DE10044416B4

DE10044416B4 - Verstärkersystem und Gradientenverstärkersystem

Info

Publication number: DE10044416B4
Application number: DE10044416A
Authority: DE
Inventors: Joel Goshen Gegner; Gerald Osceola Stanley
Original assignee: Harman International Industries Inc
Current assignee: MKS Instruments Inc
Priority date: 1999-09-08
Filing date: 2000-09-08
Publication date: 2006-02-02
Anticipated expiration: 2020-09-09
Also published as: DE10044416A1

Abstract

Verstärkersystem zum Treiben einer Last, enthaltend:
ein erstes und ein zweites Verstärkermodul, jeweils mit einem Signalausgang, wobei das erste Verstärkermodul, das zweite Verstärkermodul und die Last eine Reihenschaltung bilden, um Ausgangsleistung an die Last zu bringen;
einen Regler, der ein Rückkopplungssignal, gebildet aus der Versorgungsspannung oder dem Versorgungsstrom des zweiten Verstärkermoduls, empfängt und Steuersignale an die Verstärkermodule ausgibt, abhängig von dem Rückkopplungssignal, um die Ausgangsleistung des zweiten Verstärkermoduls zu senken und diejenige des ersten Verstärkermoduls anzuheben.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein Verstärkersysteme und insbesondere ein Gradientenverstärkersystem zur Speisung von Gradientenspulen eines bildgebenden Kernspin-Geräts (MRI-Gerät von magnetic resonance imaging).
Hintergrund der Erfindung
Die Nachfrage auf dem MRI-Markt hat zunehmend schnellere Gradientenfelder gefordert. Diese sich räumlich ändernden Magnetfelder werden durch große Spulen erzeugt, welche ihrerseits von Gradientenwellenformern betrieben werden, die von einem Gradientenverstärkersystem (GAS; gradient amplifier system) erzeugt werden. Das GAS ist für starken Strom und hohe Spannung ausgelegt. Der starke Strom ermöglicht stärkere Gradientenfelder, ausgedrückt durch Gauss pro Zentimeter, während die hohe Spannung schnellere Gradientenfeld-Änderungsraten gestattet.
Im vergangenen Jahrzehnt wurde eine Reihe von bildgebenden Sequenzen entwickelt, die unkonventionelle Gradientenwellenformen erfordern. Die konventionellen Wellenformen waren in ihrer Beschaffenheit vornehmlich trapezförmig mit steilen linearen Flanken, gefolgt von ausgedehnten Plateaus. Diese Wellenformen erfordern ein großes Verhältnis der Spitzenspannung zum mittleren Spannungsbetrag und können daher von einem GAS bereit gestellt werden, welches in ineffizienter Weise starke Ausgangsspannungen erzeugt, allerdings in effizienter Weise mäßige Ausgangsspannungen liefert.
Einige der in jüngerer Zeit entwickelten bildgebenden Methoden, so zum Beispiel das spiralförmige Scannen und die gewichtete Diffusions-Bildgebung, erfordern nicht nur hohe Spitzenströme, hohe Effektivströme und ein hohes Tastverhältnis, sondern auch kontinuierliche Anstiegs- und Abstiegsgeschwindigkeiten des Gradientenfelds. In der Folge wurde ein GAS gefordert, welches starke Spitzen- und Effektivspannung einhergehend mit starken Spitzen- und Effektivströmen zu liefern vermag. Der gestiegene Bedarf an hoher Effektiv- und Spitzenspannung erfordert eine GAS-Ausgestaltung mit gesteigerter Effizienz.
Eine Möglichkeit, der Nachfrage erhöhter Spitzenspannung seitens in jüngerer Zeit entwickelter bildgebender Methoden nachzukommen, besteht in der Ausgestaltung eines GAS mit in Reihe geschalteten Verstärkern, die jeweils eine aufwändige Leistungsversorgung besitzen. Solche Lösungen sind in DE 43 04 517 A1 und US 5,451,878 gezeigt.

DE 43 04 517 A1 offenbart eine Stromversorgung für vorwiegend induktive Lasten, die aus mindestens zwei steuerbaren Spannungsquellen besteht. Jede Spannungsquelle umfasst jeweils eine Spannungsstelleinheit, die eingangsseitig mit einer Gleichspannungsquelle verbunden ist, und die an Ausgangsanschlüssen eine gesteuerte Ausgangsspannung abgeben kann. Die Gleichspannungsquellen sind potentialgetrennt und die Ausgangsanschlüsse der Spannungsstelleinheiten sind in Reihe geschaltet.

US 5,451,878 offenbart einen Gradientenverstärker für ein MRI-System, bei dem ein Niederspannungsverstärker und ein Hochspannungsverstärker mit einer Gradientenspule eine Reihenschaltung bilden. Der Niederspannungsverstärker erzeugt einen Spulenstrom entsprechend einem Gradientenstrom-Steuerimpuls. Der Hochspannungsverstärker liefert, gesteuert von der zeitlichen Ableitung desselben Impulses, Energie, um das Gradientenfeld am Anfang des Pulses schnell aufzubauen und an dessen Ende wieder schnell abzubauen.

Eine weitere Methode besteht in der Verwendung von Boosterverstärkern und Wiedergewinnung eines Teiles der Leistung gemäß Methoden nach dem Stand der Technik.

Allerdings sind die Boosterverstärker der derzeitigen Generation zu ineffizient, um kontinuierlich in schaltendem Betrieb arbeiten zu können. Folglich können diese konventionellen Boosterverstärker nur zu Beginn und am Ende eines Stromimpulses regeneriert oder neu aufgeladen werden. Spezialimpulse können in der bildgebenden Sequenz nur zu dem Zweck bereitgestellt werden, diese Regeneration zu ermöglichen. Dies allerdings steigert die Kosten der Programmierung und des Betriebs des GAS.

Offenbarung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verstärkersystem und ein Gradientenverstärkersystem zu schaffen, das die oben beschrieben Anforderungen erfüllt. Diese Aufgabe wird durch ein Verstärkersystem nach Anspruch 1 und durch ein Gradientenverstärkersystem nach Anspruch 22 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Im Folgenden wird ein Hochspannungs-GAS zum Speisen von Gradientenspulen in einem MRI-System beschrieben. Das GAS ist in der Lage, wirtschaftlich und effizient Stromänderungsraten beliebiger Form und Dauer dadurch zu liefern, dass der Betrieb der in Reihe gestalteten Verstärkermodulen geregelt und die Regeneration der Verstärkermodulen abhängig von den Kennwerten der Ausgangswellenform gehandhabt wird.

Jedes Verstärkermodul liefert nur einen Teil der Systemausgangsspannung, ist jedoch für den Gesamt-Systemstrom ausgelegt. Die Verstärkermodulen können ihrerseits aus einer Mehrzahl parallel geschalteter Verstärkerstufen bestehen. Durch geeignetes Wechseln der Ausgangsspannung und des Ausgangsstromes jeder der in Reihe geschalteten Verstärkermodulen lässt sich die für sämtliche außer einem Verstärkermodul geforderte Leistung während Zeiten des ruhefreien Laststroms auf Null reduzieren. Während des Ruhe-Lastbetriebs reichen geringfügige Vorspannungs-Zugaben aus, um die internen Ruhestromverluste dieser floatenden oder schwimmenden Verstärkermodulen (FAMs) zu ermöglichen.

