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TECHNISCHES
FELD
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur verbesserten
Detektion von mit einer Niedrig-Autokorrelationsfolge modulierten
Signalen und einem Verfahren dazu. Im Speziellen betrifft die vorliegende
Erfindung Empfängerausstattungen,
wobei Übertragungen
mit einer Präambel
beginnen, die aus einer festen Sequenz bestehen, welche mit einem
höherratigen,
sich wiederholenden "Spreizcode" moduliert ist, wobei
ein solcher Code derart gewählt
ist, dass er eine niedrige Autokorrelation bei Zeitdifferenzen anders
als Null hat. Ein Beispielsystem ist ein 802.11b schnurloser LAN-Empfänger, der
einen Barker-Code der Länge
11 verwendet, um jedes Symbol einer 1MSymbol/s-PSK-Folge zu modulieren.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Eine
wichtige Aufgabe bei dem Empfang eines digitalen Signals ist, zu
detektieren, wann der Beginn einer Übertragung in der Gegenwart
von Rauschen und Kanalverzerrungen bei dem Empfänger ankommt. Dies ist besonders
wichtig bei einem Zufalls-Zugriffs-Kommunikationssystem,
d.h. ein System, bei welchem Übertragungszeiten
nicht im Voraus bekannt sind, wie beispielsweise schnurlosen LANs,
die auf dem IEEE 802.11-Standard
basieren. Die Hauptaufgabe bei der Entwicklung des Detektionsverfahrens
eines solchen Systems ist, eine hohe Detektionswahrscheinlichkeit
eines ankommenden Signals innerhalb einer vorgegebenen Zeit vom
Signalbeginn zu liefern, wobei demgegenüber eine niedrige Wahrscheinlichkeit
für Fehlalarme, welche
ein Signal anzeigen, wenn kein Signal vorliegt, mit Rauschen oder
Störsignalen
geliefert werden soll.
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Eine
wichtige Klasse von Kommunikationssystemen sind die so genannten "direct sequence spread spectrum"-Systeme (Direkt-Folge-Spreiz-Spektrum-Systeme),
bei welchen eine gesendete Folge durch einen "Spreizcode" verschlüsselt ist, wobei ein Spreizcode
eine Folge mit einer höheren
Rate ist, welche bewirkt, dass das ausgesendete Signal eine größere Bandweite
aufweist und dadurch robuster gegen Frequenz-selektiven Schwund
wird, welcher beispielsweise durch Mehrwege-Interferenz erzeugt werden kann.
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Eine
Unterklasse solcher Signale wird in den IEEE 802.11- und IEEE 802.11b-Standards
verwendet. Diese Standards definieren die Verwendung einer Barker-Folge
mit Länge
11, definiert als +1, –1,
+1, +1, –1, +1,
+1, +1, –1, –1, –1, wobei
der Wert oder "Chip" ganz links zuerst
ausgegeben wird. Dieser Code wird dazu verwendet, das gesendete
Signal mit einer Rate, die 11 mal schneller ist als das gesendete
Signal, zu multiplizieren; für
den Fall der Präambel
bei IEEE 802.11 DSSS/IEEE 802.11b besteht das gesendete Signal während der
Präambel
aus einer von zwei bekannten pseudo-zufälligen Folgen, welche mittels
differentiellem BPSK moduliert sind, d.h. die Ausgangsträgerwelle
ist entweder mit +1 oder –1
multipliziert.
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Bei
einem praktischen Design ist die Abtastrate im Sender und Empfänger oft
ein Vielfaches der Chiprate, z.B. 22 MHz, wobei in diesem Fall jeder
Chipwert zweimal ausgegeben wird. Aus Gründen der Einfachheit und ohne
Aufgabe der Allgemeingültigkeit
behandelt die folgende Diskussion nur eine Abtastrate, die genauso
groß ist
wie die Chiprate.
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Aus
der Sicht des Empfängers
ist einer der Hauptvorzüge
des Barker-Codes, dass er eine sehr niedrige Autokorrelation von
entweder –1
oder 0 außer
für Zeitdifferenzen
von Null aufweist, wenn der Ausgang 11 ist. In diesem Zusammenhang
ist die Autokorrelation eines abgetasteten Signals x(n) mit Zeitdifferenz τ definiert
als:
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Die
Eigenschaft einer niedrigen Autokorrelation ist, dass das ankommende
Signal im Empfänger
mit der Barker-Folge, die im Sender verwendet wurde, korreliert
werden kann. Signale, die mit der Barker-Folge moduliert wurden,
erzeugen daher einen starken Peak am Ausgang des Korrelators, wohingegen
andere Signale keine starken Peaks erzeugen.
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Während der Übertragung
einer einzelnen Barker-Folge, die zur Zeit m beginnt, über einen
Kanal mit zusätzlichem
weißen
Gaußschen
Rauschen (additive white gaussian channel) wird Rauschen hinzugefügt, was
zu einem komplexen Empfangssignal führt, das gegeben ist durch: y(n) = Aexp (iϕ) × (n-m) + e(n) ,d.h. die
empfangenen Abtastwerte sind skaliert und sind phasengedrehte Versionen
des Originals mit weißem Gaußschen Rauschen.
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Wenn
die Barker-Folge einer Kette von BPSK-Symbolen überlagert wird, kann man die
lineare Natur der Autokorrelation dazu verwenden, zu bestimmen,
dass das Resultat die Summe der Antworten auf jeden individuellen
Puls ist. Dies wird folglich eine Folge von Pulsen am Ende eines
gesendeten BPSK-Symbols
erzeugen, wobei das Vorzeichen des Pulses von dem Vorzeichen des
gesendeten Symbols abhängt.
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In
einem praktischen System gibt es andere Degradationen als einfaches
Gaußsches
Rauschen. Eine wichtige Degradationsursache ist Frequenz-Offset
zwischen den Sende- und Empfangsgeräten. Im 802.11b-Standard kann
dies bis zu 25 ppm in jedem Gerät
betragen, was zu einer möglichen
Gesamtfehlanpassung von 50 ppm oder 120 kHz führt. Dies bewirkt, dass die
Phasenverschiebung in dem empfangenen Signal sich mit der Zeit ändert, und
dies bewirkt, dass das Ergebnis des Barker-Korrelators eine sich ändernde Phase
und eine geringfügig
reduzierte Ausgangssignalamplitude aufweist. Jedoch ist die Verringerung
der Amplitude gering, z.B. –0,2
dB, bei einem Frequenz-Offset von 120 kHz.
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Objekte
zwischen Funksender und -empfänger,
welche Funkwellen reflektieren, verursachen neben dem direkten Pfad,
welcher in manchen Situationen sogar nicht existiert, weitere unterschiedliche
Pfade zwischen Sender und Empfänger.
