DE10056432C2 - Elektrische Schaltung zur Erzeugung einer Hochspannung, insbesondere zur Ansteuerung von dimmbaren Entladungslampen - Google Patents

Elektrische Schaltung zur Erzeugung einer Hochspannung, insbesondere zur Ansteuerung von dimmbaren Entladungslampen

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Description

STAND DER TECHNIK
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Erzeugung einer Hochspannung, insbesondere zur Ansteuerung von Entladungslampen, mit der auch ein Dimmbetrieb ausführbar ist.
Allgemein werden zur Ansteuerung von Entladungsröhren oder -lampen, wie zum Beispiel Kaltkathoden-Leuchtstoffröhren, Glühkathoden-Leuchtstoffröhren, Quecksilberdampflampen, Metallhalogenlampen, Neonlampen oder dergleichen, Hochspannungsquellen mit besonderen Eigenschaften benötigt. Die Hochspannungsquelle soll einen guten Wirkungsgrad besitzen, die Dimmung der Entladungsröhre oder -lampe über einen weiten Bereich ermöglichen und auf spezifische Lampeneigenschaften angepasst sein. Die die Röhre versorgende Hochspannungsquelle muss eine ausreichende Zündspannung zur Verfügung stellen, die jedoch nach dem Zündvorgang auf den Brennwert reduziert werden muss.
Obwohl auf beliebige Entladungsröhren oder -lampen anwendbar, werden die vorliegende Erfindung sowie die ihr zugrundeliegende Problematik in Bezug auf Kaltkathodenröhren in einem Kombiinstrument oder einem Display in Kraftfahrzeugen erläutert.
Da Kaltkathodenröhren einen sehr hoher Wirkungsgrad besitzen, finden sie besonders in solchen Systemen Anwendung, in denen eine lange Batterielebensdauer erwünscht ist. Da der Platzbedarf gering gehalten werden muss, entstehen einige Beschränkungen an den Schaltungsaufbau. Zusätzlich stellt ein hoher Wirkungsgrad der Hochspannungsquelle selbst eine Anforderung dar. Denn die für eine Beleuchtung von Kombiinstrumenten oder Displays in beispielsweise Kraftfahrzeugen dienenden Kaltkathodenröhren und die sie versorgenden Hochspannungsquellen tragen auf Grund ihrer Verlustleistung stark zur Eigenerwärmung des gesamten Systems bei.
Es werden allgemein elektrische Schaltungen eingesetzt, die ausgehend von einer Gleichspannungsquelle, wie beispielsweise einer Batterie, mittels einem Konverter eine Wechselspannung im Hochspannungsbereich für einen Betrieb der Entladungsröhre oder -lampe bereitstellen.
Zum Dimmen der Entladungsröhre oder -lampe wird die den Konverter versorgende Gleichspannung mit einer Dimmfrequenz periodisch ein- und ausgeschaltet. Dabei bestimmt das Verhältnis von Ein- zu Auszeit die Leuchthelligkeit.
Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Problematik besteht allgemein darin, eine elektrische Schaltung zu schaffen, mit der insbesondere Entladungsröhren effektiv und zuverlässig ansteuerbar sind, die einen möglichst großen Dimmbereich des Leuchtmittels ohne Flackern beim Dimmen ermöglicht und bei der die verwendeten Bauelemente eine möglichst geringe Belastung erfahren.
Es finden sich im Stand der Technik einige Ansätze zur Lösung dieses Problems.
Fig. 3 zeigt eine elektrische Steuerschaltung gemäss der europäischen Patentanmeldung EP 647 086 A1. In dieser Schaltung ist eine Versorgungs-Gleichspannung U2 an die Klemmen IN1 und IN2 gelegt. Zwischen beiden Klemmen befindet sich der Kondensator C1. Von der Klemme IN1 führt eine Drosselspule 3 zu einer mittigen Anzapfung der Primärwicklung 12 des Transformators 11. Die beiden Enden der Primärwicklung 12 führen je zum Kollektor eines Transistors 16 bzw. 17. Die jeweiligen Emitter der Transistoren liegen an Klemme IN2. Parallel zur gesamten Primärwicklung 12 liegt ein Kondensator 15. Die beiden Basen der Transistoren 16 bzw. 17 führen auf die beiden Enden der Hilfswicklung 13 des Transformators 11.