Die geringen Vorspannungsgaben können entweder getrennt oder boot-strapped sein. Beide Implementierungen liefern eine signifikante Reduzierung der Netzversorgungs-Komplexität und -kosten. Lediglich ein Verstärkermodul (das erdbezogene Verstärkermodul (GAM)) erfordert eine starke Energieversorgung, bei der es sich um eine erdbezogene, nicht getrennte Energieversorgung mit getrennten Stromschienen handeln kann. Außerdem braucht diese Energieversorgung nicht stark geregelt zu sein. Tatsächlich kann es sich bei dieser Versorgung um etwas mehr als einen Gleichrichter mit Stromunterbrechungsmöglichkeit handeln, so dass die Kosten der Energieversorgung letztlich reduziert werden.

Bei einem MRI-Gerät gibt es typischerweise drei Gradientenspulen, eine für jede der räumlichen Achsen. Die drei GAMs entsprechend den drei Achsen können daher sämtlich von ein und derselben nicht-getrennten Energieversorgung gespeist werden. Im Endergebnis erhält man ein wirtschaftliches, dreiachsiges GAS mit gleichwohl hoher Spannung und der Möglichkeit beliebiger Gradientenstrom-Änderungsrate.

Die FAMs jeder Achse brauchen nur kleine Leistungsversorgungen zu sein, da sie Leistung von dem GAM empfangen. Da sämtliche Verstärkermodulen den gleichen Strom führen, kann Leistung von dem GAM zu den FAMs dadurch übertragen werden, dass die Ausgangsspannung des GAMs erhöht und die Spannung an den FAMs um einen gleich großen Betrag verringert wird, wenn positive Ströme zu der Last fließen. Die Spannungspolaritäten werden bei negativen Lastströmen umgekehrt. Da die GAM-Spannung und die FAM-Spannungen im Betrag nach gleich und von entgegengesetzter Polarität sind, heben sie sich an der Last gegenseitig auf. Folglich lassen sich äußerst rasche Fehlerkorrekturen vornehmen, ohne Verzerrungen in die Lastschleife zu induzieren.

Die Spannung, die an der Last auftreten muss, hängt von dem Gradienten-Sollsignal ab, welches seinerseits von der gewünschten Gradientenwellenform abhängt. Damit ist die Lastspannung eine abhängige Variable. Demzufolge können Spannungsänderungen am Ausgang des GAM die summierten Spannungsänderungen der FAMs reduzieren. Darüber hinaus erzeugt der Regler, der die Ausgangsspannung der FAMs und des GAM, das heißt der Energiemanagementregler (EMR) eine stromabhängige Degeneration bzw. eine stromabhängige Regeneration, da Leistung von dem GAM zu den FAMs fließen muss, wo sie abgeführt wird.

Eine Variante des EMR führt zu einer Nullsummen-Störung in der Last, was besagt, dass bei Erhöhung der Spannung in einem Verstärkermodul die Spannung um den gleichen Betrag in einem anderen Modul verringert wird, demzufolge die Last niemals eine Spannungsänderung erleidet. Bei einer Nullsummen-Konfiguration kann der EMR Signale erzeugen, die nicht-linear und nicht-stationär sind, was die Flexibilität für den EMR stark erhöht.

Grundsätzlich enthält der EMR eine Reglerfunktion, die ein Rückkopplungssignal empfängt, welches den Zustand der Energie oder des Energieflusses in den FAMs angibt. Er enthält außerdem Eingänge für einen Strom und/oder eine Spannung bezogen auf den Gradientenstrom, ferner die Gradientenspannung oder die Verstärkermodul-Ausgangsspannung. Der EMR kann diese Signale in vielfältiger Weise verarbeiten, darunter mittels nicht-linearer Funktionen, beispielweise mittels Multiplizierern, Quadrierern, Absolutwert-Funktionen sowie Sättigungsverstärkungsblock-Funktionen (z.B. eine sgn ()-Funktion). Durch richtiges Phasieren der PWM-Ansteuerung jedes der FAMs lässt sich darüber hinaus die effektive Last-Brummfrequenz steigern und die Brummamplitude verringern.