Jeder dieser Pfade hat eine unterschiedliche Verzögerung und
schwächt
das Signal um einen unterschiedlichen Betrag ab. Das Ergebnis beim
Empfänger
ist, dass jeder empfangene Wert die Summe einer Anzahl von verschieden
verzögerten
Kopien des Signals mit verschiedenen Phasen und Amplituden ist,
wobei Rauschen hinzukommt
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Überlagerung
kann wieder verwendet werden, um die Korrelatorantwort zu bestimmen.
Jeder Mehrwegestrahl m erzeugt einen deutlichen Peak mit einer Amplitude
von 11Am, welcher von kleineren Wellen mit Amplituden
von Am umgeben ist. Dies bedeutet, dass
der Korrelatorausgang dazu verwendet werden kann, jeden Mehrwegestrahl
effektiv zu trennen, da die kleineren Wellen benachbarter Mehrwege
im Vergleich klein sind.
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Die
Signalenergie am Empfänger
verteilt sich über
alle verschiedenen Mehrwege. Dies bedeutet, dass für eine gegebene
Signalenergie der Peak-Korrelatorausgang kleiner ist, typischerweise
ein "Buckel" anstelle eines scharfen
Peaks wie in dem Fall von nicht-dispersiven Kanälen.
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Die
einfachste Lösung
für das
Problem der Barker-Präambel-Detektion ist, die
Detektionsentscheidung auf den Unterschied zwischen dem Barker-Korrelatorausgang
in der Anwesenheit oder Abwesenheit eines Barker-modulierten Eingangssignals
zu grün den.
Das mittlere Ausgangssignal, ein Pro-Symbol-Peak, bei Vorliegen
einer Barker-Präambel
ist gegeben durch:
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Bei
Nicht-Vorliegen eines Signals ist das Korrelator-Ausgangssignal gegeben durch:
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Die
Hauptschwierigkeit bei diesem Verfahren sind die unbekannte Phase
und Amplitude eines gegebenen Symbols. Indem man das Quadrat der
Größe des Korrelator-Ausgangs
zu einem vorgegebenen Zeitpunkt verwendet, kann die Phasenkomponente
eliminiert werden. Das Resultat ist gegeben durch:
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Man
sieht, dass dieser Ausdruck aus drei Hauptkomponenten besteht: einer
konstanten Komponente, welche proportional zu der Signalleistung
ist, einer Komponente, welche proportional zu der Rauschleistung ist,
und einem Kreuzprodukt, welches einen Mittelwert von Null hat, aber
dessen Varianz proportional zu dem Signalniveau und dem Rauschniveau
ist. Bei Nicht-Vorliegen
eines Signals ist das Resultat proportional zu der Rauschleistung.
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Wenn
das Resultat über
S Symbole gemäß
summiert wird, wird die Varianz
des Resultats reduziert, was zu einer niedrigeren Fehlalarmwahrscheinlichkeit führt.
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Das
Ergebnis dieser Summation ist immer noch proportional zu der Amplitude
des empfangenen Signals. Ein Ansatz, um einen Entscheidungsschwellwert
bei Vorliegen dieser variablen Amplitude festzusetzen, ist, die
mittlere Amplitude des Eingangssignals zu messen und sie dazu zu
verwenden, den Selektionsschwellwert zu normalisieren.
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Die
Hauptschwäche
der auf der Barker-Korrelations-Stärke basierenden Lösung ist,
dass die Detektionsentscheidung auf der Differenz zwischen dem Rauschpegel
und dem Signal-plus-Rausch-Pegel
basiert. Wenn das Signal-zu-Rausch-Verhältnis niedrig ist, ist die
Differenz zwischen den erwarteten Ausgaben mit und ohne ein Signal
niedrig und die Varianz des Ergebnisses ist hoch, was zu einer schlechten
Detektorleistung führt.
Zusätzlich
löst dieses
Verfahren nicht Mehrwege auf.
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Die
vorhergehende Methode basierte nur auf der Leistung des Barker-Korrelations-Ausgangs,
welcher über
eine Anzahl von Symbolen gemittelt wurde. Für eine 802.11b-Präambel ist
das Signal jedoch auch BPSK-moduliert durch eine der zwei möglichen
Folgen. Diese zusätzliche
Information kann dazu genutzt werden, die Verstärkung des Detektors zu verbessern.
Anstelle einer Korrelation auf einer Symbol-für-Symbol-Basis kann das empfangene
Signal gegen die vollständige,
bekannte ausgesendete Folge korreliert werden und die Größe des Resultats
kann für
die Entscheidung genutzt werden. Das Resultat ist gegeben durch:
wobei b(s) der BPSK-Signalwert
bei jedem Symbol s ist. Dieses Signal hat eine Varianz, welche gemäß der Länge der
Summation reduziert ist, aber im Gegensatz zu dem vorhergehenden
Design ist der mittlere Ausgangswert bei Vorliegen von reinem Rauschen
gleich Null. Da es bei IEEE 802.11b zwei mögliche Folgen gibt, müssen zwei
Ergebnisse mit den entsprechenden Werten von b(s) berechnet werden
und das Maximum muss ausgewählt
werden. Dies erhöht
die Fehlalarmwahrscheinlichkeit.
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Das
zweite Verfahren hat auf den ersten Blick eine viel bessere Leistung,
da der erwartete Ausgangswert bei einem Nicht-Vorhandensein eines Signals gleich Null
ist. In der Tat ist diese Architektur bekannt dafür, im Falle
von einem reinen weißen
Gaußschen
Kanal der mathematisch optimale Detektor zu sein. Jedoch bedeutet
das Vorliegen eines unbekannten Frequenz-Offsets, dass der Ausgang
des Empfängers
an Phasenausrichtung mit der ausgesendeten BPSK-Folge innerhalb
einiger Symbole verliert, was verhindert, dass dieses Verfahren
verwendet wird. Sogar ohne einen Frequenz-Offset bietet dieses Verfahren
keine Auflösung
von Mehrwege-Komponenten.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, eine solche Vorrichtung
und ein solches Verfahren zu schaffen, welche die obigen Probleme
zumindest verringern.
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In
diesem Zusammenhang ist es insbesondere Aufgabe der Erfindung, eine
solche Vorrichtung und ein solches Verfahren zu schaffen, das einen
Weg zur Verfügung
stellt, bei welchem das Detektionsverfahren mit einer Rauschantwort
mit einem Mittelwert von Null bei Vorliegen eines Frequenz-Offsets
funktioniert, indem die fortschreitende Phasenrotation ausgeschaltet
wird.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine solche Vorrichtung
und ein solches Verfahren anzugeben, welche die Auflösung von
Mehrwege-Komponenten ausführen
können.