Zusätzlich sind beide Basen über je einen Widerstand R16 bzw. R17 mit der mittigen Anzapfung der Primärwicklung 12 verbunden. Schließlich ist eine Sekundärwicklung 14 des Transformators 11 über weitere - hier nicht gezeigte - Bauteile mit einer Entladungsröhre oder -lampe verbunden.
Ein Dimmbetrieb der Röhre kann erreicht werden durch periodisches Ein- und Ausschalten der Versorgungsgleichspannung U2 zwischen den Klemmen IN1 und IN2. Der für die Schaltung ermittelte Verlauf der Hochspannung U20 ist in Fig. 2a zu sehen. Aufgrund des langsamen Einschwingvorgangs des Oszillators, den die Schaltung darstellt, ergibt sich ein langsamer Anstieg der Hochspannung zu Beginn einer Dimmperiode. Dies wirkt sich nachteilig auf das Brennverhalten des angesteuerten Leuchtmittels im Dimmbetrieb aus. Der genaue Wert der Zündspannung des Leuchtmittels ist nämlich starken Schwankungen - auch von Dimmperiode zu Dimmperiode - unterworfen. Somit ist bei einem langsamen Anstieg der Hochspannung auch der genaue Zündzeitpunkt des Leuchtmittels starken Schwankungen unterworfen, was sich durch ein sichtbares Flackern bemerkbar macht. Der Effekt ist umso stärker, je kürzer die Einschaltdauer innerhalb einer Dimmperiode ist - also bei stark gedimmtem Leuchtmittel.
Werden, wie in Fig. 4 dargestellt, die beiden Basiswiderstände R16 und R17 direkt an die Klemme IN1 geführt, so verkürzt sich der Einschwingvorgang des Oszillators, den die Schaltung darstellt. Aus dem Artikel "A Cold-Cathode Fluorescent Lamp Driver Circuit with Synchronous Primary-Side Dimming Control" von Mu-Shen Lin et. al. (IEEE Transaktions on industrial electronics, Vol 45, No. 2, April 1998, S. 249-255) ist eine ähnliche Schaltung bekannt, bei der jedoch eine der Transistorbasen nicht über einen ohmschen Widerstand, sondern nur über die Hilfswicklung und den ohmschen Widerstand der anderen Basis mit dem ersten Pol verbunden ist. Somit verschiebt sich die Flacker-Grenze hin zu kürzeren Einschaltdauern. Das heißt man kann das Leuchtmittel stärker dimmen, als bei der Schaltung gemäß Fig. 3, ohne dass ein Flackern sichtbar wird. Den Verlauf der Hochspannung zeigt Fig. 2b. Der hier sichtbare Überschwinger (Peak) trägt zusätzlich zur genauen zeitlichen Festlegung des Zündzeitpunktes bei. Allerdings haben die komplexen Vorgänge während des Einschwingens auch eine stark erhöhte Spannungs- und Strombelastung der eingesetzten Bauelemente zur Folge. Dies führt zu erhöhter Verlustwärme, einer schlechteren elektromagnetischen Verträglichkeit und einer geringeren Zuverlässigkeit.
Die in Fig. 3 und 4 gezeigten Schaltungen sind aus dem sogenannten Royer-Oszillator abgeleitet. Sie kommen jedoch im Kraftfahrzeugbereich recht selten zur Anwendung, da die Schaltungen nur schwer in ihrer Gesamtheit zu durchschauen, geschweige denn der Rechnung zugänglich sind und damit durch das Raster der in der Kraftfahrzeugindustrie angewandten Qualitätssicherungs-Mechanismen fallen. Stattdessen werden im Kraftfahrzeugbereich meist recht komplexe Gebilde zur Erzeugung der Hochspannung konstruiert, die technisch nicht besonders vorteilhaft, jedoch relativ einfach zu verstehen sind.