Diese und weitere Merkmale ergeben sich deutlicher bei besserem Verständnis der Erfindung durch Lektüre der folgenden Beschreibung und Betrachtung der begleitenden Zeichnungen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines einzelnen stromgesteuerten Verstärkers.
2 ist ein Blockdiagramm eines stromgesteuerten Verstärkers mit zwei Verstärkermodulen und einem verallgemeinerten Spannungsmanagement-Regler (VMR).
3 ist ein Blockdiagramm ähnlich der 2 und zeigt einen einfachen Signalaufspalter-VMR.
4-7 sind Blockdiagramme ähnlich der 2, wobei die Eingangsgröße x=v_A1, v_g, i_g bzw. i_d ist.
8 ist ein Blockdiagramm ähnlich 7.
9 ist ein Blockdiagramm ähnlich 7 und zeigt einen Nullsummen-VMR.
10 ist ein Blockdiagramm ähnlich der 7 mit einem Nullsummen-VMR.
11 ist ein Blockdiagramm des Systems nach 6, umgezeichnet, um die durch einen der Verstärker gesehene aktive Last darzustellen.
12 ist ein Blockdiagramm des Systems nach 11, umgezeichnet mit dem Zweck, die effektive Last darzustellen.
13 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des System nach 13. {12?}
14 und 15 sind Blockdiagramme eines Energiemanagementreglers (EMR) und eines Nullsummen-VMR, die eine Nullsummenfunktion gemeinsam verwenden.
16 und 17 sind Blockdiagramme ähnlich der 15, wobei der EMR von dem VMR abgekoppelt ist.
18 ist ein Blockdiagramm eines EMR gemäß der Erfindung mit einer variablen Begrenzerschaltung.
19 ist ein Blockdiagramm des EMR nach 18 mit einer spannungsabhängigen Dämpferschaltung.
20 ist ein Blockdiagramm des EMR nach 18 mit der variablen Begrenzerschaltung nach 21 und der spannungsabhängigen Dämpferschaltung nach 19.
21 ist ein Blockdiagramm eines Drei-Verstärkermodul-Systems mit zwei EMRs, zwei FAMs und einem GAM.
22 ist eine weiteres Blockdiagramm des Systems nach 21.
23 und 24 sind Blockdiagramme von Ausführungsformen von EMCs zur Verwendung in dem System nach 22.
Detaillierte Beschreibung
Die für die Beschreibung ausgewählten Anschauungsbeispiele wurden nicht zwecks Beschränkung der Erfindung auf die speziellen offenbarten Ausgestaltungen gewählt, vielmehr wurden die Beispiele so ausgewählt, dass der Fachmann ihre Lehre nutzen kann.
Für reaktive Lasten wie zum Beispiel Gradientenspulen, bringt das Leistungsverbrauchmanagement signifikante Vorteile. Gemäß dem beschriebenen Verfahren lässt sich irgendeine Anzahl von Verstärkermodulen in Reihe schalten, vorausgesetzt, dass ein geeignetes Steuerschema verwendet wird, um die erforderliche gradiente Spannung auf die Ausgänge dieser Verstärkermodule zu verteilen, während gleichzeitig das erforderliche statische und dynamische Ansprechverhalten des Systems erhalten bleibt. Dieser Steuermechanismus, bezeichnet als Spannungsmanagementregler (VMR) ist verantwortlich für die Abforderung der passenden Ausgangsspannung von dem jeweiligen Verstärkermodul. Es sind zahlreiche VMR-Konfigurationen möglich, die, wenngleich in ihrer Form unterschiedlich, sämtlich im Wesentlichen die gleichen Funktionen ausführen. Es sollte gesehen werden, dass jeder der hier beschriebenen VMRs als die Plattform verwendet werden kann, auf der sich ein ein Energiemanagementregler (EMR) implementieren lässt. Tatsächlich umfasst das beschriebene System sämtliche kombinierte Permutationen der VMRs und die zahlreichen EMR-Ausführungsformen, wie sie hier beschrieben werden. Es sollte weiterhin gesehen werden, dass analoge und/oder digitale Implementierungen der hier beschriebenen Systeme in Betracht kommen. Zusätzliche Implementierung in digitaler oder in analoger Form kommt für eine Vielzahl von Komponenten der erfindungsgemäßen Systeme unter Berücksichtigung der Fähigkeiten des Fachmanns in Betracht.
Nunmehr auf 1 Bezug nehmend, ist dort ein einzelner stromgesteuerter Verstärker 10 mit Blöcken dargestellt, welche ein Verstärkermodul 12 mit einer Verstärkung G_A, eine Last 14 mit einer Admittanz Y_g und einen Stromkompensator 16 der Verstärkung G_C enthalten. Die Systemvariablen sind ein Stromsollsignal i_d, ein Gradientenstrom i_g, ein Stromfehlersignal i_e, ein Steuersignal (Eingang des Verstärkers) v_c und eine Gradientenspannung v_g. Der Gradientenstrom i_g wird zu einem Summierglied 18 zurückgeführt, wo er mit dem Sollstrom i_d kombiniert wird. Wenn, wie in 2 gezeigt, ein zweites Verstärkermodul 20 in Reihe zu dem Verstärkermodul 12 und der Last 14 gemäß 1 geschaltet ist, muss ein VMR 22 hinzugefügt werden. Der VMR 22 ist allgemein mit Eingängen v_c und x dargestellt, wobei x für eines von verschiedenen Signalen steht, die innerhalb des Zwei-Verstärkermodul-Systems 24 zur Verfügung stehen, einschließlich v_c, i_d, i_g, v_A1 (die Ausgangsgröße des Verstärkermoduls 12) oder v_g (Ausgangssignal des Summierglieds 26).
Der VMR 28 nach 3 ist eine einfache Signalaufspalter-Konfiguration, bei der das Steuersignal vc in zwei Signale v_c1 und v_c2 aufgeteilt ist, die den Verstärkermodulen 12 bzw. 20 zugeführt werden. Die Blöcke 30 und 32 weisen Übertragungsfunktionen H₁ bzw. H₂ auf, die Funktionen der Frequenz sein können, jedoch nicht müssen. Beispielsweise können sie skalare Größen haben, um die Ausgangsspannungen v_A1 und v_A2 des jeweiligen Verstärkungsmoduls in ihrer Form identisch zu machen, und alternativ könnte H₁ ein Tiefpassfilter und könnte H₂ ein Hochpassfilter sein. Für eine stark induktive und schwach ohmsche Last 14 würde eine solche Konfiguration eine hohe Spannung (wegen der Stromänderung) an das Verstärkermodul 20 leiten und dabei Spannungen halten, während dem Verstärkermodul 12 gehaltene Spannungen zugeführt werden, die zu einer Netto-Leistungsaufnahme führen.
4 zeigt den VMR 34, wobei die Eingangsgröße x für den Block 32 aus dem Signal v_A1 besteht. Es sollte gesehen werden, dass das Verstärkermodul 20 als Spannungsvervielfacher für das Verstärkermodul 12 arbeitet, was zu einer Gradientenspannung führt, die dem (1 + H₂G_A2)fachen von v_A1 entspricht.
5 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der die Eingangsgröße x für den Block 30 des VMR 36 die Gradientenspannung v_g ist. Diese Konfiguration multipliziert effektiv die Gradientenspannung v_g um einen Faktor (1 + ((G_A2H₂)/(1 – G_A2H₂))).
In 6 ist die Eingangsgröße x des VMR 38 der Gradientenstrom i_g. Diese Rückkopplung lässt möglicherweise das Verstärkermodul 20 als eine negative Impedanz erscheinen, entweder im Verhältnis zu der Impedanz der Last 14, oder im Verhältnis zu dem reaktiven Anteil der Last 14. Wenn Hz des Blocks 32 einen Differenzierer enthält, dann hat die effektive Last einschließlich der Last 14 und Verstärkermodul 20, aus der Sicht des Verstärkermoduls 12 einen reduzierten reaktiven Term.