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Diese
und andere Aufgaben werden gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung durch ein Verfahren zum
Detektieren einer Nachricht in einem Signal gelöst, wobei die Nachricht mit
einer Präambel beginnt,
welche aus einer festen Folge von Symbolen besteht, wobei jedes
Symbol eine Symboldauer T hat, und die Folge von Symbolen durch
Wiederholungen eines höherratigen
Codes, der eine niedrige Autokorrelation bei Zeitdifferenzen ungleich
Null hat, moduliert wird, wobei der sich wiederholende Code und
die feste Folge von Symbolen im Detektor bekannt sind. Das Verfahren
umfasst die folgenden Schritte: Korrelieren des Signals mit dem
sich wiederholenden Code; Autokorrelieren des Signals mit einer
Kopie des Signals, welche im Wesentlichen um eine Symbolzeit verzögert ist;
Korrelieren des Signals mit der Präambel; und Anzeigen der Detektion
einer Nachricht, falls ein Wert in dem Signal größer ist als ein Schwellwert.
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Die
obigen und andere Aufgaben werden gemäß einem zweiten Aspekt der
vorliegenden Erfindung von einer Vorrichtung zum Detektieren einer
Nachricht in einem Signal gelöst,
wobei die Nachricht mit einer Präambel
beginnt, welche aus einer festen Folge von Symbolen besteht, wobei
jedes Symbol eine Symbolzeit T hat, und die Folge von Symbolen durch
Wiederholungen eines höherratigen
Codes, welcher eine niedrige Autokorrelation bei Verzögerungen
ungleich Null aufweist, moduliert wird, wobei der sich wiederholende
Code in dem Detektor bekannt ist und die feste Folge von Symbolen
in dem Detektor bekannt ist. Die Vorrichtung umfasst einen ersten
Korrelator, welcher derart ausgestaltet ist, dass er das Signal
mit dem sich wiederholenden Code korreliert, einen Autokorrelator,
welcher derart ausgestaltet ist, dass er das Signal mit einer Kopie des
Signals autokorreliert, wobei die Kopie im Wesentlichen um eine
Symbolzeit verzögert
ist, einen zweiten Korrelator, welcher derart ausgestaltet ist,
dass er das Signal mit der bekannten Präambel korreliert, und wobei die
Vorrichtung derart ausgestaltet ist, dass sie die Detektion einer Nachricht
anzeigt, falls ein Wert in dem Signal größer ist als ein Schwellwert.
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Die
Erfindung zieht aus der sich wiederholenden Natur des Signals und
der niedrigen Autokorrelation der ausgesendeten Wellenform ihren
Vorteil: Da das ausgesendete Signal eine Folge von positiven und
negativen Kopien einer identischen Wellenform ist, besteht die empfangene
Folge auch aus einer sich wiederholenden Wellenform, aber ist dispergiert
wegen der Mehrwege und hat eine Phasenrotation aufgrund des Frequenz-Offsets.
Die niedrige Autokorrelation der Barker-Folge bedeutet, dass benachbarte
Symbole eine niedrige Interferenz miteinander haben, wodurch die
Näherung
unabhängig
von dem Vorzeichen der ausgesendeten Pulse gilt.
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Diese
Verdoppelung in der Zeit bedeutet, dass zuvor ausgesendete Symbole
als "Vorlagen" verwendet werden
können,
um das vorliegende Symbol zu messen, indem das Signal mit einer
Kopie autokorreliert wird, welche exakt um eine Symbolperiode verzögert wurde.
Ein empfangener Signalpuls mit Mehrwege-Ausbreitung aufgrund eines BPSK-Symbols
b(s)∈{–1,+1} und
mit einem Frequenz-Offset wo kann ausgedrückt werden als:
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Vorausgesetzt,
dass die Interferenz zwischen benachbarten Mehrwegen aufgrund der
niedrigen Autokorrelation der Barker-Folge klein ist, kann der Ausgang des
Korrelators angenähert
werden durch:
wobei φ die Phasenverschiebung durch
den Barker-Korrelator ist, und die digitale Dirac-Funktion ∂(k) definiert ist
als 1, wenn k = 0, und ansonsten Null, und benutzt wird, die Abtastposition
jedes Mehrwege-Strahls zu definieren. Diese Nä herung gilt, wenn die Stärke jeder
Mehrwege-Antwort 11A
m größer ist als die Störung von anderen
Mehrwege-Strahlen, d.h. um den Peak herum.
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Das
Peak-Ergebnis der Autokorrelation mit einem Abstand von einem Symbol
zwischen dem Symbol s und dem Komplex-Konjugierten des Symbols s-1
kann folgendermaßen
geschrieben werden, wobei Rauschen vernachlässigt wird:
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Es
ist ersichtlich, dass das Ergebnis aus der Summe der Energie von
allen Mehrwege-Komponenten besteht, mit einer Phasenrotation, die
durch den Frequenz-Offset über
eine einzige Symbolperiode verursacht wurde, wobei das Vorzeichen
des ganzen Ausdrucks durch das Vorzeichen der zwei BPSK-Symbole
b(s) und b(s-1) bestimmt ist.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung sind das Verfahren oder
die Vorrichtung derart ausgestaltet, dass sie das Signal als ein
erstes Signal empfangen, wobei die erste Korrelation dadurch ausgeführt wird,
dass das erste Signal mit dem sich wiederholenden Code korreliert
wird, um ein zweites Signal zu erzeugen. Die Autorkorrelation wird
dadurch ausgeführt,
dass das zweite Signal mit einer Kopie des zweiten Signals autokorreliert
wird, wobei die Kopie des zweiten Signals im Wesentlichen um eine
Symbolzeit verzögert
wird und dadurch ein drittes Signal erzeugt wird. Die zweite Korrelation
wird dadurch ausgeführt,
dass das dritte Signal mit der besagten Präambel korreliert wird und dadurch
ein viertes Signal erzeugt wird, und die Anzeige wird dadurch ausgeführt, dass
die Detektion einer Nachricht angezeigt wird, wenn ein Wert in dem vierten
Signal größer als
ein Schwellwert ist.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung werden das erste, das zweite,
das dritte und das vierte Signal jeweils durch einen jeweiligen
ersten, zweiten, dritten und vierten Datenstrom y, c, x und d repräsentiert,
wobei y(n), c(n), x(n) und d(n) jeweils einen jeweiligen Signalwert
zur Zeit n repräsentieren.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird das dritte Signal mit
der besagten Präambel
durch Hinzufügung
von Werten, die von dem dritten Signal genommen wurden, korreliert,
um das besagte vierte Signal zu erzeugen, wobei die besagten Werte
voneinander einen Abstand von einer Symbolzeit T aufweisen.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird der zweite Datenstrom
autokorreliert, indem für
jeden Datenwert c(n) in dem zweiten Datenstrom ein erster von den
Datenwerten c(n) mit einem zweiten von den Datenwerten c(n-T), welcher
um die besagte Symbolzeit T verzögert
ist, autokorreliert wird. Dadurch wird der dritte Datenstrom durch
autokorrelierte Datenwerte x(n) konstruiert. Das dritte Signal wird
mit der Präambel
korreliert, indem jeder Datenwert x(n1)
, x(n1–T)
, x(n1–2·T), ...,
x(n1–S·T) in
einem Untersatz des dritten Datenstroms x(n) für eine benötigte Anzahl von Symbolen S
in der besagten Präambel
mit dem BPSK-Wert b(s) für
das entsprechende Symbol und das vorhergehende Symbol multipliziert
werden und jeder der besagten multiplizierten Datenwerte addiert
wird, um den besagten vierten Datenstrom d(n) zu erzeugen.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist die Nachricht irgendeine
aus einer Mehrzahl von Nachrichten, wobei jede eine spezifische
Präambel
aufweist. Der dritte Datenstrom wird mit der Präambel für jede Nachricht korreliert,
wodurch ein vierter Datenstrom für
jede Korrelation mit Werten di(n) erzeugt wird,
wobei i einen vierten Datenstrom repräsentiert, und wobei die Detektion
einer spezifischen Nachricht dadurch angezeigt wird, dass die Werte
di(n) für
jeden der besagten vierten Datenströme mit einem jeweiligen Schwellwert
verglichen werden und dass eine Detektion einer Nachricht angezeigt
wird, wenn der Wert di(n) über dem
jeweiligen Schwellwert liegt.