VORTEILE DER ERFINDUNG
Die erfindungsgemäße Schaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 weist gegenüber den bekannten Lösungsansätzen den Vorteil auf, dass ein definierter Zündzeitpunkt bei gleichzeitiger freier Wahl der Spannungsüberhöhung zu Beginn einer Dimmperiode erreichbar ist.
Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Idee besteht darin, dass mindestens eine der Basen der beiden Transistoren mit dem versorgungsspannungs- und mindestens eine der Basen der beiden Transistoren mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements bzw. der Drosselspule verbunden sind.
Diese Schaltung ermöglicht einen größeren Dimmbereich der Röhrenhelligkeit als bei den heute bekannten Schaltungen. Außerdem wird ein Dimmen ohne Flackern auch bei tiefen Temperaturen erreicht. Aufgrund der definiert einstellbaren Spannungsüberhöhung zu Beginn einer Dimmperiode entsteht eine geringere Belastung der Bauelemente. Die Bauelemente können somit geringer dimensioniert werden, bzw. es ergibt sich ein erhöhter Sicherheitsfaktor. Durch entsprechende Dimensionierung kann der Einschwingvorgang auf geringste elektromagnetische Störungen hin optimiert werden.
In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der in Anspruch 1 angegebenen elektrischen Schaltung.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist mindestens eine der Basen der Transistoren über einen Widerstand mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende des Speicher- /Ladeelements verbunden.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist mindestens eine der Basen der Transistoren über einen Widerstand mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher- /Ladeelements verbunden.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung sind die Basen der beiden Transistoren jeweils sowohl mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende als auch mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements jeweils über einen Widerstand verbunden.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung weisen jeweils die beiden Widerstände der an die selbe Seite des Speicher- /Ladeelements angeschlossenen Verbindungen denselben Wert auf.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung weisen die Größen der Widerstände der beiden Verbindungen derselben Basis mit dem Speicher-/Ladeelement ein vorbestimmtes Verhältnis zueinander auf, beispielsweise ist der Widerstand der Verbindung mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende ca. viermal so groß wie der Widerstand der Verbindung mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung besitzt der Ersatzwert der Parallelschaltung der Widerstände die von den Basen der Transistoren zum versorgungsspannungsseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements führen, ein festes Verhältnis zum Ersatzwert der Parallelschaltung der Widerstände, die von den Basen der Transistoren zum transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements führen, beispielsweise ist der Parallelersatzwert der beiden Widerstände zum versorgungsspannungsseitigen Ende ca. viermal so groß, wie der Parallelersatzwert der beiden Widerstände zum transformatorseitigen Ende des Speicher- /Ladeelements.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung weist der an das versorgungsspannungsseitige Ende des Speicher-/Ladeelement geführte Widerstand ein festes Verhältnis zum an das transformatorseitige Ende des Speicher-/Ladeelements geführten Widerstandes auf, beispielsweise ist der an das versorgungsspannungsseitige Ende geführte Widerstand ca. viermal so groß wie der an das transformatorseitige Ende geführte Widerstand.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung sind die Emitter der beiden Transistoren an den zweiten Pol der Versorgungs-Gleichspannung angeschlossen.
ZEICHNUNGEN
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 eine elektrische Steuerschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Hochspannung U20 (liegt meist nicht direkt, sonder über weitere Bauelemente an der Röhre an) im Dimmbetrieb, wobei
2a) den Spannungsverlauf gemäß der Schaltung nach dem Stand der Technik in Fig. 3,
2b) den Spannungsverlauf gemäß der Schaltung nach dem Stand der Technik in Fig. 4, und
2c) den Spannungsverlauf gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 3 eine Schaltung nach dem Stand der Technik; und
Fig. 4 eine weitere dem Anmelder bekannte Schaltung.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder funktionsgleiche Komponenten.
