DE10163456A1

DE10163456A1 - Verfahren zur Richtungserkennung einer Mobilfunkaussendung, insbesondere für GSM, UMTS und Wireless LAN, sowie Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens

Info

Publication number: DE10163456A1
Application number: DE2001163456
Authority: DE
Inventors: Detlef Mansel
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-12-25
Filing date: 2001-12-25
Publication date: 2003-07-10

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Richtungserkennung einer Mobilfunkaussendung, bei dem mit mindestens zwei versetzt zueinander angeordneten Antennen (1, 1') die von einer Quelle der Mobilfunkaussendung ausgehenden Mobilfunkwellen (15) aus der Umgebung der Antennen (1, 1') aufgenommen werden, wobei die von den Antennen (1, 1') empfangenen Mobilfunkwellen (15) anhand ihrer Phasenverschiebung (24) zur Lokalisierung der Quelle der Mobilfunkaussendung herangezogen werden. Hierbei wird an dem Ausgang mindestens einer der Antennen (1, 1') je ein schnellansteuerbarer Phasenschieber (3) in den Empfangspfad geschaltet, dessen Phasenlage zumindest in einem Teilbereich der Phase in einem schnellen Rhythmus durchgestimmt wird und das sich daraus ergebende Signal mit einem Ausgangssignal mindestens einer der anderen Antennen (1, 1') in einem Combiner (4) derart zusammengeführt wird, daß sich am Ausgang Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften ergeben, die auf die Einfallsrichtung der Mobilfunkaussendung schließen lassen.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Richtungserkennung einer Mobilfunkaussendung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.
Mobilfunkaussendungen sind nicht in allen Lebensbereichen zulässig. Beispiele für unerlaubte Bereiche sind Justizvollzugsanstalten (aus Sicherheit gegen unerlaubte Absprachen usw.), aber auch Flugzeuge, Krankenhäuser (jeweils aus Gründen der elektromagnetischen Verträglichkeit EMV) oder andere Bereiche (Schutz vor Belästigung, wie z. B. in Restaurants oder dgl.). In diesen Bereichen muß eine unerwünschte Mobilfunkaussendung zuverlässig erkannt und ausreichend genau örtlich zugeordnet werden, damit ein zügiges Abschalten des Gerätes und evtl. aus dem Verkehr bringen möglich ist. Dabei muß das die Mobilfunkaussendungen aussendende Gerät keinesfalls als Funkgerät konzipiert sein. So stören viele andere Geräte, z. B. sog. Notebooks und CD-Spieler, aufgrund der dort verwendeten, hohen Taktfrequenzen.
Mobilfunkgeräte (z. B. sog. "Handies") senden während des Telefonierens und bei organisatorischen Vorgängen (z. B. Einbuchen in ein Funknetz) Hochfrequenzenergie aus. Das jeweilige Funknetz (z. B. GSM, DECT, Tetra, UMTS) besitzt dabei charakteristische Merkmale im Frequenz- und Zeitbereich, durch die die Mobilfunkaussendung zugeordnet werden kann. Andere Geräte (siehe oben) senden als unerwünschten Nebeneffekt Hochfrequenzenergie mit charakteristischen Merkmalen aus.
Die Richtungserkennung für z. B. elektromagnetische Sender ist ein altbekanntes Problem der Funktechnik und wird im allgemeinen als Peilung oder Funkortung bezeichnet. Sie funktioniert jedoch nur bei ungestörter Ausbreitung der Funkwellen (Freifeld) einwandfrei.
Es sind hierbei zum einen analoge Verfahren mit Hilfe von mechanisch oder elektronisch verstellbaren Antennen bekannt sowie digitale Verfahren (Erwin Lertes, "Funkortung und Funknavigation", Vieweg-Verlag, 1995).
Die Phasenverschiebung kann dadurch ermittelt werden, indem sie durch Phasenschieberschaltungen statisch kompensiert und das Maximum des Summensignals gebildet wird. Alternativ kann das Minimum bei 180° Phasendrehung gesucht werden (siehe hierzu Fig. 1a).
Bei modernen, digitalen Mobilfunkverfahren wird im allgemeinen mit digitalen Peilempfängern gearbeitet (siehe hierzu Fig. 1b). Bei diesen wird das Signal zunächst über einen Mixer in einen anderen Frequenzbereich gemischt, um dann mit einfacher aufzubauenden Digitalschaltungen eine Analyse der Richtung durch digitale Filterung zu bestimmen. Dazu werden aufwendige, digital steuerbare Oszillatoren und Filter eingesetzt (Meinke/Gundlach, "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Seite Q53 über Peilempfänger). Die digitalen Peilempfänger benötigen zur Realisierung der Richtungserkennung mindestens zwei aufwendige, digitale Empfänger (mindestens einen zweiten für die zweite Antenne).
Darüber hinaus muß bei Verwendung von sog. Handies als Mobilfunksender wegen der möglicherweise bei jedem TDMA-Rahmen (Time Division Multiple Access) anderen Frequenz (frequency hopping) der Empfänger die jeweils aktuellen Parameter der Aussendung des Senders kennen, also die Frequenz, den Zeitschlitz, die zeitliche Abfolge der logischen Kanäle usw. (entsprechendes gilt auch für FDMA- und CDMA-Verfahren [Frequency Division Multiple Access, Code Division Multiple Access]). Über diese Informationen verfügt im allgemeinen nur die Basisstation selbst. Deshalb ist eine aufwendige Kopplung der Basisstationstechnik mit dem Richtungsempfänger erforderlich. Außerdem bleibt damit eine Richtungserkennung dem Betreiber der jeweiligen Basisstation vorbehalten, da die Informationen nur mit sehr großem Aufwand durch externes Mithören und Dechiffrieren der jeweiligen Organisationskanäle zu erhalten wären.
Minima in der Richtungspeilung können prinzipiell durch die gewünschte Hochfrequenzauslöschung, aber auch durch eine Veränderung des Pegels der Mobilfunkaussendung nur scheinbar geschehen. Pegeländerungen sind aber in digitalen Mobilfunksystemen ständig in großem Umfang in Form von Fast Fading und Slow Fading vorhanden. Insbesondere beim Fast Fading besteht dabei die Gefahr, daß völlig falsche Minima detektiert werden. Deshalb ist bekannt, ein Referenzsignal, das parallel empfangen wird, zur Detektion von Minima durch Signalschwankungen aufzunehmen. Das bedeutet zusätzlichen Aufwand und ist bei einer Umgebung mit Mehrwegeempfang hinsichtlich der Genauigkeit der Kompensation eingeschränkt. Weiterhin müssen die bekannten Verfahren teilweise synchronisiert werden, um überhaupt einen Funkburst zu finden und an der richtigen (zeitlichen) Stelle Minima/Maxima zu suchen.