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Bei
IEEE 802.11b ist es z.B. möglich,
Nachrichten in zwei verschiedenen Formaten auszusenden, welche sich
durch verschiedene Präambeln
unterscheiden. Diese Nachrichten müssen während der Detektion der Präambel getrennt
werden, und daher müssen
zwei parallele Detektionen implementiert werden.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung werden k Datenwerte x(n-k)
aus dem besagten dritten Datenstrom x(n) durch eine Fensterfunktion
w(k) multipliziert und addiert, um eine Fensteroperation auszuführen.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird die Autokorrelation
ausgeführt,
indem für eine
Mehrzahl von k Datenwerten c(n) der komplexe Wert c(n–k) mit
dem Komplex-Konjugierten
c·(n–k–T) und mit
einer Fensterfunktion w(k) multipliziert wird und indem die multiplizierten
Werte aufsummiert werden.
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Die
Fensterfunktion summiert die Beiträge von verschiedenen Mehrwege-Komponenten
auf.
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In
der Praxis ist die Anzahl der Mehrwege-Komponenten nicht im Voraus
bekannt, und eine typische Implementierung summiert einfach über ein
festes Verzögerungsfenster.
Die Dauer dieses Fensters sollte derart gewählt werden, dass sie der erwarteten
Länge der
Mehrwege-Dispergierung entspricht, und eine Fensterfunktion w(k)
kann verwendet werden, um dem erwarteten Mehrwege-Amplituden-Profil
besser zu entsprechen: Durch diese Maßnahmen wird Rauschen am besten
unterdrückt.
Die Autokorrelationsfunktion, welche am Ausgang c(n) des Barker-Korrelators berechnet
wird, ist dann gegeben durch:
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Die
komplex konjugierte Operation, die durch einen Stern gekennzeichnet
ist, kann genauso gut auf die nicht-verzögerte Version des Symbols angewandt
werden. Es ist auch möglich,
die Implementierung auf Kosten der Leistung zu vereinfachen, indem
ein konstanter Wert für
die Fensterfunktion gewählt
wird und indem eine reduzierte Auflösung für die Eingangsdaten in die
komplexe Multiplikation verwendet werden, z.B. durch Zuordnen eines
Eingangs zu +/–1
+/–i,
was bedeutet, dass der kontinuierliche Eingang zu dem nächsten Wert
aus einem Satz von ausgewählten
Werten gezwungen wird.
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Die
um ein Symbol getrennten Peaks dieser Autokorrelation bestehen aus
einer konstanten Phasenkomponente multipliziert mit dem Produkt
der Vorzeichen der BPSK-Eingänge
b(s) und b(s–1).
Diese Werte sind in der festen Präambelfolge bekannt, sodass
die erforderliche Anzahl der Peaks hinzugefügt werden kann zusammen mit
den angepassten Vorzeichen, wodurch die maximale Amplitude ausgegeben
wird, welche dazu verwendet werden kann, um die Detektionsentscheidung
zu erhalten.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird das zweite Signal gemittelt
oder über
N Symbole summiert, wobei N größer als
2 ist, um das Rauschen zu reduzieren.
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Gemäß einer
anderen bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Korrelation
des besagten Signals mit der besagten Präambel das Mulitiplizieren der
Datenwerte c(n) zu um Symbole getrennten Zeiten in dem zweiten Datenstrom
mit dem BPSK-Wert
des entsprechenden Symbols; Addieren von M der besagten multiplizierten,
um ein Symbol getrennten Datenwerte c(n), c(n–T), c(n–2·T), ..., c(n–(M–1)·T), wodurch
eine erste Summe erzeugt wird, die einen ersten Durchschnittssymbolwert
repräsentiert,
wobei M größer als
1 ist; Addieren von L der besagten multiplizierten, um ein Symbol
voneinander getrennten Da tenwerte c(n–M·T), c(n–(M+1)·T), c(n–(M+2)·T), ..., c(n–(M+L–1)·T), welche
benachbart sind zu den M Datenwerten, wodurch eine zweite Summe
erzeugt wird, die einen zweiten Durchschnittssymbolwert repräsentiert,
wobei L größer als
1 ist; wobei die besagte Autokorrelation durchgeführt wird,
indem die ersten und zweiten Durchschnittssymbolwerte autokorreliert
werden, und wobei die obigen Schritte des Multiplizierens, Summierens
und Autokorrelierens für
eine erforderliche Anzahl von Symbolen in der besagten Präambel wiederholt
werden.