Fig. 1 zeigt eine elektrische Steuerschaltung 1, insbesondere zur Ansteuerung von Entladungsröhren oder - lampen. In dieser Schaltung ist eine zu Dimmzwecken schaltbare Versorgungs-Gleichspannung U2 an die Klemmen IN1 und IN2 gelegt. Von der Klemme IN1 führt eine Drosselspule 3 zu einer mittigen Anzapfung der Primärwicklung 12 des Transformators 11. Anfang und Ende der Primärwicklung 12 führen je zum Kollektor eines Transistors 16 bzw. 17. Die jeweiligen Emitter der Transistoren liegen an Klemme IN2. Parallel zur gesamten Primärwicklung 12 liegt ein Kondensator 15. Die beiden Basen der Transistoren 16 bzw. 17 führen auf Anfang und Ende der Hilfswicklung 13 des Transformators 11. Zusätzlich sind beide Basen über Widerstände R16a, R17a und R16b, R17b sowohl mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende als auch mit dem transformatorseitigen Ende der Drosselspule 3 verbunden. Schließlich liefert eine Sekundärwicklung 14 des Transformators 11 die Hochspannung zur Versorgung beispielsweise einer Entladungsröhre oder -lampe.
Insbesondere bei einer Anwendung im Kraftfahrzeugbereich wird ein großer Dimmbereich benötigt, da beispielsweise ein Tachometer unter einer getönten Scheibe tagsüber ausreichend hell beleuchtet sein muß, um in direkter Sonneneinstrahlung ablesbar zu sein. Nachts dagegen muß ausreichend stark gedimmt werden, um den Fahrer unter allen Umständen nicht zu blenden. Beim Dimmbetrieb ist für die Vermeidung eines Flackern der Röhre das Anschwingverhalten der Oszillatorschaltung äußerst wichtig.
Ausgehend von den Schaltungen in Fig. 3 und 4 soll im Folgenden die verbesserte Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung in Fig. 1 erläutert werden.
Die Schaltung nach Fig. 3 weist den Nachteil auf, dass ein genauer Zündzeitpunkt wegen des langsamen Spannungsanstiegs zu Beginn einer Dimmperiode nicht vorhersehbar ist, denn die Zündspannung von Kaltkathoden-Röhren ist starken Schwankungen unterworfen - selbst kurzzeitigen von Dimmperiode zu Dimmperiode. Beim Herunterdimmen nimmt die Anzahl der Hochspannungs-Perioden derart ab, dass sich ein Unterschied im Zündzeitpunkt erheblich auswirkt und die Entladungsröhre zu flackern beginnt. Der entsprechende Spannungsverlauf der Hochspannung U20 ist in Fig. 2a zu sehen.
Zu Beginn einer Dimmperiode werden beide Transistor-Basen über den entsprechenden Basiswiderstand R16 oder R17 so bestromt, dass der entsprechende Transistor 16 bzw. 17 voll durchgesteuert ist. Durch beide Zweige der Primärwicklung 12 fließt daher über den entsprechenden Transistor 16 bzw. 17 der gleiche Strom. Dieser Strom steigt langsam gemäß der Differentialgleichung der Speicherdrossel 3 an.
Entsprechend steigt auch die Spannung am Mittelanzapf der Primärwicklung 12 langsam an. Aufgrund immer vorhandener leichter Unsymmetrien zwischen beiden Transistoren 16 und 17 verläßt einer von beiden beim Stromanstieg früher den Bereich der Sättigung und an seiner Kollektor-Emitter- Strecke fällt eine Spannung ab. Hierdurch setzt eine Schwingung am Schwingkreis, den die Primärwicklung 12 und der Kondensator 15 darstellen, ein.