Bei der konventionellen Funkpeilung werden darüber hinaus verschiedene Anordnungen von Antennen benutzt. Hierbei ist bezüglich der Art der Auswertung der mit diesen Antennen gewonnenen Signale bekannt, daß mit Hilfe von zwei Antennen in einem Abstand etwa in der Größe der Wellenlänge sich bei einer einfallenden, homogenen Welle die Richtung, aus der die Welle einfällt, über die Phasenverschiebung des Spannungsverlaufes auf den beiden Antennen bestimmen läßt.
Für den geschilderten Anwendungsfall des Aufspürens unerwünschter Mobilfunkaussendungen kann aber nicht von der für die einfache Peilung notwendigen, ungestörten Funkausbreitung ausgegangen werden. Vielmehr beruhen moderne Mobilfunksysteme (insbesondere in höheren Frequenzbereichen, z. B. GSM, DECT, Tetra, UMTS) auf der Ausnutzung von Reflexion, Beugung usw. Im Allgemeinen befinden sich die Hochfrequenz aussendenden Geräte darüber hinaus in dicht bebauten Gebieten, in Gebäuden oder Flugzeugen usw. mit der Folge von Mehrwegeempfang.
Aus der DE 198 52 715 A2 ist ein Verfahren zur Aufdeckung und örtlichen Eingrenzung unerwünschter Mobilfunkaussendungen, z. B. unerlaubter Mobilfunktelefonie bekannt, bei dem mit mindestens einem Mobilfunkempfänger mit einer hinsichtlich ihrer Empfangseigenschaften beeinflußbaren Empfangseinrichtung ein Umgebungsbereich des Mobilfunkempfängers auf Vorhandensein von Mobilfunkaussendungen untersucht wird. Hierbei wird als Ausgangspunkt mindestens einmal eine Lernphase durchgeführt, in der anhand wechselnder, räumlicher Zuordnung eine Referenzsendeeinrichtung für Mobilfunkaussendungen und dem Mobilfunkempfänger Abbilder abgestrahlter und bekannter, örtlicher Referenzfunkaussendungen aufgenommen werden. Die in dieser Lernphase aufgenommenen Abbilder lassen eine Zuordnung des Standortes von Referenzfunkaussendungen aussendender Referenzsendeeinrichtungen zu, die beim späteren Ablauf des Verfahrens einen Vergleich zwischen nicht von der Referenzsendeeinrichtung ausgestrahlter Mobilfunkaussendungen mit denjenigen der Referenzsendeeinrichtung ermöglicht, wobei über das Abbild der unerwünschten Mobilfunkaussendung in einem nachgelagerten Schritt in einer Auswertungsphase die in der Lernphase aufgenommen Abbilder und das Abbild der aufgenommenen Mobilfunkaussendungen miteinander verglichen und daraus eine Information über die räumliche Position der Sendeeinrichtung der unerwünschten Mobilfunkaussendung im Umgebungsbereich ermittelt wird. Durch den Vergleich der Abbilder von unerwünschter Mobilfunkaussendung und der Referenzfunkaussendungen läßt sich anhand verschiedener Kriterien schlußfolgern, welches der Abbilder der Referenzfunkaussendungen der unerwünschten Mobilfunkaussendung am nächsten kommt und damit eine Aussage darüber treffen, wo sich die Sendeeinrichtung der unerwünschten Mobilfunkaussendung wahrscheinlich befinden könnte.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, mit Hilfe einer einfachen und preiswerten Technik eine Richtungsbestimmung einer Funkaussendung digitaler Funksysteme auch bei Verwendung von TDMA-, FDMA- und CDMA-Verfahren und auch in einem Umfeld mit nur sehr kurzen, konstanten Bedingungen der Funkstrecke auch für einen externen "Betrachter" ohne Synchronisation zur Basisstation und ohne Kenntnis der Organisationskanäle zu ermöglichen.
Die Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe ergibt sich hinsichtlich des Verfahrens aus den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 in Zusammenwirken mit den Merkmalen des zugehörigen Oberbegriffes. Weitere, vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Richtungserkennung einer Mobilfunkaussendung, bei dem mit mindestens zwei versetzt zueinander angeordneten Antennen die von einer Quelle der Mobilfunkaussendung ausgehenden Mobilfunkwellen aus der Umgebung der Antennen aufgenommen werden, wobei die von den Antennen empfangenen Funkwellen anhand ihrer Phasenverschiebung zur Lokalisierung der Quelle der Mobilfunkaussendung herangezogen werden. Unter Umgebung ist hierbei die nähere, räumliche Umgebung im Überwachungsbereich der Antennen typischerweise einige hundert Meter gemeint. Ein derartiges, gattungsgemäßes Verfahren wird dadurch weiter entwickelt, indem an dem Ausgang mindestens einer der Antennen je ein schnell ansteuerbarer Phasenschieber in den Empfangspfad geschaltet wird, dessen Phasenlage zumindest in einem Teilbereich der Phase in einem schnellen Rhythmus durchgestimmt wird und das sich daraus ergebende Signal mit einem Ausgangssignal mindestens einer der anderen Antennen in einem Combiner derart zusammengeführt wird, daß sich am Ausgang Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften ergeben, die auf die Einfallsrichtung der Mobilfunkaussendung schließen lassen. Die Charakteristika des Signals ergeben sich insbesondere in dem Verlauf der Einhüllenden des kombinierten Signals. So ist bekannt, daß das Signal bzw. die Einhüllende minimiert werden kann, indem eine bestimmte Phasenschiebung eingestellt wird. In dem erfindungsgemäßen Verfahren wird aber ein neuartiges Signal mit einem erweiterten Informationsgehalt dadurch erzeugt, daß der/die Phasenschieber in einem schnellen Rhythmus durchgestimmt werden. Die sich im Wechsel ergebenden Hochfrequenzauslöschungen/Hochfrequenzadditionen und Zwischenwerte führen zu einem charakteristischen Signalverlauf am Ausgang des Combiners in Abhängigkeit von der Phasenverschiebung, was insbesondere zu einem kurvenförmigen Verlauf der Einhüllenden bei Durchstimmung des/der Phasenschieber führt. Dies wird im folgenden als Minimum/Maximum-Zyklus bezeichnet.
Durch die Auswertung von Minima und Maxima alleine kann eine Vereinfachung der Auswertung erreicht werden; das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht in seiner allgemeinsten Auslegung jedoch auch die Auswertung des gesamten Kurvenverlaufs bzw. bei mehreren Messungen die Auswertung einer Schar von Kurvenverläufen.
