um einen Kurzschluss K einer in Serie mit einem Widerstand R die Last L eines LED-Treibers T bildenden Leuchtdiode LED zu erfassen, wurde bisher die in der beiliegenden 3 gezeigte Schaltungsanordnung eingesetzt. Hierbei wird ein Diagnosestrom Idiag der Last an einem zwischen der Last L und dem Treibertransistor T liegenden Schaltungsknoten O eingeprägt. Durch einen Vergleicher VGL wird der dabei an der Last L entstehende Spannungsabfall mit einem Referenzpegel VR1 verglichen und ein entsprechendes Ausgangssignal Q erzeugt. Bei dieser Schaltungsanordnung wird im Kurzschlussfall das Ausgangssignal Q vom Vergleicher VGL erzeugt, wenn der Spannungsabfall über der Last L kleiner als der Referenzpegel VR1 ist. Um bei dieser Schaltungsanordnung den Spannungsabfall über der Last L erfassen zu können, ist ein separater Pin SP am IC erforderlich, der dazu dient, dem Vergleicher VGL die Batteriespannung Vbatt zuzuführen.
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Die oben beschriebene und in 3 dargestellte Diagnoseeinrichtung hat folgende Nachteile. Durch das erforderliche separate Pin SP wird die Diagnoseeinrichtung EMV-empfindlich, es ist eine ESD-Schutzvorrichtung nötig, und außerdem sind Maßnahmen zur Verhinderung einer Verpolung der Pins O und SP zu treffen. Der Vergleicher VGL muss hochspannungsfest ausgeführt werden, was eine Vergrößerung der Chipfläche bedeutet. Außerdem können Spannungsabfälle in der Batteriezuleitung zu einer fehlerhaften Kurzschlussdiagnose führen.
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Erwünscht ist deshalb eine Diagnoseeinrichtung und ein Diagnoseverfahren zur Erkennung eines Kurzschlusses an der Leuchtdiode LED, bei denen der zusätzliche separate Pin SP am IC nicht nötig ist und die deshalb reduzierte EMV-Sensibilität haben und keinen zusätzlichen ESD-Schutz brauchen, bei denen die Auswerteschaltung nicht hochspannungsfest ausgeführt werden muss und die potenziell zu Fehlern bei der Kurzschlussdiagnose führende separate Batteriezuleitung entfallen kann.
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Eine aus
DE 43 38 462 A1 bekannte Kurzschlussdiagnoseeinrichtung führt eine Kurzschlussdiagnose eines Verbrauchers bei abgeschaltetem Verbraucherstromkreis aus. Im Falle eines Kurzschlusses in der Versorgungsleitung des Verbrauchers als auch im Verbraucher selbst, der zur Zerstörung von Bauteilen führen kann, erzeugt eine separate Fehlerschaltung Fehlersignale, die zu einer unmittelbaren Abschaltung des Stromkreises führen, welche wiederum die Funktionen der bis dahin tätigen Kurzschlussdiagnoseeinrichtung ausser Betrieb setzt.
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Eine aus
DE 39 25 594 A1 bekannte Diagnoseeinrichtung führt eine Diagnose eines über eine Zündpille einer Fahrzeugsicherheitseinrichtung fließenden Stroms aus, und zwar in der Zeit, während die Zündpille noch nicht gezündet hat. Während der Diagnose, die während jedes Ansteuerimpulses ausgeführt wird, führt die Diagnoseeinrichtung eine Bewertung der jeweiligen Zeitkonstante im Zündkreis aus und kann damit zum Beispiel Kurzschlüsse im Zündkreis erkennen. Somit ist festzuhalten, dass bei der aus der letztgenannten Druckschrift bekannten Diagnoseeinrichtung der Diagnoseprozess während jedes einzelnen Taktintervalles der Ansteuerimpulse ausgeführt wird.
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Es ist somit Aufgabe der Erfindung, eine Diagnoseeinrichtung und ein Diagnoseverfahren zu ermöglichen, die die oben aufgeführten Nachteile der herkömmlichen Lösung vermeiden.
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Diese Aufgabe wird anspruchsgemäß gelöst.
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Der Kern der Erfindung ist die Bewertung des Spannungsunterschiedes an der Last, welcher durch Takten des Diagnosestroms verursacht wird. Dies steht im Gegensatz zu der bisher verwendeten und anhand der 3 beschriebenen Bewertung des Absolutwerts dieses Spannungsabfalls.