Schließlich verwendet der VMR 40 in 7 den Soll-Strom i_d als Eingangsgröße. Diese Vorwärtskopplungs-Konfiguration unterscheidet sich von den Konfigurationen der 3 – 6, die Signale aus der Rückkopplungsschleife verwenden. Wie dem Fachmann bekannt sein sollte, wird, wenn Hz eine Hochpass-/Differenzier-Funktion hat (eine Forderung, wenn das Verstärkermodul 20 einen großen Teil der zum Treiben der induktiven Last 14 benötigten Spannung liefern soll), ein Fehler in dem Ausgangs-Ansprechverhalten des Systems 24 entstehen. Insbesondere kommt es zu einem Überschwinger an der Vorderflanke eines rasch ansteigenden Gradientenstroms i_g. Korrigieren lässt sich dieses Problem durch Hinzufügen eines De-emphasis-Filters 42 vor dem Summierglied 18, wie es in 8 dargestellt ist. Während Hz von Natur aus ein Hochpass-/Differenzier-Block ist, nähert H_d ein TPF mit einer Verstärkung von 1 bei Gleichstrom an. Die Polfrequenz von H_d sollte möglichst hoch eingestellt werden, um das Gesamt-Ansprechverhalten des Systems nicht zu beeinträchtigen.
Die in den 2-8 dargestellten VMR teilen sich die Kennwerte, wonach das Eingangssignal x ein Ansprechverhalten in dem Gradientenstrom i_g hervorruft. Das in 9 dargestellte System enthält einen modifizierten VMR 44, der zu einer vollständigen Entkoppelung des Eingangssignal x von dem Gradientenstrom i_g führt. Dies ergibt eine Schleifenverstärkung, die von der Verstärkung H₂ des Blocks 32 unabhängig ist, demzufolge das Eingangssignal x lediglich basierend auf den Spannungsmanagement-Anforderungen für die Verstärkermodulen 12 und 20 erfolgen kann. Wie dargestellt, wird das Eingangssignal des Verstärkermoduls 20 von dem Eingangssignal des Verstärkermoduls 12 subtrahiert. Der Block 46 mit der Verstärkung K_R dient zur Skalierung des Signals V_c2, bevor es im Summierglied 48 von H₁v_c subtrahiert wird. Es sollte gesehen werden, dass der Block 46 sowohl Skalier-Terme zur Berücksichtigung von Verstärkungsdifferenzen in den Verstärkermodulen 12 und 20 (d.h. G_A1 und G_A2) als auch frequenzabhängige Terme zur Berücksichtigung von Differenzen in den Frequenzgängen der Verstärkermodulen 12 und 20 enthalten kann.
Diese Art von Signalmanagement wird als Nullsummen-Injektion bezeichnet, da eine Störung in v_A2 im Summierglied 26 durch eine gleich große und entgegengesetzte Störung in v_A1 aufgehoben wird. Ein Nullsummen-Injektions-VMR 44 ist besonders vorteilhaft in einem in Vorwärtsrichtung von i_d abgeleiteten System gemäß 10, da es die Nachteile des Systems nach 7 beseitigt (z.B. unerwünschte Überschwinger), was zu dem System nach 8 führt. Allerdings sollte verstanden werden, dass ein beträchtlicher Vorteil des Systems nach 10 darin besteht, dass das Eingangssignal x jegliche Form annehmen kann, einschließlich nicht-linearer Signale sowie Signale mit Bandbreiten, die größer sind als diejenige der Hauptregelschleife. Die Möglichkeit der Verwendung eines nicht-linearen Eingangssignals x erhöht in starkem Maß die Entwurfsflexibilität möglicher Energiemanagementsysteme, wie weiter unten erläutert werden wird.
Bei einer reaktiven Last 14, die sich induktiv verhält, wird ein großer Anteil der der Last 14 zugeführten Energie gespeichert und dann später zu den Verstärkermodulen 12 und 20 zurückgeführt. Etwas Energie allerdings wird tatsächlich in dem ohmschen Teil der Last 14 verbraucht. Folglich ist es wünschenswert, die von jedem Verstärkermodul 12 und 20 gelieferte individuelle Spannung derart zu steuern, dass das eine Modul vornehmlich Wirkleistung und das andere Modul vornehmlich Blindleistung an die Last 14 liefert.
Um den Einsatz des Spannungsmanagements als Mittel zum Steuern des Netto-Leistungsflusses besser zu verstehen, wurde das Gradientensystem nach 12 in den 11 und 12 umgezeichnet. 12 zeigt die Admittanz Y'_g der Last 14 kombiniert mit dem Verstärkermodul 20. Wie oben beschrieben, lässt sich das Eingangssignal x definieren als beliebige Zustandsvariable innerhalb des Systems 24. Wenn z. B. x=i_g, so gleicht die Übertragungsfunktion H_x des Blocks 50 dem Wert 1, da H_x=x/i_g (vgl. 12). Wenn x=i_d so gilt H_x = (1 + G_cH₁G_A1Y_g)/(G_cH₁G_A1Y_g) ≊ 1 für G_cH₁G_A1Y_g ≫ 1. Da der größte Teil des Energietransfers zu der Last 14 innerhalb der Bandbreite des GAS stattfindet, können i_g und i_d als gleich angenommen werden, während H_x etwa den Wert 1 hat. Die zu der Last 14 in Kombination mit dem Verstärkermodul 20 gehörige Impedanz Z'_g=1/Y_g' lässt sich modifizieren zu Z'_g=Z_g – G_A2H₂H_x=Z_g – ΔZ anhand der Formel für die Admittanz Y'_g gemäß 12. In den MRI-Gradientenspulen gilt Z_g=R_g + sL_g, wobei Wirbelstromeffekte der Spule ebenso außer Acht gelassen sind wie Effekte höherer Frequenzen in der Nähe und oberhalb der Eigenresonanz. Die effektive Lastimpedanz aus der Sicht des Verstärkermoduls 12 hat den Wert Z'_g=(R_g – ΔR) + s(L_g – ΔL), wobei Real- und Imaginärteil ΔZ dargestellt sind. Wie man sieht, haben Änderungen des Imaginärteils keinen Einfluss auf die von dem Verstärkermodul 12 gelieferte Nettoleistung, beeinflussen allerdings die Spitzenspannung, die das Verstärkermodul 12 liefern muss. Änderungen im Realteil hingegen beeinflussen die von dem Verstärkermodul 12 gelieferte Nettoleistung, haben aber praktisch keinen Einfluss auf die Spitzenspannung, die das Modul 12 liefern muss (unter der Annahme X_L = s(L_g – ΔL) ≫ als R_g). Diese Annahme ist bei hohen Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten des Gradientenstroms i_g zulässig, allerdings nicht zulässig, wenn i_g einen Plateauwert erreicht hat. Damit lässt sich durch passende Wahl von ΔL die Spitzenspannungsabgabe durch das Verstärkermodul 12 verwalten. In ähnlicher Weise kann man durch geeignete Wahl ΔR die von dem Verstärkermodul 12 gelieferte Nettoleistung handhaben. Mit ΔZ=G_A2H₂H_x, müssen H₂H_x einen Proportional-Differenzial-(PD-)Verstärkerblock bilden, wobei ein positiver Proportional-Term den effektiven Lastwiderstand verringert, während ein positiver Differenzial-Term die effektive Induktivität aus der Sicht des Verstärkermoduls 12 reduziert.