Durch die schnelle Durchstimmung ist gewährleistet, daß (praktisch) keine Scheinminima aufgrund sich verändernder Pegel des Sendesignales auftreten können, sondern sich die gefundenen Minima auf jeden Fall durch die Hochfrequenzauslöschung ergeben haben müssen. Damit entfällt die Notwendigkeit eines Referenzsignals; darüber hinaus ist unabhängig von einer Synchronisation mit dem digitalen Funksystem die gesuchte Information (bei welchem Phasenwinkel Auslöschung oder Maximierung geschieht) auf jeden Fall im Empfangssignal enthalten und dem Empfänger ist die Phase/sind die Phasen bekannt, mit der der/die Phasenschieber angesteuert wurden, als das Minima/die Maxima auftraten.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung gibt dabei an, daß als Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften die Lage des Minimums bzw. die Form von Minimum und/oder Maximum die Phase des Sendepulses in ihrer Zuordnung zu den mindestens zwei Antennen angibt. Damit ist die Richtung, aus der die Mobilfunkaussendung gekommen ist, aber indirekt bestimmbar. Hierbei ist die Auswertung des Minimums bzw. Maximums allerdings nur eine bevorzugte, nicht jedoch das alleinige Kriterium für die Bestimmung der Richtung, aus der die Mobilfunkaussendung gekommen ist. Es gilt hierbei in vorteilhafter Ausgestaltung, daß sich die Hochfrequenzauslöschungen bei einer Phasendrehung von 180° bzw. entsprechende Maxima bei einer Phasendrehung von 0° zwischen dem Ausgangssignal einer Antenne und den durch den Phasenschieber beeinflußten Ausgangssignalen der anderen Antennen ergeben.
Ein wesentlicher Vorteil hinsichtlich der Auswertung der Empfangssignale kann darin gesehen werden, daß die Phase des Phasenschiebers unabhängig von einer Synchronisation mit dem Empfangssignal durchgestimmt wird. Beispielsweise indem die Phase des Phasenschiebers zwischen 0° und 360° oder auch nur in einem Teilbereich hiervon durchgestimmt wird, kann der besonders relevante Bereich der Phasenverschiebung gezielt vermessen werden. Hierbei ist es auch denkbar, daß die Phase des Phasenschiebers adaptiv an die jeweilige Empfangssituation durchgestimmt wird. So kann beispielsweise ein Teil des Minimum/Maximum-Zyklus durch Auslassen von Phasenschieberwerten übersprungen werden, falls in diesem Teil der Kurve keine relevanten Informationen enthalten sind. Statt dessen kann in der gleichen Zeit ein interessierender Teil mehrfach vermessen werden, oder es können durch Umschalten auf andere Empfangszweige in der frei gewordenen Zeit wertvollere Informationen gewonnen werden. Die Auswahl des relevanten Bereiches zur Auswertung der Phasenverschiebung kann auch von geometrischen Gegebenheiten am Empfangsort abhängen.
Für die Genauigkeit des Verfahrens ist von Bedeutung, daß die Geschwindigkeit der Durchstimmung der Phase des Phasenschiebers derart gewählt wird, daß innerhalb eines Minimum-Maximum-Zyklus' die Funkstrecke als im wesentlichen konstant angesehen werden kann. Hierdurch wird eine weitgehende Unabhängigkeit von Veränderungen der Sendepegel erreicht, und Scheinminima können weitgehend ausgeschlossen werden. Durch die Signalstruktur digitaler Mobilfunksysteme durch Verwendung von relativ kurzen Bursts ist in Abstimmung der Geschwindigkeit der Durchstimmung der Phase des Phasenschiebers dieses Ziel günstig zu erreichen.
Dabei kann in einer denkbaren Ausgestaltung die Geschwindigkeit der Durchstimmung der Phase des Phasenschiebers derart gewählt werden, daß mindestens ein vollständiger Minimum-Maximum-Zyklus in dem kürzesten Burst der Mobilfunkaussendung enthalten ist. Selbstverständlich können auch mehrere Minimum- Maximum-Zyklen in dem kürzesten Burst der Mobilfunkaussendung abgearbeitet werden, so daß eine Mehrfachmessung eine weitere Verbesserung der Genauigkeit bis hin zur statistischen Auswertung einer Vielzahl von Messungen erlaubt. Damit ergibt sich beispielsweise auch die Möglichkeit, mehrere Antennen innerhalb eines Bursts umzuschalten und für jede Antennenkonstellation die Minima-Maxima-Kurve zu ermitteln. Darüber hinaus wird bei schnellerer Durchstimmung der statistische Anteil der möglicherweise verbliebenen Pegeländerungen des Sendesignals noch kleiner.
Von Vorteil ist es, wenn als schnell steuerbarer Phasenschieber ein elektronischer Phasenschieber in den Empfangspfad mindestens einer der Antennen geschaltet wird. Ein elektronischer Phasenschieber bietet eine sehr schnelle und flexible Möglichkeit zur Durchstimmung der Phase, die mit konventionellen Phasenschiebern nicht oder nur mit wesentlich höherem Aufwand erreicht werden könnte.
Eine weitere Vereinfachung der elektronischen Schaltung läßt sich erreichen, wenn das Hochfrequenzsignal am Ausgang des Combiners direkt einem Breitbandempfänger zugeführt wird, der das gesamte Frequenzband des jeweiligen, mobilen Funksystems auf einmal empfängt. Hierdurch wird nur ein derartiger Breitbandempfänger für alle oder eine Anzahl von Mobilfunksystemen benötigt, wobei gleichzeitig die Aufsplittung des Empfangssignales in verschiedene Frequenzbereiche umgangen werden kann. Damit ist das System auch bei Verwendung eines Frequenzsprungverfahren (slow frequency hopping) seitens des digitalen Funksystems in der Lage, die Minimum-Maximum-Kurve aufzunehmen, beispielsweise für GSM900, GSM1800 oder auch PCS1900. Der Schwerpunkt der Meßaufgabe des Breitbandempfängers liegt hierbei vornehmlich auf der Leistungsmessung des empfangenen Signals.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung sieht vor, daß eine Kompensation des frequenzabhängigen Phasenfehlers des Phasenschiebers dadurch vorgenommen wird, daß das Ausgangssignal der zweiten Antenne oder weiterer Antennen je über einen zweiten oder weitere Phasenschieber geführt wird, der oder die eine ähnliche Frequenzabhängigkeit wie diejenige des ersten Phasenschiebers aufweisen. Dadurch werden die Phasenfehler zum großen Teil kompensiert. Dies ist insbesondere wichtig für das erfindungsgemäße Verfahren, das im ganzen Frequenzbereich ohne Kenntnis der jeweiligen relativ schmalbandigen Sendefrequenz arbeiten muß und eine Kompensation deshalb über das bekannte Frequenzverhalten des Phasenschiebers nicht möglich ist.
Auch ist denkbar, daß eine Kompensation der Unsymmetrie optionaler Vorverstärker (LNA) in den Empfangszweigen vor dem Combiner durch den zweiten (oder weitere) Phasenschieber vorgenommen wird.