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Gemäß einem ersten wesentlichen Aspekt ist eine die Aufgabe lösende Diagnoseeinrichtung zur Erkennung eines Kurzschlusses einer in Serie mit einem Widerstand die Last eines LED-Treibers bildenden Leuchtdiode mit einer mit der Last verbundenen Ansteuereinheit, die der Last während sie weiterhin vom LED-Treiber getrieben wird, einen Diagnosestrom einprägt und einer mit der Last verbundenen Bewertungseinheit, die einen durch den Diagnosestrom bewirkten Spannungsabfall an der vom LED-Treiber getriebenen Last mit einem Schwellwertpegel vergleicht und entsprechend dem Vergleichsergebnis ein Kurzschluss-Diagnosesignal abgibt,
dadurch gekennzeichnet, dass
- – die Ansteuereinheit den Diagnosestrom entsprechend einem Taktsignal getaktet der Last einspeist, und
- – die Bewertungseinheit im Kurzschlussfall nach vielen Taktperiode des Taktsignals eine durch die getaktete Einspeisung des Diagnosestroms verursachte Änderung des Spannungsabfalls an der Last im Vergleich mit einem sich im fehlerfreien Betrieb einstellenden Spannungsabfall an der Last bewertet.
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Bevorzugt und vorteilhafterweise weist die Bewertungseinheit einen synchron mit dem Taktsignal getakteten Spitzenwertgleichrichter auf, der eingangsseitig über einen Koppelkondensator mit dem Einspeisepunkt des getakteten Diagnosestroms und ausgangsseitig mit einem ersten Eingangsanschluss einer Vergleicherschaltung verbunden ist, an deren zweitem Eingangsanschluss der Schwellwertpegel anliegt und die an ihrem Ausgangsanschluss das Diagnosesignal erzeugt.
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Einem bevorzugten Ausführungsbeispiel entsprechend weist der Spitzenwertgleichrichter einen ersten und zweiten Schalter auf, die eingangsseitig gemeinsam mit dem Koppelkondensator und ausgangsseitig jeweils mit einer ersten und zweiten Elektrode eines Speicherkondensators verbunden sind und die jeweils mit dem Taktsignal selbst und mit dem invertierten Taktsignal getaktet schalten, wobei die erste Elektrode des Speicherkondensators mit einer Bezugsspannung und dessen zweite Elektrode mit dem ersten Eingangsanschluss der Vergleicherschaltung verbunden sind.
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Vorteilhafterweise sind die Schaltungsanordnung der Bewertungseinheit sowie der Schwellwertpegel und die Bezugsspannung des Spitzenwertgleichrichters so eingerichtet bzw. gewählt, dass die Vergleicherschaltung beim Unterschreiten des Schwellwertpegels durch die auf dem Speicherkondensator gespeicherte Spannung an ihrem Ausgangsanschluss ein dem Kurzschluss der Leuchtdiode entsprechendes Diagnosesignal erzeugt.
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Gemäß einem zweiten wesentlichen Aspekt ist ein erfindungsgemäßes Diagnoseverfahren zur Erkennung eines Kurzschlusses einer in Serie mit einem Widerstand die Last eines LED-Treibers bildenden Leuchtdiode, wobei der Last während sie weiterhin vom LED-Treiber getrieben wird, ein Diagnosestrom eingeprägt und aus einem Vergleich eines durch den Diagnosestrom an der vom LED-Treiber betriebenen Last verursachten Spannungsabfalls mit einem Schwellwertpegel ein einem Kurzschluss der Leuchtdiode entsprechendes Diagnosesignal erzeugt wird,
gekennzeichnet durch folgende Schritte:
- – der Diagnosestrom wird der Last entsprechend einem Taktsignal getaktet eingespeist, und
- – zur Erzeugung des Diagnosesignals wird nach vielen Taktperioden des Taktsignals eine durch die getaktete Einspeisung des Diagnosestroms verursachte Änderung des Spannungsabfalls an der Last im Kurzschlussfall im Vergleich mit einem sich im fehlerfreien Betrieb einstellenden Spannungsabfall an der Last bewertet.
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Bei diesem Diagnoseverfahren werden, um die im Kurzschlussfall verursachte Änderung des Spannungsabfalls an der Last zu erfassen, vorteilhafterweise die durch jeden Takt des Diagnosestroms an der Last auftretenden Spannungspulse durch einen Spitzenwertgleichrichter abgegriffen und auf einem Speicherkondensator gespeichert, und das den Kurzschluss der Leuchtdiode angebende Diagnosesignal wird erzeugt, wenn der Spannungspegel am Speicherkondensator den Schwellwertpegel unterschreitet.