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Indem
die Werte, die bei der Autokorrelation über zwei oder mehr Symbole
verwendet werden, gemittelt werden, ist es möglich, das Verfahren und die
Vorrichtung gemäß der Erfindung
weniger empfindlich gegenüber
Rauschen in dem Eingangssignal zu machen. Jedoch erhöht dies
die Anzahl der Multiplikationen in dem Verfahren.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist die Autokorrelation
vorberechnet.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung werden die nachfolgenden
Schritte für
jeden Wert in dem zweiten Datenstrom durchgeführt: Addieren von Werten, die
um ein Symbol voneinander getrennt sind, für jede mögliche Kombination von BPSK-Werten,
um jede Kombination von Durchschnittssymbolwerten, die für M benachtbarte
Symbole möglich
sind, zu erzeugen, wodurch ein erster Satz von Durchschnittsymbolwerten
erzeugt wird; Addieren von Werten, die um ein Symbol voneinander
getrennt sind und benachbart zu besagten M Symbolen sind, für jede mögliche Kombination
von BPSK-Werten, um jede Kombination von Durchschnittssymbolwerten,
die für
L benachbarte Symbole möglich
sind, zu bilden, wodurch ein zweiter Satz von Durchschnittssymbolwerten
gebildet wird, und wobei die besagte Autokorrelation durchgeführt wird,
indem jede mögliche
Kombination von Durchschnittssymbolwerten in dem ersten und dem
zweiten Satz von Durchschnittssymbolwerten autokorreliert wird,
wodurch ein erster Satz von Datenströmen gebildet wird; Einspeisen jedes
Datenstroms aus dem Satz von Datenströmen in eine gesonderte parallele
Verzögerungsleitung;
und Abgreifen der entsprechenden Verzögerungsleitung bei dem entsprechenden
Symbol in der Präambel
und Hinzufügen
der abgegriffenen Werte, um den vierten Datenstrom zu bilden.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird die Anzahl der Durchschnittssymbolwerte in
dem ersten und zweiten Satz reduziert, indem Werte, die sich nur
in ihren Vorzeichen unterscheiden, entfernt werden, wodurch die
Anzahl der Datenströme
in dem Satz von Datenströmen
reduziert wird, und das Vorzeichen der entsprechenden Symbole wird
an den Abgriffen der entsprechenden Verzögerungsleitung korrigiert.
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Bei
der obigen Anordnung kann die Anzahl der Multiplikationen bei der
Durchschnittsbildung über Symbole
wesentlich reduziert werden und durch Speicherplatz ersetzt werden.
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Bei
ausschließlichem
Vorliegen von Noise am Eingang (kein Signal) ist das Ergebnis der
Barker-Korrelation weißes
Gaußsches
Rauschen. Das Ergebnis der Autokorrelation ist auch weiß und hat
einen Mittelwert von Null; die nachfolgende, um Symbole getrennte
Summation reduziert dann die Varianz des Ergebnisses, während der
Mittelwert Null bleibt, wodurch eine maximale Trennung zwischen
dem Detektorausgang mit und ohne ein Signal erreicht wird.
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Der
Ausgang des Detektors ist proportional zu dem Signalpegel, sodass
es notwendig ist, den Detektionsentscheidungs-Schwellwert gemäß der Signalleistung, die näherungsweise
während
der gleichen Periode gemessen wird, während welcher der Detektionsalgorithmus
ausgeführt
wird, zu normalisieren.
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Der
Hauptvorteil der erfindungsgemäßen Verfahren
ist die erhöhte
Differenz am Detektorausgang zwischen den "Signal vorhanden"- und "kein Signal"-Fällen,
welche dadurch erhalten wird, dass Kenntnisse über die gesendete BPSK-Folge
in die Detektionsentscheidung eingebracht werden. Dies bewirkt eine
reduzierte Fehlalarmwahrscheinlichkeit bei einer vorgegebenen Schwellwerteinstellung
oder eine höhere
Detektionswahrscheinlichkeit bei einer gegebenen Fehlalarmrate.
Das Verfahren stellt auch ein Mittel zur Verbesserung der Detektionswahrscheinlichkeit
bei einer vorliegenden Mehrwege-Dispersion zur Verfügung.
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Das
Verfahren gemäß einer
bevorzugten Ausgestaltung mit Rauschreduktion bietet eine verbesserte Leistung
bei niedrigen Signal-zu-Rausch-Verhältnissen an, auf Kosten von
erhöhter
Hardware-Komplexität.
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Die
Barker-Folge hat eine Anzahl von nicht-idealen Eigenschaften: Sinusförmige Störsignale
oder DC können
ein signifikantes Korrelationsergebnis erzeugen. Ein weiterer Vorteil
davon, dass Kenntnisse über
die gesendete BPSK-Folge in die Detektionsentscheidung eingebracht
werden, ist, dass die Korrelationsantwort auf eine konstante Sinuskurve
oder ein DC-Signal
zu einem großen
Teil am Detektorausgang eliminiert werden kann.
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Weitere
Charakteristiken der Erfindung und Vorteile davon werden anhand
der folgenden detaillierten Beschreibung der Ausgestaltungen der
Erfindung deutlich.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die
vorliegende Erfindung wird besser verständlich anhand der detaillierten
Beschreibung der Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung, welche
unten gegeben wird, und die begleitenden 1 bis 6,
welche nur zur Illustration dienen und daher nicht beschränkend für die vorliegende
Erfindung sind.
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1 zeigt ein BPSK-Signal,
welches mit einer Barker-Folge überlagert
ist, und das entsprechende Ausgangssignal gemäß der bekannten Technik.
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2 zeigt einen Barker-Korrelator
gemäß dem Stand
der Technik.
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3 ist eine bevorzugte Ausgestaltung
gemäß der Erfindung,
bei welcher zwei parallele Präambel-Korrelatoren
implementiert sind. Es ist zu sagen, dass die Erfindung auch mit
einem Präambel-Korrelator funktioniert.
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4 ist eine bevorzugte Ausgestaltung
gemäß der Erfindung,
bei welcher Symbole vor der Autokorrelation zusammen gemittelt werden.
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5 und 6 sind eine bevorzugte Ausgestaltung
gemäß der Erfindung,
bei welcher die Autokorrelation vorberechnet ist.
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BEVORZUGTE
AUSGESTALTUNGEN
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In
der folgenden Beschreibung sind zu Erklärungszwecken und nicht zur
Beschränkung
spezielle Details dargelegt, wie beispielsweise besondere Techniken
und Anwendungen, um ein gründliches
Verständnis der
vorliegenden Erfindung zu ermöglichen.
Es wird jedoch für
einen Fachmann offensichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung
in anderen Ausgestaltungen, die von diesen speziellen Details abweichen,
ausgeführt werden
kann. In anderen Beispielen sind detaillierte Beschreibungen von
bekannten Verfahren und Vorrichtungen ausgelassen worden, um nicht
die Beschreibung der vorliegenden Erfindung mit unnötigen Details
undeutlich werden zu lassen.