Ebenfalls kann ein schneller Sequenzer zur Einstellung der Phasendrehung der Phasenschieber verwendet werden. Die große Regelmäßigkeit der Folge der Phasenschieberspannung bietet die Möglichkeit einer hardwaremäßigen Umsetzung in einem Sequenzer, der hohe Schnelligkeit bei geringen Kosten bietet.
Von Vorteil hinsichtlich der Kosten ist es, wenn ein für Auswertung in der Regel sowieso notwendiger und damit ohnehin vorhandener Standardrechner auch zur Steuerung der Phasenschieber verwendet wird. Durch die inzwischen sehr leistungsfähige Digitaltechnik kann die Steuerung des Verfahrens auf sehr preisgünstigen Standardrechner ablaufen. Alternativ ist wegen der großen Regelmäßigkeit des Verfahrens auch der Einsatz preisgünstiger und sehr schneller Hardware/Firmware möglich.
Ebenfalls kann eine weitere Verbesserung der Genauigkeit erreicht werden, indem eine Temperaturstabilisierung der Hochfrequenzkomponenten, insbesondere der Phasenschieber, zur Erzielung einer hohen Genauigkeit vorgenommen wird. Dadurch wird es möglich, auch preiswerte Phasenschieber mit den unvermeidlichen, bekannten Temperaturproblemen trotzdem einzusetzen, indem die entstehende Wärme durch eine Temperaturstabilisierung abgeführt wird.
Bevorzugt werden die mindestens zwei Antennen in Form eines Antennenarrays zueinander horizontal und vertikal in unterschiedlichen Abständen gestaffelt im wesentlichen in einer Ebene angeordnet sein.
Die Erfindung umfaßt weiterhin eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens gemäß Anspruch 1, bei der an dem Ausgang mindestens einer der Antennen je ein schnell ansteuerbarer Phasenschieber in den Empfangspfad geschaltet ist, dessen Phasenlage zumindest in einem Teilbereich der Phase in einem schnellen Rhythmus durchgestimmt wird, und das sich daraus ergebende Signal mit einem Ausgangssignal mindestens einer der anderen Antennen in einem Combiner derart zusammengeführt ist, daß sich am Ausgang Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften ergeben, die auf die Einfallsrichtung der Mobilfunkaussendung schließen lassen.
Durch das beschriebene Verfahren und die zugehörige Schaltungsanordnung ist es möglich, Funkaussendungen digitaler Mobilfunksysteme in einem Überwachungsbereich relativ genau zu günstigen Konditionen zu lokalisieren. Das ist trotz der in den geschilderten Anwendungen herrschenden Mehrwegeausbreitung möglich.
Eine besonders bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens zeigt die Zeichnung.
Es zeigen:
Fig. 1a Phasenbestimmung über eine Konfiguration mit elektronisch verstimmbaren Phasenschiebern und einem Combiner gemäß Stand der Technik,
Fig. 1b digitale Keulenformung mit parallelen Empfängern gemäß Stand der Technik,
Fig. 2a die Anordnung einer Überwachungsantenne relativ zu einem überwachten Gebäude unter Angabe geometrischer Beziehungen,
Fig. 2b Anordnung einer Untergruppe innerhalb der Antennenfläche der Überwachungsantenne gemäß Fig. 2a und Definition der beiden Winkel Θ und Φ zur Charakterisierung der Einfallsrichtung elektromagnetischer Wellen,
Fig. 2c Untergruppe einer Antennenanordnung aus zwei im Abstand von b zueinander angeordneten Einzelantennen,
Fig. 3 Blockschaltbild einer Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens mit 2 Antennen und 2 Phasenschiebern,
Fig. 4a-4c typische Signalverläufe bei der Bestimmung eines Minimums in einem Burst,
Fig. 5 graphische Darstellung einer Betragsfunktion zur Korrektur von Bodenreflexionen.
Die Phasenverschiebung zwischen einfallenden Mobilfunkwellen 15 kann in aus dem Stand der Technik grundsätzlich bekannter Weise ermittelt werden gemäß Fig. 1a, indem sie durch Phasenschieberschaltungen 3, 4 kompensiert und das Maximum des Summensignals 5 gebildet wird. Alternativ kann das Minimum bei 180° Phasendrehung gesucht werden. Hierzu werden eine Anzahl von Antennen 1 mit ihren Antennentoren 2 über Phasenschieber 3, die eine Phasenverschiebung β₂, β₃, β₄ aufbringen, mit einem Combiner 4 verbunden, der als Kombinationsnetzwerk diese Signale zu einem Summensignal 5 zusammenfaßt. Es kann dabei eine Antenne 1 das am Antennentor 2 anstehende Signal auch ohne die Bearbeitung durch einen Phasenschieber 3 in den Combiner 4 einspeisen. Diese Bestimmung der Richtung der einfallenden Mobilfunkwellen 15 erfolgt dabei rein statisch.
Ein weiteres, bekanntes Verfahren gemäß Fig. 1b beruht auf dem Einsatz eines digitalen Empfängers 1, bei dem die von der Antenne aufgefangenen Signale 20 nach der Verstärkung in einem rauscharmen Verstärker 7 und dem Umsetzen in einem Mischer 9 in einem niedrigeren Frequenzbereich nach Durchlaufen eines Bandpaßfilters 10 eine A/D-Umsetzung in A/D-Wandlern 6 und anschließende Analyse der Phasenbeziehung in entsprechenden Logikbausteinen 8 erfolgt, bevor die Signale in einem Combiner 4 zu einem Ausgangssignal 5 zusammen gefaßt werden. Die Bestimmung der Richtung der einfallenden Mobilfunkwellen 15 erfolgt auch hierbei rein statisch; erst die nachfolgende Auswertung ermöglicht eine wenn dann auch sehr flexible Analyse.
Zur Bestimmung der Richtung der einfallenden Mobilfunkwellen 15 ist auch eine Untersuchung der geometrischen Verhältnisse am Empfangsort von Bedeutung. In den Fig. 2a und 2b ist daher in schematischen Darstellungen die Empfangssituation bei der Überwachung eines Gebäudes 12 dargestellt, das von einer Überwachungsantenne 11 in einem Abstand R₀ überwacht wird. Hierzu wird gegenüber dem H hohen und B breiten Gebäude 12 in einem Abstand R₀ eine Antennenanordnung 11 in einer Höhe h angeordnet. Die Antennenanordnung 1 besteht aus N Gruppen von Einzelantennen oder Antennenelementen (sog. Subarrays 1). Die Antennenelemente eines Subarrays 1 sind elektrisch fest miteinander verbunden. Jedes der N Subarrays 1 besitzt einen eigenen Antennenausgang 2 ("Antennentor"). Die N Subarrays 1 sind alle gleich aufgebaut, gehen also durch Verschieben innerhalb der Antennenfläche auseinander hervor (siehe Fig. 2b).
Die N am Ausgang der N Antennentore 2 zur Verfügung stehenden Signale werden in einer hier nicht genauer dargestellten, nachfolgenden Schaltung (inklusive Vorverstärker) verarbeitet. Das am Ausgang dieser Schaltung vorliegende Signal setzt sich aus verschiedenen Anteilen zusammen:

- Gegebenenfalls Sendesignal eines Mobilfunksenders 14 im überwachten Gebäude 12,
- Interferenzsignale anderer Mobilfunksender 14 außerhalb des Gebäudes 12,
- Rauschsignal, bestehend aus Anteilen, welche von der Antennenanordnung 11 empfangen werden ("externes Rauschen") und Anteilen, welche in den Bauteilen des Empfängers erzeugt werden ("Empfängerrauschen").

Das Problem bei der Detektion des Ausgangsortes einer Mobilfunksendung im überwachten Bereich besteht also darin, aufgrund des tatsächlich vorliegenden Ausgangssignals die Entscheidung zwischen zwei "Hypothesen" zu treffen:

- Nur Rauschen und Interferenz, jedoch kein Signal eines Mobilfunksenders 14 im überwachten Gebäude 12,
- Signal eines Mobilfunksenders 14 im überwachten Gebäude 12 zusätzlich zum Rauschen und der Interferenz.

Das Ortungsproblem, also die Bestimmung des Standortes eines Mobilfunksenders 14 und hierbei im Speziellen des Raums 13, in dem sich der Mobilfunksender 14 befindet, läßt sich auf ein Peilproblem zurückführen. Geht man zunächst vereinfachend davon aus, daß die Wellenausbreitung zwischen dem Mobilfunksender 14 im Gebäude 12 und der Gruppenantenne 1 auf geradem Weg zwischen dem zugehörigen Fenster des Raumes 13 und der Gruppenantenne 1 stattfindet ("line-of-sight", LOS), so läßt sich zwischen den Raumkoordinaten (Koordinaten η₀ und ξ₀, siehe Fig. 2a) und den beiden Winkeln Θ und Φ, welche die Einfallsrichtung der elektromagnetischen Welle beschreiben, der Zusammenhang:

angeben.
Aus der Größe B × H des überwachten Gebäudes 12 sowie der Antennenentfernung R₀ und der Montagehöhe h der Antenne 11 folgt der zu überwachende Einfallswinkelbereich:
Zusätzlich zu den in den Fig. 2a und 2b dargestellten, geometrischen Randbedingungen ist gemäß Fig. 2c noch folgendes zu beachten. In Fig. 2c ist eine Antennenanordnung dargestellt, bei der beide Subarrays 1 ihr "eigenes" Antennentor 2 besitzen. Zusätzlich ist ein elektronisches Keulenformungsnetzwerk, bestehend aus einem Phasenschieber 3 und einem Combiner 4, dargestellt. Das Meßprinzip und seine Probleme lassen sich bereits anhand dieser Antennenanordnung 11 aus zwei Subarrays 1, 1' erläutern.
Zum Zwecke dieser prinzipiellen Erläuterung wird einfachheitshalber angenommen, daß sich die Zentren der Subarrays 1, 1' in den Orten y = z = 0 und y = 0, z = b befinden (siehe Fig. 2b). Zunächst sei das Empfangssignal am Antennentor 2 des linken Subarrays 1 (im weiteren gekennzeichnet durch den Index 1) betrachtet. In Form des zugehörigen, analytischen Signals läßt es sich in der Form:

u₁(t) = u_T(t)exp(j2πf₀t) = |u_T(t)|exp(jφ(t))exp(j2πf₀t) (1.3/1a)

darstellen, mit u_T(t) als dem "äquivalenten Tiefpaß-Signal", |u_T(t)| als der Einhüllenden, φ(t) als der modulierten Phase und f₀ als der Trägerfrequenz. Falls eine ebene, homogene Welle auf die Antenne 11 einfällt (Fernfeldbedingung erfüllt) und beide Subarrays 1, 1' identisch sind, unterscheidet sich das Signal am Antennentor 2 des rechten Subarrays 1' (im weiteren gekennzeichnet durch den Index 2) von dem an Antennentor 2 des linken Subarrays 1 nur durch eine Phasenverschiebung Ψ. Daher gilt:

u₂(t) = u₁(t)exp(jΨ) (1.3/1b).
Diese Phasendifferenz ist die einzige verfügbare Information über den Einfallswinkel Θ, und es gilt:
Bei allen weiter unten erläuterten Methoden zur meßtechnischen Bestimmung von Ψ läßt sich diese Phase nur bis auf ganzzahlige Vielfache von 2π bestimmen. Daraus folgen mehrere Lösungen für den Einfallswinkel:

gilt, so ist nur einer der Einfallswinkel reell, und man hat somit eine eindeutige Lösung für Θ.
Aus |Ψ|_max = π folgt die Bedingung für eine eindeutige Bestimmung des Einfallswinkels:
Der Abstand der Subarrays 1, 1' darf also nicht größer als eine halbe Freiraumwellenlänge sein.
Eine direkte Messung des Phasenunterschieds Ψ zwischen den beiden Antennentoren 2 erfordert normalerweise, daß jedem Antennentor 2 ein eigener Empfänger zugeordnet wird. Diese Mehrkanal-Empfängerstruktur wird später noch näher erläutert.
Eine indirekte Methode zur Bestimmung von Ψ (alternativ zwei 2-Kanal-Empfänger) ist aber in Fig. 2c gezeigt.
Hierbei wird das Signal des rechten Antennentors 2 des Subarrays 1' durch einen elektronisch steuerbaren Phasenschieber 3 mit der einstellbaren Phase β in seiner Phase verändert:

und anschließend werden u₁(t) und ≙₂(t) in einem Kombinationsnetzwerk 4 (Combiner 4) addiert.
Wenn die Strahlungsdichte (in W/m²) der einfallenden Welle mit S_A(f) bezeichnet wird, so ist die an den Antennentoren 2 verfügbare, spektrale Leistungsdichte S(f) durch:

gegeben. Hierbei ist G_e(Θ) die Gewinnfunktion eines einzelnen Subarrays 1, 1'. Der Ausdruck | ≙_w. ≙_A| beschreibt die Anpassung der Polarisation der Antenne 11 an die Polarisation der einfallenden Welle.
Als Ergebnis der Überlagerung der beiden Signale im Combiner 4 erhält man am Ausgang 5 des Combiners 4 die Spannung:
Wegen:

|u_out|² = |u₁(t)|².[1 + cos(Ψ - β)]

folgt für die spektrale Leistungsdichte des Ausgangssignals:

S_out(f) = S(f)[1 + cos(Ψ - β)] (1.3/8).
Die Messung der Leistung P in einer Analysebandbreite von ΔF um eine Mittenfrequenz f₀ ergibt:
Führt man die von einem Subarray 1, 1' empfangene (i. a. zeitvariable) Leistung P_A(t) ein, so ergibt sich:

P(β(t)) = [1 + cos(Ψ - β(t))].P_A(t) (1.3/10).
Wäre P_A(t) zeitunabhängig, so würde bei Veränderung der Phasenverschiebung β die Ausgangsleistung sich cos-förmig mit β verändern. Der β-Wert β_M, bei dem P maximal wird, entspricht der gesuchten Phase Ψ, aus der der gesuchte Einfallswinkel Θ nach Gl. (1.3/3) folgt. Alternativ kann man die Phasenverschiebung β₀ bestimmen, bei der P minimal wird. Aus dieser Phasenverschiebung folgt Ψ dann gemäß:

Ψ = β₀ + π.
Bei dieser Herleitung der Phasendifferenz Ψ hierher wurde allerdings von idealen Verhältnissen ausgegangen. In der Realität sind zusätzlich noch Imperfektionen u. a. der folgenden Art zu berücksichtigen:

- Überlagertes Rauschsignal.
- Zusätzliche, einfallende Wellen 15 aus Mehrwegeausbreitung des Signals der zu ortenden Mobilfunksender 14 und/oder von anderen Mobilfunksendern 14.
- Während der Veränderung der Phase β mit der Zeit verändert sich auch die Empfangsleistung P_A(t) (siehe Gl. (1.3/10)).