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Bevorzugt werden dabei die Spannungspulse an der Last vom Spitzenwertgleichrichter über einen dazwischen geschalteten Koppelkondensator abgegriffen. Für das den Diagnosestrom taktende Taktsignal können geeignete Kurvenformen gewählt werden. Beispielsweise kann der Diagnosestrom rechteckförmig oder auch dreieckförmig zwischen einem Maximalwert und einem Minimalwert eingespeist werden. Die an der ersten Elektrode des Speicherkondensators anliegende Bezugsspannung kann zum Beispiel Masse sein, wenn dies der ”Input Common Mode Range” der Vergleicherschaltung zulässt.
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Die obigen und weitere vorteilhafte Merkmale einer erfindungsgemäßen Diagnoseeinrichtung sowie eines entsprechenden Diagnoseverfahrens werden in der nachstehenden Beschreibung bezogen auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnungsfiguren zeigen im Einzelnen:
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1A eine schematische Schaltungsanordnung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Diagnoseeinrichtung;
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1B ein Impuls-Zeitdiagramm einer beispielhaft zur Taktung des Diagnosestroms verwendeten Taktsignals;
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2 simulierte Spannungsverläufe an verschiedenen Schaltungspunkten der in 1A dargestellten erfindungsgemäßen Diagnoseeinrichtung und
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3 schematisch die eingangs bereits diskutierte bekannte Diagnoseeinrichtung.
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In 1A ist schematisch eine Schaltungsanordnung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Diagnoseeinrichtung dargestellt. Hier wird auf eine Bewertung des Absolutwertes des Spannungsabfalls an der Last L verzichtet, wie sie bei der eingangs diskutierten und in 3 dargestellten bekannten Diagnoseeinrichtung erfolgte. Hier wie dort wird die Last, die aus einer Leuchtdiode LED in Serie mit einem Widerstand R besteht, von einem MOS-Transistor T als LED-Treiber getrieben. Eine Ansteuereinheit A speist den Diagnosestrom Idiag entsprechend einem in 1B gezeigten Takt phi1 getaktet am Schaltungspunkt T ein, und eine Bewertungseinheit B bewertet die dadurch verursachte Änderung des Spannungsabfalls an der Last L. Die getaktete Einspeisung des Diagnosestroms Idiag ist in der Ansteuereinheit A durch einen ersten Schalter S1 symbolisiert. Das Wechselspannungssignal, das heißt der Spannungsabfall am Punkt P wird über einen Koppelkondensator C1 ausgekoppelt und über ein Schalternetzwerk eines ersten Schalters S21 und eines zweiten Schalters S22 jeweils getaktet mit dem Takt phi1 und dem invertierten Takt phi2 an einen Speicherkondensator C2 übertragen. Die Schalter S21 und S22 arbeiten somit synchron zum Takt phi1 des Diagnosestroms Idiag und bilden zusammen mit dem Speicherkondensator C2 einen Spitzenwertgleichrichter G. Eine Bezugsspannung VR1 des Spitzenwertgleichrichters G kann zum Beispiel Massepotenzial sein, wenn der ”Input Common Mode Range” eines nachgeschalteten Vergleichers VGL der Bewertungseinheit B dies zulässt. Während phi1 fließt der Diagnosestrom Idiag, das Potenzial an dem Schaltungspunkt P ist höher und der Koppelkondensator C1 wird auf die Differenz zwischen dem Potenzial am Schaltungspunkt P und dem Bezugspotenzial VR1 aufgeladen. Während phi2 fließt kein Diagnosestrom, das Potenzial am Schaltungspunkt P ist höher und die Änderung des Potenzials an diesem Schaltungspunkt wird auf den Speicherkondensator C2 übertragen. Nach ausreichend vielen Taktperioden liegt am Speicherkondensator C2 eine Spannung an, die der Änderung des Spannungsabfalls an der Last L entspricht. Durch den Vergleicher VGL wird diese Spannung über dem Speicherkondensator C2 mit einem Schwellwertpegel VR2 verglichen. Wird dieser unterschritten, wird ein Kurzschluss K der Leuchtdiode LED am Ausgangsanschluss D signalisiert. Erwähnenswert ist, dass der Koppelkondensator C1 als Hochspannungsschutz dient und für alle Bauteile, die in 1A rechts vom Koppelkondensator C1 liegen, keine besondere Spannungsfestigkeit erforderlich ist, das heißt dass dieser Schaltungsteil mit Niedervolt-MOS-Technologie ausgeführt werden kann. Der zusätzliche Batteriepin (SP in 3) entfällt, und damit ist die EMV-Empfindlichkeit reduziert und die Verpolgefahr vermieden und kein zusätzlicher ESD-Schutz erforderlich.