Wenn ein positiver Proportional-Term ΔR vorhanden ist, wirkt das Verstärkermodul 20 als negativer Wiederstand aus der Sicht des Verstärkermoduls 12 und verringert damit den Nettoanteil des Lastwiderstands, den das Verstärkermodul 12 erbringen muss. Wenn ΔR groß genug ist, kann der effektive Widerstand null oder sogar negativ sein. Damit liefert das Verstärkermodul 20 Energie an das Verstärkermodul 12. Wenn ΔR negativ ist, fließt Energie in die entgegengesetzte Richtung, und das Verstärkermodul 12 liefert Energie an das Verstärkermodul 20 zur Kompensation des internen Leistungsverbrauchs des Verstärkermoduls 20, um dadurch die erforderliche KVA-Nennleistung des Verstärkermoduls 20 zu verringern.
Wenngleich das System 24 nach den 11 und 12 bei geeigneter Wahl der Parameter des VMR 44 (festgelegt durch H₂H_x) nützlich ist bei der Gestaltung der von jedem Verstärkermodul 12 und 20 gelieferten Nettoleistungen, so ist das System 24 dennoch nicht in der Lage, Energie dynamisch zu handhaben. Die Hinzufügung einer Proportional-Rückführung von i_g zu v_A2 kann die Polarität des Nettoleistungsschlusses von entweder dem Verstärkermodul 12 oder dem Modul 20 verringern oder gar ändern, allerdings ändert diese Rückkopplung sich nicht dynamisch als Funktion des ich ändernden Spulenwiderstands oder der Änderung des internen Leistungsverbrauchs eines Verstärkermoduls. Damit lässt sich nur die KVA-Nennleistung eines der Verstärkermodulen reduzieren. Der Leistungsquellenstrom lässt sich nicht eliminieren. Die Größe der Rückkopplung (der Effektivwert von ΔR) wird anhand eines Arbeitspunkts gewählt, und unter sämtlichen Bedingungen muss immer noch Leistung an das Verstärkermodul geliefert werden. Allerdings besteht die Zielsetzung in einem Regler, der die Leistungsanforderungen eines in Reihe geschalteten Verstärkers nicht mehr als über die Ruhestromanforderungen hinaus reduziert (die Leistung, die bei i_g=0 verbraucht wird). Wie im folgenden beschrieben werden wird, erreicht der Energiemanagementregler (EMR) dieses Ziel.
Nunmehr auf die 13 und 14 Bezug nehmend, sind die Blöcke 32 und 50 in Form eines Proportional-Differenzial-Blocks mit einem veränderlichen, in einen Multiplizierer 58 des Proportional-Terms eingespeisten Steuersignals 14 dargestellt. 13 zeigt eine Variante der variablen Proportionalrückkopplung. Die Blöcke 52, 54 und 56 sowie der Summierer 60 wurden hinzugefügt, um eine mögliche Übertragungsfunktion H₂ des Blocks 32 zu veranschaulichen. Der Proportional-Term ist a₀k_e wobei 14 in der Amplitude und der Polarität geändert werden kann. Das Eingangssignal k_e lässt sich von einer nicht-linearen und nicht-stationären Quelle ableiten, da v_c2 nullsummen-injiziert wird. Wenn 14 umdefiniert wird in der Form k_e=1 + Δk_e, kann das System 24 gemäß 14 dargestellt werden. Der Proportional-Term Δk_e liegt außerhalb des VMR 44 und ist Bestandteil des EMR 62, wie weiter unten ausgeführt wird. Der Term Δk_e wird mit der Verstärkung a₀ des Blocks 44 im Multiplizierer 66 multipliziert. Wenngleich das EMR-62-Ausgangssignal v_emc, welches auf das Ausgangssignal der Blöcke 32, 50 im Summierglied 68 addiert wird, jegliche Form annehmen kann, um die von jedem Verstärkermodul 12 und 20 gelieferte Nettoleistung zu modifizieren, so sollte v_emc möglichst häufig die gleiche Polarität wie der Gradientenstrom i_g haben (das heißt eine große Grundwelle in Phase mit der Grundwelle von i_g). Folglich machen die hier beschriebenen EMR Gebrauch von einem Signal, welches von dem Gradientenstrom i_g abgeleitet ist.
Wie in 15 gezeigt wird, wird dieses Signal allgemein mit i_mv_mi bezeichnet und ist definiert als v_mi=f_i(i_f), wobei die Stromformerfunktion f_i() des Blocks 70 a₀ als eine beliebige, lineare und nicht-lineare Funktion ersetzt. Die Eingangsgröße des Blocks 70 ist i_f, ein Signal in der Form des Gradientenstroms i_g. Es kann jede System-Zustandsvariable für i_f verwendet werden (z.B. i_f = i_g, i_d, v_g Y_g v_c H₁ G_A1 Y_g, etc.). Angemerkt sei, dass in 15 der VMR 44 und der EMR 62 den Nullsummen-Block 72 gemeinsam benutzen (Block 46 und Summierglied 48).
Nunmehr auf 16 Bezug nehmend, lassen sich der VMR 44 und der EMR 62 vollständig dadurch separieren, dass ein getrennter Nullsummen-Block einschließlich des Blocks 74 und des Summierglieds 76 für den EMR 62 hinzugefügt werden. Schließlich zeigt 17 den EMR 62, in welchem der Block 74 ersetzt wurde durch Blöcke 78 und 80 (k_R1 und k_R2), und die Polarität der Nullsummen-Summierglieder 68 und 76 umgekehrt wurde. Diese Umkehrung garantiert, dass ein positiver Wert von Δk_e einen Netto-Energietransfer von dem Verstärkermodul 12 zu dem Verstärkermodul 20 verursacht, wobei k_R1 und k_R2 beides positive Größen sind.
Das oben hergeleitete EMR 62 schafft ein System 24, in welchem der Energiefluss von dem Wechselstromnetz nahezu ausschließlich über das Verstärkermodul 12 eingespeist wird, wobei nur sehr wenig (wenn überhaupt) Energie direkt zu dem Verstärkermodul 20 fließt. Der EMR 62 kann sowohl Energie- als auch Leistungsfluss handhaben. Wenn die Schienenspannung des Verstärkermoduls 20 gesteuert wird, so handhabt der EMR 62 die in diesem Verstärkermodul gespeicherte Energie. Alternativ kann die von dem die Leistungsquelle speisenden Verstärkermodul 20 gelieferte Nettoleistung (oder der von der Leistungsquelle gelieferte Nettostrom) so gesteuert werden, dass er einem speziellen Wert gleicht, damit der EMR 62 die Leistung verwaltet. Beide Formen der Steuerung führen zu dem selben Ziel, wie weiter unten noch im Einzelnen erläutert wird.
Erneut auf 17 Bezug nehmend, gleicht die Nettozunahme der von dem Verstärkermodul 12 gelieferten Leistung der von dem Verstärkermodul 20 empfangenen Nettoleistung, oder die verwaltete Leistung lässt sich ausdrücken in der Form p_m(t) = Δp_A1(t) = Δp_A2(t) = i_g(t)g_A1v_emc(t) wobei ein Nullsummen-EMR unterstellt wird, K_R1 = 1, und g_A1 die Gleichstromverstärkung des Verstärkermoduls 12 ist, allgemein eine Funktion der Frequenz. Die von der Leistungsquelle an das Verstärkermodul 20 gelieferte Nettoleistung p_ps2 (t) lässt sich ausdrücken als Funktion von p_m(t) in der Form p_ps2(t) = p_Rg2(t) + p_A2(t) – p_m(t), wobei p_Rg2 die von dem Verstärkermodul 20 an den Gradientenspulen-Widerstand gelieferte Nettoleistung und p_A2 die durchschnittliche Leistung ist, die im Inneren des Moduls verbraucht wird. Diese Größen lassen sich ausdrücken in der Form PRg2(t) = ΔRi2g (t) = Re[GA2H2Hx]i2g (t) (Gleichung 1)und pA2(t) = PQ + kv |ig(t)| + kri2g (t) (Gleichung 2), wobei unterstellt ist, dass das Modul 20 ein hocheffizienter PWM-Schaltmodus-Verstärker ist und dessen Verluste eine Funktion des Ausgangsstroms sind. Wie der Fachmann weiß, stellen Schwankungen im Leistungsverbrauch als Funktion der Ausgangsspannung üblicherweise einen Sekundäreffekt in Sekundär-Leistungsschaltungen dar.