Derartige Imperfektionen können insbesondere durch Reflexionen ausgelöst werden, die etwa durch Reflexionen der Funkwellen an Wänden oder auch am Boden entstehen. Für die Kompensation derartiger Fehler durch Reflexion können folgende Betrachtungen angestellt werden.
Als vereinfachtes Modell hierfür wird angenommen: Es gibt eine Hauptreflexion (HR) und die direkte Komponente (Line of sight LOS) zwischen dem Sendeort und dem Empfangsort der Wellen 15. Im allgemeinen ist LOS deutlich stärker als HR. Allerdings ist durch Effekte wie eine ungünstige Überlagerung von Wellen bei einem Sendeort wie einem durch Mauern umgrenzten Raum heraus möglich, daß das Verhältnis von LOS und HR stark variiert. Ist HR ähnlich groß wie LOS, so ergeben sich deutliche Fehler. Die Auswirkung ist jedoch abhängig vom Phasenwinkel, mit der HR auf die Antenne einwirkt verglichen mit LOS. HR liefert darüber hinaus leicht unterschiedliche Weglängen und damit Phasen für die beiden Antennen. Auch diese Verschiebung hat einen Einfluß.
Es gilt für die Komponenten, die sich über die zwei Antennen 1, 1' (bezeichnet als P₀ und P₂, siehe Fig. 2c) nach dem Combiner 4 addieren:

unter der Annahme, daß die Beträge L₂ und L₀ bzw. HR₀ und HR₂ gleich groß sind, und daß per Definition die Phase der LOS-Komponente an der Antenne 1 zu Null gesetzt wird.
Nach Sortieren und mit φ_HR2 = φ_HR0 + Δφ_HR:
Für diese Funktion wird in Abhängigkeit von φ_PH das Minimum bzw. das Maximum des Betrages bzw. die Kurve dafür gesucht; und zwar mit folgenden Größen als Parameter:

HR₀/L₀; φ_HR0; Δφ_HR.
Für eine betragsmäßig kleine Hauptreflexion HR ergibt sich das Minimum an der Stelle:

φL2 + φPH = 180°,

also an der idealen Stelle laut Theorie.
Für steigendes HR₀/L₀ verschiebt sich das Minimum jedoch an eine andere Stelle; damit wird scheinbar eine falsche Richtung detektiert. Die Verschiebung geschieht in Anhängigkeit von φ_HR0; Δφ_HR und ist für Kombinationen der Parameter in der Fig. 5 beispielhaft aufgetragen.
Über die Größen φ_HR0; Δφ_HR läßt sich aber für jeden Parameter die ungefähre Größe und der Variationsbereich sowie die Frequenzabhängigkeit ermitteln:
Das sei am Beispiel der Bodenreflexion gezeigt. Dort gilt für einen Sendeort in einem Raum in der Höhe HT im Abstand d (= R₀) von der Antenne, und einer Höhe der Antennenplatte 1 HR₀ und einer Höhe der Antenne 1' von H₀ + ΔH über Grund die folgende Aussage (siehe Parson: "The mobile radio propagation channel"):

(Hierzu als Hinweis: Genauere Abschätzungen ergeben sich durch Reihenentwicklungen).
Von Interesse ist die Abweichung Δf/F_midband. Diese ist beispielsweise für GSM 900:
± 1,38%
mit f_midband = 907,5 MHz; Δf = 12,5 MHz
und entsprechend für GSM 1800:
± 2,15%
sowie die Größe des Vorfaktors:
Als Beispiel soll dienen H_T = 5 m ± 20%; H_R = 5 m fest, d = 25 ± 10%m.
Daraus ergibt sich für GSM 900:

360°.6,05 (± 30%)(1 ± 1,4%).
Damit kann der Winkel auch für einen Raum als Sendeort prinzipiell jeden Wert zwischen 0° und 360° annehmen. Er kann jedoch abschnittsweise (bei einer bestimmten Frequenz, einem bestimmten Transmitterpunkt) recht konstant sein. Dies kann wegen des dann konstanten, statistisch nicht ausgemittelten Wertes zu Fehltreffern in der gefundenen Richtung/im gefundenen Raum führen.
Bei GSM 1800 gilt dies erst recht.
Ein interessantes Ergebnis ergibt sich jedoch für Δφ_HR. Hier gilt:
Mit den gleichen angenommenen Unsicherheiten bzgl. d und HT (HR und ΔH sind fest!) ergibt sich ein wesentlich günstigeres Ergebnis:
Für ΔH = 0,5 m
Für GSM 900:

Δφ_HR = 360°.0,01.(10 m + 10 m (± 10%) + 0,5 m)(1 ± 1,4%) ≍ 73,8° ± 6,4%.
Damit kann Δφ_HR a priori auf Grund von Messungen der Abstände/Simulation o. ä. bestimmt werden und ist relativ konstant! Damit läßt sich festhalten, daß für einen Raum als Sendeort folgende Winkel mit relativ hoher Genauigkeit bekannt sind:
Δφ_HR und φ_L2.
In einem weiten Bereich liegen kann durch frequency hopping und leichte Variationen des Transmitterpunktes dagegen:
φ_HR0
sowie das Betragsverhältnis HR0/L0.
Unter dieser Prämisse läßt sich eine Korrektur für die Hauptreflexion HR (hier als Beispiel eine Bodenreflexion) wie folgt durchführen.
Für die für einen Raum als nahezu konstant betrachteten Winkel Δφ_HR und φ_L2 wird für die unbekannten Störgrößen φ_HR0 sowie das Betragsverhältnis HR0/L0 eine Abschätzung vorgenommen, indem der Meßwert für die Minima mit voneinander beabstandeten Antennen (antenna diversity) mehrfach (und jedes Mal mit einem anderen Fehler) bestimmt wird.
Dies sei am Beispiel der Vertikalkomponente gezeigt:
Es werden beispielsweise 4 Häufigkeitsdiagramme der gefundenen Minimapositionen aufgenommen.
Die Formel für die Summenspannung wird umgeformt zu:

und mit dem Parameter HR0/L0 läßt sich dann der Betragsverlauf bestimmen. Die Interpretation dieser Gleichung kann dabei analytisch erfolgen, besonders vorteilhaft aber durch Anwendung numerischer und insbesondere graphischer Verfahren. In der Fig. 5 ist eine graphische Darstellung eines Beispiels für eine solche Funktion angegeben.
Von dieser Funktion wird bei jeder Messung mit Hilfe des durchgestimmten Phasenschiebers ein Schnitt bestimmt entlang einer Linie mit festem (aber unbekanntem) φ_HR0 und mit einem festen, aber unbekannten Verhältnis HR0/L0.
Nach dem Grobfinden der in Frage kommenden Räume mit Hilfe des Wertes von φ_PH kann nun - bei fehlender Eindeutigkeit - ein best fit der gefundenen Schnittkurve für alle in Frage kommenden Räume durchgeführt werden. Durch Sammeln von gleichartigen Kurven läßt sich die statistische Genauigkeit erhöhen.
In einer weiteren, wichtigen Ausgestaltung läßt sich die antenna diversity ausnutzen. Führt man zwei Messungen mit gleicher Antennenplatte 1, aber unterschiedlicher Antennenplatte 1' so kurz hintereinander aus, daß die Funkstrecke als konstant betrachtet werden kann, so gilt folgendes:
Die beiden (oder noch mehr) Linien besitzen das gleiche feste (aber unbekannte) φ_HR0 und feste aber unbekannte Verhältnis HR0/L0 bei unterschiedlichem Δφ_HR und φ_L2. Damit wird die Eindeutigkeit des curve fitting insbesondere dann wesentlich erhöht, wenn die nicht beeinflußbaren Parameter φ_HR0 und HR0/L0 zu ähnlichen Kurven für ähnliche Räume führen. Die Möglichkeit, daß das für mehrere Schnittkurven der Fall ist, ist sehr gering und verringert sich mit der Zahl der gleichzeitig betrachteten Schnittkurven.
In einer speziellen Ausgestaltung läßt sich die unterschiedliche Polarisation von Antennen (polarisation diversity) ausnutzen. Führt man zwei Messungen mit gleichen Antennen am gleichen Ort, aber mit unterschiedlicher Polarisation so kurz hintereinander aus, daß die Funkstrecke als konstant betrachtet werden kann, so gilt folgendes:
Die beiden (oder noch mehr) Linien besitzen das gleiche feste (aber unbekannte) φ_HR0 und zwei feste aber unbekannte Verhältnisse HR0/L0 (z. B. vertikal und horizontal polarisiert oder auch rechts und links zirkular polarisiert) bei gleichem Δφ_HR und φ_L2. Da das Verhältnis von HR0/L0 bei unterschiedlichen Polarisationen an verschiedenen Reflexionsstellen abgeschätzt werden kann, läßt sich die Eindeutigkeit des curve fitting weiter erhöhen, insbesondere dann, wenn die nicht beeinflußbaren Parameter φ_HR0 und HR0/L0 zu ähnlichen Kurven für ähnliche Räume führen. Die Möglichkeit, daß das für mehrere Schnittkurven der Fall ist, ist sehr gering, und verringert sich mit der Zahl der gleichzeitig betrachteten Schnittkurven.
In einer weiteren, vorteilhaften Ausgestaltung lassen sich zur Verkürzung der Rechenzeit einige skalare Parameter gewinnen, um die Kurven zu beschreiben und zu vergleichen, ohne alle Punkte betrachten zu müssen. Dies sind beispielsweise das Betragsverhältnis Maximum zu Minimum oder der absolute Pegel.
In einer weiteren Ausgestaltung läßt sich über Reihenentwicklungen der Parameter in den angegebenen Gleichungen ein analytischer Ausdruck zur (teilweisen) Kompensation des Fehlers gewinnen.
In der Fig. 5 ist ein Beispiel für die graphische Darstellung der Betragsfunktion S für eine Phasenverschiebung 24 von 0° bis + 348° und Phase der Bodenreflexion 25 von 0 bis 340° zu erkennen, wobei es sich um eine stark abgemagerte Darstellung 26 handelt, die nur eine Untermenge der tatsächlich herleitbaren Informationen wiedergibt. Dabei sind die Linien der Funktionsverläufe 26 als Höhenlinien zu interpretieren. Das "tiefste Tal" 28 und zwei "Berge" 29 sind zu erkennen.
Parameter HR0/L0 = 0.2.
Beispielhaft angenommene Grunddaten des Raumes: φ_L2 = 90° und Δφ_HR = 20°.
Zur näheren Erläuterung sei angemerkt: Die Phasenschieber 3 werden zyklisch durchgestimmt, und damit ändert sich die Phase 24 der Phasenschieber 3 ständig. Die Phase der Bodenreflexion 25 ist aber (zumindest für die Dauer eines Bursts) als konstant anzusehen. Hält man in Fig. 5 den Wert für die Bodenreflexion 25 konstant und stimmt die Phasenverschiebung 24 durch, so wird graphisch ein Schnitt 27 durch die Funktion S gelegt. Da die Phasenschieber 3 zeitlich schnell durchgestimmt werden, ergibt sich bei den Messungen als Zeitverlauf eine Kurve, die die angeschnittenen "Berge" 29 und "Täler" 28 in Form einer Minimum-Maximum-Kurve enthält. Auch die Form dieser Kurve, und nicht nur die Positionen von Minimum und Maximum, ist charakteristisch.
Beschränkt man sich nun zur Verdeutlichung auf die Position des bei dem Schnitt 27 gefundenen Minimums, so ist für zwei mögliche (zufällige) Schnittlinien und damit unterschiedliche Phasen der Bodenreflexion 25 das "Verspringen" des Phasenwinkels, für den das Minimum gefunden wird, zu erkennen.
Zur Erläuterung sei angemerkt, daß zwar die Phase der Bodenreflexion 25 für ein Antennenarray 11 praktisch nicht beeinflußt werden kann. Es kann aber sehr wohl durch die Umschaltung auf ein weiteres Antennenarray 11 erreicht werden, daß sich eine andere Phase der Bodenreflexion 25 und damit eine andere Schnittlinie 27 ergibt. Dabei sind die Differenzen der Bodenreflexionswinkel in engen Grenzen vorhersagbar.
Verwendet man also mehrere Antennenarrays 11, so kann man quasi mindestens eine doppelte Schnittlinie 27 mit bekanntem Abstand durch Fig. 5 so lange hindurch schieben, bis man einen best fit zwischen gefundenem Signalverlauf und den sich aus den Schnitten 27 ergebenden Verläufen erhält.
Eine besonders bevorzugte Ausgestaltung des Ablaufes des Verfahrens zeigt die Fig. 3, in der die logische Verschaltung der Einrichtungen zur Umsetzung des Verfahrens dargestellt sind. Die Antennensignale 20 werden nach einer Verstärkung durch rauscharme Verstärker 7 (Low Noise Amplifier LNA) der Phasenschieberstufe 16 aus je einem Phasenschieber 3 und einem Combiner 4 zugeführt. In der gezeigten Ausführung werden beide Signale 20 über je einen Phasenschieber 3 geführt, um die genannte Frequenzkompensation zu erzielen, die wegen des angewandten Breitbandempfängers 18 notwendig ist.
Es sei darauf aufmerksam gemacht, daß kein Referenzpfad erforderlich ist. Der Steuerrechner oder Sequenzer 17 stimmt die Phasenschieberwinkel ständig und ohne Synchronisation durch. Das im Combiner 4 zusammengeführte Signal enthält in regelmäßigen Abständen Minima und Maxima. Die Position derselben hängt vom Winkel ab, mit der die Wellen auf die Antennen 1, 1' auftreffen.
Dieses Signal wird über einen Bandpaßfilter 10 und ggf. einen steuerbaren Verstärke/Abschwächer 19 einem Breitbandempfänger 18 zugeführt. Im gezeigten Beispiel wird dieser über einen Bandpaßfilter 10, der das gesamte, zu überwachende Frequenzband umfaßt, und einen nachgeschalteten Breitbandempfänger 18 mit großer Dynamik realisiert. Dies kann im einfachsten Fall ein Geradeaus-Empfänger sein, so daß man ohne digitalen Empfänger im Sinne des üblichen Verständnisses auskommt.
Der Steuerrechner 17 erhält das der Feldstärke proportionale Signal mit den Minima und Maxima. Damit kennt der Steuerrechner 17 sowohl die Position der Minima/Maxima als auch die zu diesem Zeitpunkt ausgegebenen Phasenschieberwinkel und ist somit auch ohne Synchronisation in der Lage, die Richtung der eingefallenen Welle 15 für den vermessenen Funkburst zu bestimmen.
Der Steuerrechner 17 leitet diese Information dann an einen nicht dargestellten, übergeordneten Steuerrechner oder ein übergeordnetes Programm/einem übergeordneten Prozeß auf dem gleichen Rechner 17 zur Weiterverarbeitung weiter.
In den Fig. 4a bis 4c sind schematisch typische Signalverläuf von Bursts 21 einer typischen Mobilfunkaussendung nach der Auswertung durch die Phasenschieber 3 in ihrem zeitlichen Verlauf zu erkennen, wobei in der Fig. 4a der zeitliche Abstand zweier aufeinanderfolgender Bursts 21 mit dem dazwischen vorhandenen Rauschen 23 und in der Fig. 4b in einer vergrößerten Darstellung ein einzelner Burst 21 zu erkennen ist. In der Fig. 4c ist dann eine unmittelbar aufeinanderfolgende Folge von sechs Bursts 21 zu erkennen. Wie vorstehend beschrieben, können die jeweiligen Minima 22 der Bursts bestimmt werden.
Die gefundene, zeitliche Form der Signale entspricht den Kurven, die sich bei den Schnitten 27 in Fig. 5 als Schnittkurven ergeben. Sachnummernliste 1, 1' Antenne
2 Antennentor
3 Phasenschieber
4 Combiner
5 Ausgangssignal
6 Analog/Digital-Wandler
7 Rauscharmer Verstärker
8 Logikbausteine
9 Mischer
10 Bandpaßfilter
11 Antennenarray
12 überwachtes Gebäude
13 Raum
14 Mobilfunksender
15 einfallende Mobilfunkwellen
16 Phasenschieberstufe
17 Steuerrechner/Sequenzer
18 Breitbandempfänger
19 steuerbare Vorverstärker
20 Signale aus Antenne
21 Burst
22 Minimum
23 Rauschen
24 Phasenverschiebung des Phasenschiebers
25 Bodenreflexion
26 Funktionsverläufe
27 Schnitte
28 tiefstes Tal
29 Berg