Mit der Schaltung in Fig. 4 und dem dazugehörigen Spannungsverlauf der Hochspannung U20 in Fig. 2b ist der genaue Zündzeitpunkt aufgrund eines Spannungspeaks festlegbar. Dieser Peak ist jedoch mit dieser Schaltung nicht kontrollierbar, d. h. es ist kein akzeptabler Maximalwert des Peaks festlegbar.
Die Vorgänge beim Einschwingen sind im Prinzip die gleichen wie die bei der Beschreibung von Fig. 3 beschriebenen. Allerdings steigt hier der Strom durch die beiden Primärwicklungszweige und die entsprechenden Transistoren 16 und 17 auf einen viel höheren Betrag an, als bei der Schaltung gemäß Fig. 3. Die Widerstände R16 und R17 müssen nämlich so dimensioniert sein, dass im eingeschwungenen Zustand der Basisstrom so hoch ist, dass der jeweils durchgeschaltete Transistor 16 bzw. 17 sicher im Bereich der Sättigung leitet. Im Folgenden soll hierzu ein Übersteuerungsfaktor von 2 angenommen werden. D. h. der Basisstrom ist doppelt so hoch, wie er eigentlich sein müsste, um den Nennstrom im eingeschwungenen Zustand zu führen. Nun leiten zu Beginn, wenn noch keine Schwingung eingesetzt hat, jedoch beide Transistoren 16 und 17. Es muss nun der Strom durch einen Transistor 16 oder 17 auf den doppelten Nennstrom des eingeschwungenen Zustands ansteigen, bis er den Bereich der Sättigung verlassen kann und eine Schwingung einsetzen kann. D. h. der Strom durch die Speicherdrossel 3 muss sogar auf den vierfachen Wert des Nennstroms im eingeschwungenen Zustand ansteigen, bevor eine Schwingung einsetzen kann (wegen der beiden Transistorzweige). Dies ist einerseits der Grund für die erhöhte Strombelastung aller Bauteile kurz bevor eine Schwingung einsetzt. Andererseits wird dadurch gegenüber dem Nennbetrieb eine erhöhte Energie in der Speicherdrossel 3 gespeichert, welche sich durch eine im Anschluss erfolgende Spannungsüberhöhung im Schwingkreis (Peak) abbaut.
Durch die Kombination der Schaltungen in Fig. 3 und Fig. 4, dargestellt in Fig. 1, wird eine elektrische Schaltung geschaffen, mit der die oben erwähnten Nachteile beseitigt werden. Denn die Höhe der Peaks hängt nun von einem Zusammenspiel der Widerstände R16a, R17a, R16b, und R17b ab. Dabei beeinflussen die Widerstände R16a und R17a vornehmlich die Höhe des Peaks. Beispielsweise wird durch eine Erhöhung der beiden Widerstände R16a und R17a ein geringerer Basisstrom an die Basen der beiden Transistoren 16 und 17 angelegt, wobei weniger Energie in der Drosselspule 3 vor dem Einsetzten der Schwingung gespeichert wird und somit bei Einsetzten der Schwingung ein geringerer Spannungs-Peak im Schwingkreis auftritt.
Die Widerstände R16b und R17b sorgen im Zusammenspiel mit den anderen Widerständen dafür, dass die beiden Transistoren 16 und 17 im eingeschwungenen Zustand sicher für jeweils eine halbe Periode in der Sättigung gehalten werden. Dabei hat sich herausgestellt, dass ein besonders vorteilhaftes Einschwingverhalten der Wechselspannung U20 erreicht wird, wenn der Parallelersatzwert der beiden Widerstände R16a und R17a, der sich bei Parallelschaltung dieser beiden Widerstände ergeben würde, ca. 4 mal so groß ist wie der Parallelersatzwert der beiden Widerstände R16b und R17b, der sich ergeben würde, wenn man R16b und R17b parallel schalten würde.
Obwohl die vorliegende Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels vorstehend beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar.
So ist es beispielsweise denkbar, eine umgekehrte Polarität der Versorgungs-Gleichspannung U2 einzuführen und entsprechend die Transistoren 16 und 17 von npn nach pnp- Typen zu ändern.