Diese Schwankungen hängen ab vom Tastverhältnis, gekoppelt mit Differenzen der Leitfähigkeit von Dioden und Transistoren. In zahlreichen Entwürfen, insbesondere in solchen, in denen Schaltfrequenzen relativ hoch sind, sind diese Schwankungen im Vergleich zu den größeren Schaltverlusten, die nicht Funktion der Ausgangsspannung sind, unbedeutend. Die drei Größen, P_Q, k_v und k_r (der Gleichung 2, die den Leistungsverbrauch des Verstärkers definiert) sind Parameter für einen gegebenen Verstärker und ändern sich nicht, ausgenommen bei möglichen Temperaturschwankungen.
Basierend auf den obigen Definitionen lässt sich die durchschnittliche Leistung P_ps2, die an das Verstärkermodul 20 geliefert wird, folgendermaßen berechnen:
und die durchschnittlich gehandhabte Leistung P_m lässt sich berechnen zu
wobei TR die Wiederholungszeit der Gradientenwellenform ist, wenngleich dies nicht impliziert, dass das Signal ein sich wiederholendes Signal sein muss. I_g(eff) und I_g(amplitude) bedeuten den Effektivwert bzw. die durchschnittliche Amplitude von I_g(t). Für eine spezifierte Eingangsleistung des Verstärkermoduls 20 muss die gemäß Gleichung 4 gehandhabte Leistung P_m folgenden Ausdruck erfüllen: Pm = PQ + (ΔR + kr)I2g (eff) + kvIg(ampl) – Pps2 (Gleichung 5).
Wenn die Stromversorgung so spezifiert ist, dass sie nur für die Ruheleistung sorgt, so muss die gehandhabte Leistung P_m folgenden Wert haben:
Es ist ersichtlich, dass die Gleichung 6 dadurch erfüllt werden kann, dass man die Größe v_emc so einrichtet, dass sie gemeinsame Grundwellen mit einem Gradientenstrom i_g ausreichender Amplitude aufweist. Eine Erhöhung von v_emc reduziert allerdings den verfügbaren Spitzenbereich des Verstärkermoduls 12 deshalb, weil v_emc eine Änderung im Ausgangssignal des Verstärkermoduls 12 hervorruft, die den Wert ΔvA1(t) = GA1kR1vemc (Gleichung 7)aufweist, eine Spannung, die ansonsten für die Last 14 verfügbar gemacht werden kann. Deshalb steht das Ziel der Maximierung der gehandhabten Leistung P_m im Widerstreit mit dem Ziel einer Minimierung des Verlusts des Spitzenbereichs des Verstärkermoduls 12. Allerdings lässt sich durch Auswahl der passenden Signalform v_emc die gehandhabte Leistung P_m maximieren, ohne dass lediglich die Amplitude von v_emc erhöht wird. Es sollte gesehen werden, dass die Behandlung des Verstärkermoduls 12 als Element zum Übertragen einer Nettoleistung zu dem Verstärkermodul 20 lediglich eine Konvention darstellt. Wenn unterstellt wird, dass das Verstärkermodul 12 sämtlich erforderliche Leistung des Verstärkermoduls 20 bereitstellt, so wird die Versorgung zum Speisen des Verstärkermoduls 12 basierend auf den Gesamtsystem-Leistungsanforderungen eingerichtet. Da die Gradientenspule eines MRI-Systems üblicherweise nicht von dem Wechselstromnetz getrennt zu werden braucht, lässt sich zur Speisung des Verstärkermoduls 12 eine hocheffiziente, wenig komplexe, billige, nichtisolierte Spannungsquelle verwenden. Demzufolge kann das Verstärkermodul 12 als erdbezogenes Verstärkermodul (GAM 12) betrachtet werden, obschon das Modul nicht erdpotential-bezogen sein muss, da die Spannungsversorgung von dem Wechselstromnetz isoliert sein kann. Das Verstärkermodul 20 kann als schwimmendes oder floatendes Verstärkermodul (FAM 20) bezeichnet werden, da es von GAM 12 gespeist wird. Grundsätzlich können GAM 12 und FAM 20 tatsächlich zwei Sätze von Verstärkermodulen repräsentieren, oder ein einzelnes GAM und eine gerade Anzahl von FAMs, gleichmäßig verteilt auf das GAM.
Bezug nehmend auf die 15 und 18 ist der mit linearem Strom gespeiste EMR ein Spezialfall eines EMR, bei dem die Stromformungsfunktion f_i() definiert ist als f_i(i_f)=c₀i_f, wobei c₀ eine skalare Größe ist. Die Multiplizierer-Eingangsgröße Δk_c ist schlicht das Ausgangssignal einer Spannungsregelschleife, die die Schienenspannung des Verstärkermoduls 20 mit einem Referenzsignal v_ref am Summierglied 82 vergleicht und sie einem Kompensations-Fehlerverstärker Block 84 mit einer Übertragungsfunktion G_e zuführt. Der EMR 62 steht in enger Beziehung zu den Mechanismen des Leistungsmanagements, die bereits in dem VMR 44 vorhanden sind. v_cme ist ein Signal proportional zum Gradientenstrom i_g, allerdings skaliert durch einen Betrag Δk_e.
Um die Spitzenspannung des Verstärkermoduls 12 zu bestimmen, muss der Typ der Gradientenwellenform definiert werden. Wird eine trapezförmige Wellenform erzeugt, so tritt die von dem Verstärkermodul 12 gelieferte Spitzenspannung auf, kurz bevor der Gradientenstrom i_g seinen Endwert erreicht. Zu diesem Zeitpunkt wird die maximale Spannung sowohl an der Induktivität der Spule 14 als auch an dem ohmschen Widerstand der Spule 14 geliefert. Bei einer Sinuswellenform lässt sich unterstellen, dass 1/(N + 1)^tel der Spannung der Spule 14 von dem Verstärkermodul 12 geliefert wird, wobei N das Verhältnis der FAM-Nennspannung zu der GAM-Nennspannung ist.
Der Fachmann sollte sehen, dass der EMR 62 weitaus weniger Einfluss auf die verfügbare Spannung hat, wenn sinusförmige Gradienten im Gegensatz zu trapezförmigen Gradienten erzeugt werden. Dies ist eine offensichtliche Folge des trapezförmigen Gradienten mit einer maximalen und konstanten Stromsteigung von null Ampere ausgehend bis zum einem Maximalstrom, während der sinusförmige Gradientenstrom eine maximale Steigung nur beim Strom null und eine Steigung von null nur beim maximalen Strom hat. Der mit linearem Strom gespeiste EMR 62 ist bei dem Leistungs-Management bei minimalem Verlust von Spannungs-Spitzenbereich für sinusförmige Gradienten äußerst effektiv, bei trapezförmigen Gradienten ergibt sich aber deutlich höherer Spannungsverlust. Die Verwendung eines nicht-linearen EMR schafft allerdings eine Verbesserung des Spannungsverlusts beim Treiben mit trapezförmigen Strömen.