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Das in 1B beispielhaft dargestellte Taktsignal ist ein Rechteck-Taktsignal. Idiag kann aber auch dreieckförmig zwischen einem Maximalwert und einem Minimalwert variieren.
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2 zeigt simulierte Spannungsverläufe an Schaltungspunkten der in 1A dargestellten und dem bevorzugten Ausführungsbeispiel entsprechenden Diagnoseeinrichtung. Gemäß der obersten Zeile in 2 wird zunächst im Zeitabschnitt KN kein Kurzschluss und vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2 ein Kurzschluss K simuliert, der dann nach dem Zeitpunkt t2 wieder entfernt ist. Die zweite Zeile des in 2 dargestellten Signal-Zeitdiagramms gibt den Verlauf der Spannung am Speicherkondensator C2 wieder. Am Speicherkondensator C2 stellt sich nach relativ kurzer Zeit (zum Beispiel zwischen 0,3 und 0,4 ms) eine relativ hohe Spannung ein, die etwa der Änderung der Spannung am Spannungspunkt P entspricht (dritte Zeile der 2). Sobald die Spannung am Speicherkondensator C2 den Schwellwertpegel VR2 (Zeitpunkt t0) überschritten hat, wird am Ausgang des D der Bewertungseinheit B, das heißt am Ausgang des Vergleichers VGL ein Signal KN_D, das heißt ”in Ordnung” gemeldet (vierte Zeile der 2).
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Nach Auftreten des Kurzschlusses K zum Zeitpunkt t1 wird die Spannungsänderung am Schaltungspunkt P kleiner (dritte Zeile der 2), die in der zweiten Zeile der 2 aufgetragene Spannung am Speicherkondensator C2 sinkt ab und unterschreitet zum Zeitpunkt t11 den Schwellwertpegel VR2. Ein Kurzschluss K ist erkannt und das Kurzschlusserfassungssignal K_D wird am Ausgang D der Bewertungseinheit D erzeugt.
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Nachdem zum Zeitpunkt t2 der Kurzschluss K beendet ist, steigt die Spannung an C2 wieder an und überschreitet zum Zeitpunkt t21 erneut den Schwellwertpegel VR2, so dass der Ausgang D der Bewertungsschaltung B zum Zeitpunkt t21 wieder das ”in Ordnung” angebende Signal KN_D erzeugt.
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Das Prinzip der zuvor anhand der 1A, 1B und 2 als Ausführungsbeispiel erläuterten Diagnoseeinrichtung ist die Bewertung des Spannungsunterschiedes an der Last L, welcher durch Takten des Diagnosestroms Idiag verursacht wird. Dem geringfügig erhöhten Schaltungsaufwand bei der erfindungsgemäßen Diagnoseeinrichtung im Vergleich mit der anhand der 3 diskutierten herkömmlichen Diagnoseeinrichtung stehen die oben beschriebenen Vorteile gegenüber, dass nämlich die EMV-Empfindlichkeit reduziert ist, die Schaltungsanordnung gemäß 1A verpolfest ist und keinen gesonderten ESD-Schutz benötigt, da der zusätzliche Batteriepin SP entfällt. Deshalb muss die Bewertungsschaltung B nicht mehr hochspannungsfest ausgeführt werden und kann zum Beispiel mit Niedervolt-MOS-Technologie realisiert werden, was Chipfläche einer integrierten Schaltung einspart. Außerdem kann eine Fehldiagnose aufgrund von Spannungsabfällen in der Batteriezuleitung nicht mehr auftreten, da die Batteriezuleitung, das heißt der zusätzliche Batteriepin in der Bewertungseinheit nicht mehr vorhanden ist.
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Bezugszeichenliste
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- A
- Ansteuereinheit
- B
- Bewertungseinheit
- C1
- Koppelkondensator
- C2
- Speicherkondensator
- D
- Ausgang der Bewertungseinheit D
- G
- Spitzenwertgleichrichter
- Idiag
- Diagnosestrom
- K
- Kurzschluss
- KN
- Nicht-Kurzschluss
- K_D
- Kurzschlusserfassungssignal
- KN_D
- Nichtkurzschlusserfassungssignal
- L
- Last
- LED
- Leuchtdiode
- O, P, SP
- Schaltungspunkte
- phi1, phi2
- Taktsignal
- R
- Widerstand
- S1, S21, S22
- Schalter
- T
- LED-Treibertransistor
- U
- Spannung
- Vbatt
- Batteriespannung
- VGL
- Vergleicher
- VR1, VR2
- Bezugsspannung, Schwellwertpegel