Claims

1. Verfahren zur Richtungserkennung einer Mobilfunkaussendung, bei dem mit mindestens zwei versetzt zueinander angeordneten Antennen (1, 1') die von einer Quelle der Mobilfunkaussendung ausgehenden Mobilfunkwellen (15) aus der Umgebung der Antennen (1, 1') aufgenommen werden, wobei die von den Antennen (1, 1') empfangenen Mobilfunkwellen (15) anhand ihrer Phasenverschiebung (24) zur Lokalisierung der Quelle der Mobilfunkaussendung herangezogen werden, dadurch gekennzeichnet, daß an dem Ausgang mindestens einer der Antennen (1, 1') je ein schnell ansteuerbarer Phasenschieber (3) in den Empfangspfad geschaltet wird, dessen Phasenlage zumindest in einem Teilbereich der Phase in einem schnellen Rhythmus durchgestimmt wird und das sich daraus ergebende Signal mit einem Ausgangssignal mindestens einer der anderen Antennen (1, 1') in einem Combiner (4) derart zusammengeführt wird, daß sich am Ausgang Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften ergeben, die auf die Einfallsrichtung der Mobilfunkaussendung schließen lassen.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften die Lage des Minimums (22) bzw. die Form von Minimums und/oder Maximum die Phase des Sendepulses in ihrer Zuordnung zu den mindestens zwei Antennen (1, 1') angibt.

3. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Hochfrequenzauslöschungen bei einer Phasendrehung von 180° bzw. entsprechende Maxima bei einer Phasendrehung von 0° zwischen dem Ausgangssignal einer Antenne (1) und den durch den Phasenschieber (3) beeinflußten Ausgangssignalen der anderen Antennen (1') ergeben.

4. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Phasenschiebers (3) unabhängig von einer Synchronisation mit dem Empfangssignal durchgestimmt wird.

5. Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Phasenschiebers (3) zwischen 0° und 360° oder in einem Teilbereich hiervon durchgestimmt wird.

6. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Phasenschiebers (3) adaptiv an die jeweilige Empfangssituation durchgestimmt wird.

7. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Geschwindigkeit der Durchstimmung der Phase des Phasenschiebers (3) derart gewählt wird, daß innerhalb eines Minimum-Maximum-Zyklus' die Funkstrecke als im wesentlichen konstant angesehen werden kann.

8. Verfahren gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Geschwindigkeit der Durchstimmung der Phase des Phasenschiebers (3) derart gewählt wird, daß mindestens ein vollständiger Minimum-Maximum-Zyklus in dem kürzesten Burst der Mobilfunkaussendung enthalten ist.

9. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als schnell steuerbarer Phasenschieber (3) ein elektronischer Phasenschieber in den Empfangspfad mindestens einer der Antennen (1, 1') geschaltet wird.

10. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für beide oder alle der mindestens zwei Antennen (1, 1') je ein schnell steuerbarer Phasenschieber (3) in den Empfangspfad geschaltet wird.

11. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochfrequenzsignal (5) am Ausgang des Combiners (4) direkt einem Breitbandempfänger (18) zugeführt wird, der das gesamte Frequenzband des jeweiligen mobilen Funksystems auf einmal empfängt.

12. Verfahren gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein logarithmischer Empfänger (18) mit optionaler, vorgeschalteter Dämpfungsstufe mit Regelung über die Meßwerte zur Erzeugung eines hohen Dynamikbereiches des Breitbandempfängers (18) verwendet wird.

13. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensation des frequenzabhängigen Phasenfehlers des Phasenschiebers (3) dadurch vorgenommen wird, daß das Ausgangssignal der zweiten Antenne (1) oder weiterer Antennen (1') je über einen zweiten oder weitere Phasenschieber (3) geführt wird, der oder die eine ähnliche Frequenzabhängigkeit wie diejenige des ersten Phasenschiebers (3) aufweisen.

14. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensation der Unsymmetrie optionaler Vorverstärker (19, LNA) in den Empfangszweigen vor dem Combiner (4) durch den zweiten (oder weitere) Phasenschieber (3) vorgenommen wird.

15. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein schneller Sequenzer (17) zur Einstellung der Phasendrehung der Phasenschieber (3) verwendet wird.

16. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Standardrechner (17) zur Steuerung der Phasenschieber (3) verwendet wird.

17. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Temperaturstabilisierung der Hochfrequenzkomponenten, insbesondere der Phasenschieber (3, zur Erzielung einer hohen Genauigkeit vorgenommen wird.

18. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die mindestens zwei Antennen (1, 1') in Form eines Antennenarrays (11) zueinander horizontal und vertikal in unterschiedlichen Abständen gestaffelt im wesentlichen in einer Ebene angeordnet sind.

19. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an dem Ausgang mindestens einer der Antennen (1) je ein schnell ansteuerbarer Phasenschieber (3) in den Empfangspfad geschaltet ist, dessen Phasenlage zumindest in einem Teilbereich der Phase in einem schnellen Rhythmus durchgestimmt wird, und das sich daraus ergebende Signal mit einem Ausgangssignal mindestens einer der anderen Antennen (1') in einem Combiner (4) derart zusammengeführt ist, daß sich am Ausgang Signalverläufe mit charakteristischen Eigenschaften ergeben, die auf die Einfallsrichtung der Mobilfunkaussendung schließen lassen.