Wie oben beschrieben, führen bei trapezförmigen und sinusförmigen Gradientenströmen sämtliche Formen von EMRs 62 zu einem Verlust verfügbarer Spannung seitens des Verstärkermoduls 20. Trapezförmige Ströme führen zu dem stärksten Verlust verfügbarer Spannung, was sich auch durch Modifizieren von f_i() nicht spürbar verbessern lässt, da für den Gesamtstromverlauf die maximale Lastspannung erforderlich ist, ausgehend von einem Null-Strom zu maximalem Strom. Bei maximalem Strom sind tatsächlich sowohl große als auch kleine Lastspannungen vorhanden. Folglich wäre es hilfreich, wenn der EMR 62 Kenntnis der Spannung der Last 14 hätte, um das Steuersignal v_emc zu dämpfen, wenn große Spannungen angefordert werden. Dies würde das Problem beim trapezförmigen Signal lösen, indem die Aktivität des EMR 62 bei steilen Rampen des Gradientenstroms i_g wirksam reduziert oder gar beseitigt würde. Im Idealfall würde der EMR 62 überhaupt keine Reduzierung der verfügbaren Spannung für die Last 14 veranlassen, ungeachtet des Typs der Gradientenwellenform.
Um zu garantieren, dass das Verstärkermodul 20 von dem EMR 62 niemals in Sättigung getrieben wird, ist die zu behandelnde Spannung G_A1v_il, derjenige Anteil der Spannung der Last 14, von dem der Stromfehlerverstärker 16 erwartet, dass ihn das Verstärkermodul 12 erzeugt. Dieses Signal muss Priorität gegenüber dem EMR-62-Steuersignal v_emc haben. Erreichen lässt sich dies durch Verwendung einer veränderlichen Begrenzerschaltung, wie sie in 18 gezeigt ist. Der Begrenzer 86 liegt in der Leitung des Steuersignals v_emc und erhält als Eingangsgröße v_il, mit welchem sein Clip-Pegel oder der Grenzwert des Begrenzers 86 eingestellt wird. Um die Spannung für die Last 14 zu maximieren, sollte das Signal v_il (oder dessen Äquivalent) gelesen werden. Alternativ könnte die Spannung der Last 14 (oder deren Äquivalent, zum Beispiel Y_gi_g, Y_gi_d, etc.) gelesen werden, und der Begrenzer 86 könnte durch einen Schalter ersetzt werden, der abhängig von einer Schwellenspannung, mit der der Betrag der Lastspannung verglichen wird, das Signal v_emc durchlassen oder sperren würde. Der ideale Begrenzerpegel wird eingestellt gemäß der Beziehung ± rect[((VA1_limit/gA1) – |Vil|)/KR1)wobei rect() eine Gleichrichterfunktion ist, die ihr Argument wiedergibt, wenn dieses größer als null ist, für sämtliche anderen Werte das Argument auf Null bringt. Sowohl für trapezförmige als auch für sinusförmige Gradientenwellenformen wird die Effektivspannung, die an die Last 14 geliefert wird, als Folge des die veränderliche Begrenzerschaltung verwendenden EMR 62 nicht reduziert. Folglich wird eine ideale Spitzenspannung erzielt.
Der Begrenzer 86 begrenzt an Stelle des Verstärkermoduls 12. Bei einer Nullsummen-Injektion des Steuersignals v_emc erscheint diese Störung nicht an der Last 14. In der Praxis jedoch würde das harmonische Spektrum des Steuersignals v_emc Nullsummen-Injektionsfehler abweichend von der Nullsumme für die Last 14 liefern, wenn nicht im vollständigen Frequenzspektrum von v_emcK_R1G_A1=K_R2G_A2 erfüllt ist. Die folgende EMR-Implementierung vermeidet sowohl Probleme der Spitzenbereichsreduzierung als auch der hinzukommenden Oberwellen.
Der EMR 162 in 19 enthält eine dritte Eingangsgröße für den EMR-Multiplizierer 66, der aus einem Durchleiten eines Spannungssignals v_f durch die nicht-lineare Funktion f_v() des Blocks 88 abgeleitet wird. Der EMR 161 unterscheidet sich von demjenigen nach 18 dadurch, dass der spannungsgespeiste EMR 62 nach 19 nicht direkt das Steuersignal v_emc begrenzt, sondern dieses vielmehr nach Maßgabe des Ausgangssignals von f_v(v_f) dämpft. Das Spannungssignal v_f dämpft kontinuierlich das Steuersignal v_emc und eliminiert dadurch den diskreten Modulbetrieb des Begrenzers 86 (das heißt Abschneiden gegenüber Nichtabschneiden). Das bevorzugte, als v_r zu verwendende Signal ist das Eingangssignal v_il oder dessen Äquivalent, wenngleich auch andere Signale verwendet werden können (z.B. i_g Y_g, v_g, i_d Y_g etc.). Unterstellt, v_f=v_il so hat die Funktion f_v(v_f) die gleiche Form, wie sie zum Bestimmen des Clip-Pegels für den Begrenzer 86 verwendet wird, wobei ± rect[((VA1_limit/gA1)) – |vil|)/KR1]
Es sollte gesehen werden, dass, da die Ausgangsgröße v_mv von f_v() mit v_mi und v_me multipliziert wird, immer noch die Möglichkeit besteht, das Verstärkermodul 12 in die Sättigung zu treiben, wenn eines der beiden Signale zu groß ist. Ist das System 24 passend ausgelegt, so geschieht dies allerdings nicht, wenn das System mit den Nenn-Effektiv- und Spitzenströmen arbeitet. Wenn die Spannung der Last 14 ihr theoretisches Maximum einnimmt, stimmen die Signale v_A1 und v_A2 überein (wobei die Verstärkung des Verstärkermoduls 12 die gleiche ist wie die des Verstärkermoduls 20), da v_mv gleich Null ist. Wenn die Spannung der Last 14 Null ist, hat v_emc seinen Maximalwert, und die Ausgangssignale v_A1 und v_A2 sind maximal divergent. Bei einer induktiven Last 14 ist auch dies der Punkt, bei dem der Strom der Last 14 seinen Maximalwert einnimmt.
In 20 ist ein verallgemeinerter EMR 262 dargestellt, wobei beide Arten von Spannungsabhängigkeiten enthalten sind: Der Dämpfungsglied-Typ unter Verwendung von f_v (v_f), und der Begrenzertyp unter Verwendung von f_L(v_m). Der EMR 262 enthält allgemein einen Rückkopplungsregler, der ein Rückkopplungssignal v_fb überwacht und garantiert, dass ausreichende Leistung an das Verstärkermodul 20 geliefert wird, ferner ein Eingangssignal i_f mit der Form des Stroms der Last 14, um das Ausgangssignal des Rückkopplungsreglers richtig zu polarisieren und eine Leistungsflussrichtung sicherzustellen, die das Rückkopplungssignal v_fb in Richtung des Referenzsignals bringt. Das Eingangssignal i_f kann auch in nicht-linearer Weise verarbeitet und dazu verwendet werden, den Betrag des Regler-Ausgangssignals zu ändern. Der EMR 262 enthält außerdem eine Nullsummen-Injektion des geänderten Regler-Ausgangssignals in den Vorwärtspfad jedes Verstärkermoduls 12 und 20, so dass das in der Last 14 auf Grund des polarisierten Regler-Ausgangssignals erzeugte Nettosignal den Wert Null hat, und eine Dämpfungsglied- oder Dämpfungsfunktion, die den Betrag des Regler-Ausgangssignals zusätzlich einstellt, entweder durch Dämpfung (Block 88) oder durch direktes Begrenzen (Block 86), um zu verhindern, dass die Verstärkermodulen auf Grund des EMR 262 in Sättigung gehen.
Das Rückkopplungs-Eingangssignal v_fb für den Regler kann ein Signal sein, welches auf die Schienenspannung des Verstärkermoduls 20 bezogen ist. Alternativ kann der Versorgungsstrom für das Verstärkermodul 20 oder der Versorgungsstrom zuzüglich des Kondensatorstroms als Rückkopplungs-Eingangssignal v_fb verwendet werden.