Insbesondere eignet sich die Schaltung auch hervorragend als Hochspannungsquelle zur Versorgung eines Lasers oder von elektrostatischen Staubfiltern.

Claims (9)

1. Elektrische Schaltung (1) zur Erzeugung einer Hochspannung, insbesondere zur Ansteuerung von dimmbaren Entladungslampen, mit:
einer periodisch schaltbaren Versorgungs-Gleichspannung (U2) zwischen zwei Polen (IN1, IN2);
einem Transformator (11) mit einer Primärwicklung (12), die eine mittige Anzapfung aufweist und deren beiden Enden auf jeweils einen Kollektor eines Transistors (16; 17) führen, einer Sekundärwicklung (14) zum Liefern einer Hochspannung U20 und einer Hilfwicklung (13), deren Enden jeweils mit einer der Basen der Transistoren (16; 17) verbunden sind;
einem induktiven Speicher-/Ladeelement (3), das zwischen dem ersten Pol (IN1) der Versorgungs-Gleichspannung (U2) und der mittigen Anzapfung der Primärwicklung (12) des Transformators (11) liegt; und mit
einem kapazitiven Speicherelement (15), das parallel zur Primärwicklung (12) geschaltet ist;
wobei mindestens eine der Basen der beiden Transistoren (16; 17) mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende des induktiven Speicher-/Ladeelements (3) und mindestens eine der Basen der beiden Transistoren (16; 17) mit dem transformatorseitigen Ende des induktiven Speicher-/Ladeelements (3) verbunden ist.
2. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine der Basen der Transistoren (16; 17) über einen Widerstand (R16a; R17a) mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements (3) verbunden ist.
3. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine der Basen der Transistoren (16; 17) über einen Widerstand (R16b; R17b) mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements (3) verbunden ist.
4. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Basen der beiden Transistoren (16, 17) jeweils sowohl mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende als auch mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements (3) jeweils über einen Widerstand (R16a, R16b, R17a, R17b) verbunden sind.
5. Elektrische Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils die beiden Widerstände (R16a, R17a; R16b, R17b) der an die selbe Seite des Speicher-/Ladeelements (3) angeschlossenen Verbindungen denselben Wert aufweisen.
6. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Größen der Widerstände (16a, 16b; 17a, 17b) der beiden Verbindungen derselben Basis mit dem Speicher-/Ladeelement (3) ein derart vorbestimmtes Verhältnis zueinander aufweisen, dass der Widerstand (16a; 17a) der Verbindung mit dem versorgungsspannungsseitigen Ende viermal so groß ist wie der Widerstand (16b; 17b) der Verbindung mit dem transformatorseitigen Ende des Speicher- /Ladeelements (3).
7. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Ersatzwert der Parallelschaltung der Widerstände (R16a; R17a), die von den Basen der Transistoren (16; 17) zum versorgungsspannungsseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements (3) führen, viermal so groß ist wie der Ersatzwert der Parallelschaltung der Widerstände (R16b; R17b), die von den Basen der Transistoren (16; 17) zum transformatorseitigen Ende des Speicher-/Ladeelements (3) führen.
8. Elektrische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der an das versorgungsspannungsseitige Ende des Speicher-/Ladeelements (3) geführte Widerstand (R16a oder R17a) viermal so groß ist wie der an das transformatorseitige Ende des Speicher- /Ladeelements (3) geführte Widerstand (R16b oder R17b).
9. Elektrische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter der beiden Transistoren (16; 17) an den zweiten Pol (IN2) der Versorgungs-Gleichspannung (U2) angeschossen sind.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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Mu-Shen Lin et a.: A Cold-Cathode Fluorescent Lamp Driver Circuit with Synchronous Primary-Side Dimming Control, in: IEEE Transactions on Indu- strial Electronics, Vol. 45, No. 2, April 1998, S. 249-255 *

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