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1 zeigt schematisch ein
1 MHz BPSK-Signal 101, für dessen Aussendung eine 11
MHz-Barker-Code-Folge 102 verwendet wurde und welches ein
11 MHz-Ausgangssignal 103 gemäß bekannten Techniken erzeugt.
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Das
ausgesendete Signal wird von einem Empfänger empfangen und wird mit
der ausgesendeten Barker-Folge durch einen Korrelator
200 korreliert,
welcher aus 11 Einzelwert-Verzögerungsstufen
201 und Abgriffen
202 besteht,
welche aus +1/–1
bestehen, um zu der Folge von ausgesendeten Chips, wie in
2 dargestellt, zu passen.
Wenn man eine ausgesendete Folge beginnend mit der Zeit betrachtet,
ist der Ausgang des Korrelators gegeben durch:
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Der
zweite Term in diesem Ergebnis ist die Summe von 11 Werten des Gaußschen Rauschens
multipliziert mit +1/–1.
Indem man n'=n–m–k schreibt
und die Summe umsortiert, kann der erste Term geschrieben werden
als:
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Wie
gesehen werden kann, ähnelt
dies dem Autokorrelationsausdruck: Der einzige Unterschied ist, dass
der Summationsbereich auf 11 Werte beschränkt ist. Da die Barker-Folge
außer
für 0 ≤ n' ≤ 10 gleich Null ist, tritt das
Maximum bei m = n – 10
auf, d.h. 10 Werte nach dem Sendebeginn.
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Bezüglich des
Korrelatorschaltkreises in 2 entspricht
dies einem vollständigen
Datensymbol, das in die Verzögerungsleitung
eingespeist wurde: Nur zu diesem Punkt sind alle +1/–1-Abgriffe 202 mit
den Daten aufeinander ausgerichtet, wodurch ein Puls am Ausgang
erzeugt wird.
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Eine
bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist in 3 dargestellt. Diese Ausgestaltung ist
dazu entwickelt, um Barker-Code-Nachrichten im IEEE 802.11b-Format
zu empfangen. Es sollte jedoch klar sein, dass die Erfindung auch
auf andere Übertragungsprotokolle
anwendbar ist und nicht auf den IEEE 802.11b beschränkt ist.
Für den
Fall von 802.11b, bei welchem zwei mögliche BPSK-Folgen verwendet
werden, werden die zwei entsprechenden Detektorausgänge D1 und
D2 mit dem normalisierten Entscheidungsschwellwert verglichen oder
mit Schwellwerten, da verschiedene Schwellwerte für die zwei
verschiedenen Präambeltypen
verwendet werden können.
Eine Detektion wird angezeigt, wenn entweder D1 oder D2 größer ist.
In Nicht-802.11b-Sytemen, bei welchen nur eine einzige Präambelfolge
zugelassen ist, muss nur ein Ausgang verwendet werden, welcher dabei
eine verbesserte Fehlalarmleistung bewirkt.
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Es
ist auch möglich,
eine Anzahl von äquivalenten
Strukturen durch Zeit-Umstellung zu erzeugen, bei welchen die Autokorrelationsoperation
oder sogar die Barker-Korrelation zu den Abgriffen der Verzögerungsleitung
verschoben werden. Solch eine Lösung
wird jedoch die erforderliche Hardware vergrößern.
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3 zeigt im größeren Detail
ein empfangenes Signal, das aus einem Datenstrom y(n) 301 besteht und
Barker-korreliert 302 wird gemäß der in 2 gezeigten Struktur, wodurch ein korrelierter
zweiter Datenstrom c(n) erhalten wird. Eine Kopie des Datenstroms
wird um eine Symbolzeit in einer Verzögerungsfunktion 304 verzögert, komplex
konjugiert und multipliziert mit dem ursprünglichen Signalstrom in einem
Multiplizierer 305, um einen dritten Datenstrom x(n) zu
konstruieren. Eine Fensterfunktion 306 wird auf den Datenstrom
x(n) angewandt, um die Mehrwegekomponenten aufzuaddieren, und der
daraus erzeugte Datenstrom wird dann in eine Verzögerungs-und-Abgriffs-Funktion 307 eingespeist.
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Die
Verzögerungs-und-Abgriffs-Funktion 307 greift
den Datenstrom x(n) mit Symbolzeitabständen ab. Dazu umfasst die Verzögerungs-und-Abgriffs-Funktion 307 einen
ersten Abgriff 308 und eine erste Verzögerungsfunktion 309,
welche den Datenstrom x(n) um eine Symbolzeit T verzögert, für jedes
und so viele Symbole, wie benötigt,
um eine verlässliche
Detektion zu erhalten. Diese Anordnung bewirkt, dass der Datenstrom x(n)
zu Symbolzeiten abgegriffen wird, wodurch die Symboldatenwerte bei
jedem Abgriff gesammelt werden.
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Jeder
der Abgriffe 308 wird anschließend multipliziert 310 mit
dem entsprechenden BPSK-Vorzeichen für das abgegriffene Symbol und
mit dem BPSK-Vorzeichen des Symbols, welches dem abgegriffenen Symbol gemäß obiger
Gleichung 1 vorausgeht, um das Vorzeichen des abgegriffenen Werts
zu korrigieren. Dies ist b'(s)
= b(s)b(s–1).
Die abgegriffenen Vorzeichenkorrigierten Werte werden dann in einem
Addierer 311 addiert. Der absolute Wert wird berechnet 312 und
der Strom von Werten D(n), einer für jedes y(n), wird ausgegeben. Dieser
Wert kann dann mit einem Schwellwert verglichen werden, um das Vorliegen
einer Nachricht zu detektieren.
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In
der vorliegenden Ausgestaltung ist der Detektor in 3 daran angepasst, 802.11b-Nachrichten
zu erkennen, welche zwei verschiedene Präambeln haben können. Deswegen
ist die Verzögerungs-und-Abgriffs-Funktion 307 dupliziert 307', wobei die
duplizierte Verzögerungs-und-Abgriffs-Funktion 307' einen unterschiedlichen
Satz von BPSK-Werten in dem duplizierten Zweig aufweist.
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Daher
ist jedes Symbol autokorreliert zu dem vorhergehenden, benachbarten
Symbol mit den Vorzeichen von dem korrigierten BPSK.
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Das
Verfahren, welches in Verbindung mit 2 beschrieben
ist, kann empfindlich bezüglich
Rauschen sein. Wenn der Rauschpegel zu groß ist, geht die Struktur des
periodischen Signals verloren und es ist nicht möglich, die Mehrwege aufzulösen. In
diesem Fall trägt
das Autokorrelationsverfahren nur Rauschen zu dem Detektionsergebnis
bei, und die Phase des resultierenden Signals kann auch verschlüsselt werden.
Auch in einem System, in dem AGC (Automatic Gain Control) ange wandt
wird, kann es der Fall sein, dass ein größerer Teil einer einzelnen
Symbolperiode während
des Umschaltens der Empfängerverstärkung zu
Null "geleert" wird.
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Um
die Leistung der Entwicklung zu verbessern, können benachbarte Symbole gemittelt
werden, um den Rauschpegel zu reduzieren.
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Aufgrund
des Frequenz-Offsets gibt es eine Phasenrotation zwischen dem Korrelatorausgang
bei jedem Symbol; jedoch reduziert dies nicht in signifikanter Weise
das Ergebnis jeder der zwei Summationen, solange die gesamte akkumulierte
Phasenverschiebung klein ist. Der Punkt, bei welchem die Phasenrotation
die Stärke
des Summationsergebnisses in signifikanter Weise beeinflusst, limitiert
die Anzahl der Symbole, die zusammen aufaddiert werden können, falls
die in das Verfahren eingeführte
Latenz dies nicht tut.
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Mathematisch
ist die Ausgabe der Autokorrelation mit L und M Symbolen, die in
jedem Arm der Autokorrelation aufsummiert werden, gegeben durch:
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Diese "gemittelten Autokorrelationen" können dann
dazu genutzt werden, das Gesamtergebnis gemäß
zu erzeugen, und die Stärke dieses
Ergebnisses kann verglichen werden mit einem Schwellwert, welcher durch
die mittlere Signalleistung normalisiert wurde. Die letzte Summation
reduziert die Rauschvarianz des Resultats verglichen mit der Signalkomponente.
Wie in der Ausgestaltung in
2 hat
das Er gebnis einen Mittelwert von Null, falls kein Signal vorhanden
ist.
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4 zeigt schematisch eine
solche Struktur, die über
zwei Symbole in jedem Arm mittelt. Es sollte jedoch klar sein, dass
mehr als zwei Symbole dazu verwendet werden können, um den Mittelwert zu
bilden. Ein Datenstrom c(n) wird von einem Barker-Korrelator (nicht
dargestellt) erhalten. Der Strom wird viermal abgegriffen, jeweils
durch erste, zweite, dritte und vierte Abgriffe, bezeichnet als 401, 402, 403 und 404,
welche um die Symbolzeit durch Verzögerungsglieder 405, 406 und 407 voneinander
getrennt sind. Die BPSK-Vorzeichen für den entsprechenden Abgriff
werden jeweils in einem ersten, zweiten, dritten und vierten Multiplizierer, bezeichnet
als 408, 409, 410 und 411, multipliziert.
Das bedeutet, dass Daten von dem Abgriff 401 mit dem BPSK-Wert
für das
Symbol s multipliziert werden, und dass Daten von dem Abgriff 402 mit
dem BPSK-Wert für
das Symbol s-1 multipliziert werden. Dann werden die zwei Werte
in einem Addierer 412 addiert, um den Datenstrom x(n) zu
bilden. Ebenso werden Daten von dem Abgriff 403 multipliziert
mit dem BPSK-Wert für
das Symbol s-2, und Daten von dem Abgriff 404 werden multipliziert
mit dem BSPK-Wert für
das Symbol s-3. Sie werden dann in einem Addierer 413 addiert,
um den Datenstrom xD(n) zu bilden. Da kein
Mittelwert berechnet wird, muss der entsprechende Schwellwert richtig
angepasst werden.
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Der
Strom x(n) wird dann multipliziert mit dem Komplex-Konjugierten von
xD(n) und durchläuft eine Fensterfunktion 414,
um Mehrwege-Komponenten hinzuzufügen.
Die Ausgabe der Fensterfunktion 414 stellt daher einen
gemittelten, autokorrelierten Symbolwert dar. Die Struktur wird
dann für
jedes Symbol in der Verzögerungsleitung
wiederholt. Das bedeutet, für
jedes zusätzlich
Symbol, das in dem erfindungsgemäßen Detektor
verwendet wird, muss eine Kopie der Struktur, wie sie in 4 offenbart ist, verwendet
werden.
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Eine
direkte Implementierung mit der Struktur, welche gemäß dem Obigen
für jeden
Abgriff der Summation wiederholt wird, ist teuer in Bezug auf die
Anzahl der benötigten
Multiplizierer. Es ist möglich,
die Anzahl der Multiplizierer gegen zusätzliche Speicherelemente auszutauschen.
Das Prinzip ist, den Wert für
a(s,n) für alle
der möglichen
BPSK-Symbole b(s), b(s-1), b(s-2) und b(s-3) bei der Berechnung
vorzuberechnen. Z.B. für den
Fall, dass zwei Symbole in jedem Arm der Autokorrelation gemittelt
werden, sind die möglichen
Werte von b(s) und b(s-1) in jedem Paar {+1,+1}, {+1,–1}, {–1,+1} und
{–1,–1}. Aus
der Tatsache, dass zwei der möglichen Paare
einfach eine Multiplikation der anderen zwei Paare mit –1 sind,
kann der Vorteil gezogen werden, dass es nur notwendig ist, das
Resultat für
vier der acht Kombinationen zu berechnen, z.B. {+1,+1; +1,+1}, {+1,+1; +1,–1}, {+1,–1; +1,–1}, {+1,–1; +1,+1}.
Alle anderen Kombinationen können
dadurch abgeleitet werden, dass einfach das Vorzeichen der Ergebnisse
invertiert wird. Es sollte klar sein, dass mehr als zwei Symbole
für die Mittelung
benutzt werden können
und dass ähnliche
Berechnungen ausgeführt
werden können,
wenn mehr als zwei Symbole bevorzugt werden.
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Diese
Optimierung ist jedoch von größtem Interesse,
wenn die Anzahl der Symbole, die zusammen durch Autokorrelation
gemittelt werden, klein ist und beide Arme der Autokorrelation eine
gleiche Anzahl von Symbolen verwenden. Ansonsten ist die Anzahl
der benötigten
Speicherelemente, welche alle möglichen
Folgen bereit halten, überhöht.
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5 und 6 offenbaren schematisch eine Implementierung,
welche aus der obigen Mittelung über zwei
Symbole in jedem Arm ihren Vorteil zieht.
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Ein
Datenstrom c(n) wird von einem Barker-Korrelator (nicht dargestellt)
erhalten und speist eine Verzögerungsleitung,
in welcher der Datenstrom mit Symbolzeitabständen abgegriffen wird. Acht
Abgriffe, bezeichnet als 501a, 501b, 502a, 502b, 503a, 503b, 504a und 504b,
speisen jeweils einen ersten, zweiten, dritten und vierten Addierer 505, 506, 507 und 508.
Das bedeutet, dass der Abgriff 501a und der Abgriff 502a den ersten
Addierer 505 speisen, welcher sie mit positiven Vorzeichen
addiert. Die Abgriffe 503a und 504a speisen den
dritten Addierer 507, welcher sie mit positiven Vorzeichen
addiert. Die Abgriffe 501b und 502b speisen den zweiten
Addierer 506, welcher sie mit einem negativen Vorzeichen
für den
Abgriff 502b addiert. Und schließlich speisen die Abgriffe 503b und 504b den
vierten Addierer 508, welcher sie mit einem negativen Vorzeichen
für den
Abgriff 503b addiert.
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Die
Ausgabe des dritten Addierers 507 und des ersten Addierers 505 speist
einen ersten Multiplizierer 509, welcher das Komplex-Konjugierte
des verzögerten
Symbols mit dem nichtverzögerten
Symbol multipliziert. Die Ausgabe des ersten Multiplizierers 509 speist
eine erste Fensterfunktion 510, deren Ausgabe darüber hinaus
eine erste Verzögerungsleitung 601 in 6 speist. Die Ausgabe des
ersten Multiplizierers 509 repräsentiert die BPSK-Werte {+1,+1;+1,+1}.
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Die
Ausgabe des dritten Addierers 507 und des zweiten Addierers 506 speist
einen zweiten Multiplizierer 511, welcher das Komplex-Konjugierte
des verzögerten
Symbols mit dem nichtverzögerten
Symbol multipliziert. Die Ausgabe des zweiten Multiplizierers 511 speist
eine zweite Fensterfunktion 512, deren Ausgabe darüber hinaus
eine zweite Verzögerungsleitung 602 in 6 speist. Die Ausgabe des
zweiten Multiplizierers 511 repräsentiert die BPSK-Werte {+1,+1;+1,–1}.
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Die
Ausgabe des ersten Addierers 505 und des zweiten Addierers 506 speist
einen dritten Multiplizierer 513, welcher das Komplex-Konjugierte
des verzögerten
Symbols mit dem nichtverzögerten
Symbol multipliziert. Die Ausgabe des dritten Multiplizierers 512 speist
eine dritte Fensterfunktion 514, deren Ausgabe darüber hinaus
eine dritte Verzögerungsleitung 603 in 6 speist. Die Ausgabe des
dritten Multiplizierers 513 repräsentiert die BPSK-Werte {+1,–1;+1,+1}.
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Schließlich speist
die Ausgabe des vierten Addierers 508 und des zweiten Addierers 506 einen
vierten Multiplizierer 515, welcher das Komplex-Konjugierte
des verzögerten
Symbols mit dem nicht-verzögerten Symbol
multipliziert. Die Ausgabe des vierten Multiplizierers 515 speist
eine vierte Fensterfunktion 516, deren Ausgabe darüber hinaus
eine vierte Verzögerungsleitung 604 in 6 speist. Die Ausgabe des
vierten Multiplizierers 515 repräsentiert die BPSK-Werte {+1,–1;+1,–1}.
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Folglich
werden vier parallele Datenströme
konstruiert, wobei jeder einen unterschiedlichen Satz von BPSK-Werten
repräsentiert.
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Der
Detektor in 5 und 6 ist derart angeordnet,
dass er eine Präambel
detektiert, welche zumindest teilweise aus dem Datenstrom {+1, –1, +1,
+1, –1, –1, –1, –1, +1,
+1, –1}
besteht. Es sollte klar sein, dass dies nur eine beispielhafte Präambel ist
und dass in einem realisierten Detektor die Präambel, welche detektiert werden
soll, wahrscheinlich beträchtlich
länger
ist. Wenn diese Präambel
in dem Datenstrom c(n) auftaucht, nimmt der Detektorausgang d(n)
einen maximalen Wert an, welcher mit einem Schwellwert verglichen
wird, und der Detektor zeigt das Vorliegen einer Nachricht in dem Übertragungsmedium
an.
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Die
ersten vier BPSK-Werte in der zu detektierenden Präambel sind
{+1, –1,
+1, +1}, welche der dritten Verzögerungsleitung 603 entsprechen,
und deswegen wird diese Leitung durch einen ersten Abgriff 605 abgegriffen
und speist einen Addierer 606. Die nächsten vier BPSK-Werte sind
{–1, +1,
+1, –1},
welche der vierten Verzögerungsleitung 604 mit
einem invertierten Vorzeichen für
das erste Paar der BPSK-Werte entsprechen. Daher wird die vierte
Verzögerungsleitung
durch einen zweiten Abgriff 607 abgegriffen und das Vorzeichen wird
in einem Multiplizierer 608 invertiert und speist den Addierer 606.
Die nächsten
vier BPSK-Werte, die bei der Mittelung und Autokorrelation verwendet
werden, sind {+1, +1, –1, –1}, welche
der ersten Verzögerungsleitung
mit einem invertierten Vorzeichen für das zweite Paar der BPSK-Werte
entsprechen. Daher wird die erste Verzögerungsleitung 601 nach
einer Verzögerung
von zwei Symbolzeiten abgegriffen, das Vorzeichen wird invertiert
und das Ergebnis wird in den Addierer 606 eingespeist.
Die nächsten
vier BPSK-Werte sind {+1, –1, –1, –1}, welche
der dritten Verzögerungsleitung 603 mit
einem invertierten Vorzeichen für
das zweite Paar entsprechen. Die folgenden vier BPSK-Werte sind
{–1, –1, –1, –1}, welche
der ersten Verzögerungsleitung 601 mit
invertiertem Vorzeichen für
beide Paare der BPSK-Werte entsprechen. Da beide Paare ein invertiertes
Vorzeichen haben, ist kein Vorzeichenwechsel notwendig für die abgegriffenen
Werte ((–1)·(–1) = 1).
Das Obige wird fortgeführt
für so
viele Symbole, wie notwendig sind, um die Präambel zu detektieren.
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Mit
der obigen Anordnung wurde die Anzahl der benötigten Multiplizierer in signifikanter
Weise reduziert.
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Es
ist offensichtlich, dass die Erfindung auf mehrfache Art und Weise
variiert werden kann. Solche Variationen können nicht als ein Verlassen
des Schutzbereichs der Erfindung angesehen werden. Alle solchen Modifikationen,
die für
einen Fachmann offensichtlich sind, werden von dem Schutzumfang
der anhängenden Ansprüche eingeschlossen.