Wenngleich die Nicht-Nullsummen-Injektion des EMR-Steuersignals Nachteile hat, kann eine solche Konfiguration unter gewissen Umständen von Nutzen sein. Ein Weg, die Nicht- Nullsummen-Injektionsmethode einzusetzen, ohne Störungen in der Ausgangsstromschleife mit der Folge von Fehlern zu erzeugen, besteht darin, dass v_emc linear in Beziehung zu den Zuständen der Hauptstromschleife steht. Eine typische Implementierung wäre ein mit linearem Strom gespeister EMR 262 gemäß 20, in welchem der Regler entweder weggelassen ist, oder sein Ausgangssignal in der Hauptstrom-Rückkopplungsschleife kompensiert ist. Ist kein Regler vorhanden, so entfällt das dynamische Energiemanagement und es ist dann eine Sache der Programmierung, den richtigen Ausgangswiderstand ΔR entweder über den VMR 44 oder den EMR 262 einzustellen.
Wie dem Fachmann nunmehr ersichtlich sein sollte, kann die Nullsummen-Injektion vorgesehen sein, ohne dass die Nullsummen-Injektion in Erscheinung tritt. Angenommen, ΔR, der Realteil der Ausgangsimpedanz des Verstärkermoduls 20, ist durch VMR 44 als negativ programmiert, so dass ausreichend Leistung an das Verstärkermodul 20 geliefert wird, um sowohl interne Verluste als auch den Anteil der realen Lastimpedanz zu liefern, die das Verstärkermodul 20 bereitstellt. Zur dynamischen Einstellung dieses Netto-Leistungsflusses lässt sich der Realteil des Stromfehlerverstärker-Ausgangssignals Re[v_c](derjenige Anteil, der R_g, den ohmschen Widerstand der Last 14 begleicht) in variierende Anteile zwischen beide Verstärkenmodulen 12 und 20 aufteilen, wobei die Summe stets dem durch R_g geforderten Gesamtsignal gleicht. Wenn zuviel Leistung an das Verstärkermodul 20 geliefert wird, so wird der größere Anteil von Re[v_c] an das Verstärkermodul 20 geliefert, und ein entsprechend kleinerer Teil gelangt an das Verstärkermodul 12. Damit liefert das Verstärkermodul 20 mehr Nettoleistung an die Last 14 und reduziert die Leistung, die ansonsten verfügbar wäre zur Aufladung der Eingangskondensatoren des Verstärkermoduls 20.
Dieser Typ von Signalfluss unterscheidet sich nicht von der Nullsummen-Injektion. Anstatt Re[v_c] in ungleiche Teile aufzuspalten wird der Wert einfach in einen gleichen Anteil als imaginärer Term aufgespalten, und an seiner Stelle können zwei Summierknoten hinzugefügt werden, einer im Vorwärtspfad des Verstärkermoduls 12, der andere im Vorwärtspfad des Verstärkermoduls 20. Dann kann ein Signal im Verhältnis zum Strom der Last 14 (oder dem Sollstrom i_d) dem Summierknoten des Verstärkermoduls 12 zugeführt und von dem Summierknoten des Verstärkermoduls 20 subtrahiert werden. Durch dynamisches Dämpfen dieses Signals kann der Anteil des Lastsignals, die zum Treiben von R_g erforderlich ist, in dem Verstärkermodul 20 verringert und im gleichen Maß innerhalb des Verstärkermoduls 12 erhöht werden. Dies unterscheidet sich nicht von dem linear gespeisten EMR 262, der dem VMR hinzugefügt ist, welcher effektiv eine negative Stromrückführung oder ein vorwärts gekoppeltes Signal für das Verstärkermodul 20 enthielt.
Im allgemeinen kann jede beliebige Anzahl von Verstärkermodulen 12 und 20 in Reihe geschaltet werden. Jedes FAM erfordert einen separaten EMR 62. Das Steuersignal v_emc des EMR 62 von jedem FAM wird auch mit der Eingangsgröße des GAM summiert (das heißt, dem Verstärker, der die FAMs speist). Gibt es mehr als einen GAM, so lässt sich die Nullsummen-Injektion für jedes Signal v_emc über jede Kombination von GAMs erreichen. Eine typische Konfiguration eines GAM und zwei FAMs ist in den 21 und 22 gezeigt.
Bezug nehmend auf 22 kann eine Hauptstromversorgung 90 eine nicht-entkoppelte Stromversorgung sein, die den GAM 12 versorgt. Die beiden FAMs 20' und 20'' werden von ihren jeweiligen Ruhestromversorgungen 92' und 92'' gespeist. Der Eingang der Ruhestromversorgungen 92' und 92'' kann durch irgendeine Anzahl von Quellen gebildet werden, einschließlich das Wechselstromnetz oder der Gleichstromausgang der Hauptspannungsversorgung 90. Die Versorgungen 92' und 92'' können entweder entkoppelt oder „gebootstrapped" sein. 22 zeigt außerdem eine Stromfühleinrichtung 94 sowie Energiespeicherkondensatoren 96, 98 und 100. Die Last 14 ist als induktiv und ohmsch dargestellt, was der Fall bei MRI-Anwendungen ist. Im allgemeinen ist allerdings die Erfindung auch auf Systeme 24 mit beliebiger Last anwendbar (z.B. einen Kondensator, einen Motor mit mechanischer Energiespeicherung, einen Widerstand etc.).
Die 23 und 24 zeigen zwei Varianten von EMR 62' und 62'' der 21 und 22. Beide Varianten verwenden einen Spannungsbegrenzerblock 88 mit einer Übertragungsfunktion f_v(v_c), wie es in Verbindung mit 19 beschrieben wurde. Das EMR 62-Steuersignal v_emc ist basierend auf dem in dem GAM verfügbaren Freiraum effektiv gedämpft. Da der GAM 12 die Aktivität des EMR 62 aus zwei FAMs 20' und 20'' unterstützt, enthält der Block 88 ein Produkt von 1/N_d, wobei N_d die Anzahl von FAMs ist. Wenn die FAMs 20' und 20'' etwa die gleiche Menge Leistung verbrauchen, führt der GAM 12 keine Begrenzung als Ergebnis des EMR 62' oder 62'' aus. Haben die FAMs 20' und 20'' signifikant unterschiedliche Leistungsverbrauchswerte, so lässt sich der verfügbare Spitzenbereich des GAM 12 dadurch bestimmen, dass man f_v() in dem EMR 62 eines der FAMs 20' und 20'' definiert, beispielsweise f_v3 entsprechend fv3(vc, vemc2) = rect(vlimit – |vc + KR2vemc2|, während f_v2() des anderen FAM 20'' in einer Form definiert wird, wie sie in Verbindung mit 19 erläutert wurde. In anderen Worten: Das Signal v_mv des EMR 62' für den FAM 20'' wird nicht nur durch bloßes Betrachten des Stromfehlersignals v_c festgelegt, sondern auch des zusätzlichen Signals, das auf Grund von v''_emv von dem GAM 12 gefordert wird, nämlich des EMC-Steuersignals des FAM 20''. Zusätzlich sollten die Werte k_R1, k_R2 und k_R3 so gewählt werden, dass die Nullsummen-Injektion der EMR-Steuersignale garantiert ist. Obschon keines der Verstärkermodulen 20, 20' und 20'' identisch (oder auch nur ähnlich) zu sein braucht, macht eine vorteilhafte Variante von identischen Modulen Gebrauch.
Schließlich ergibt eine Vielfalt von Implementierungen zur Spannungsregulierung der einzelnen Verstärkermodulen 12, 20 und 20'' ein arbeitsfähiges System 24. Eines besteht in der Verwendung einer Spannungsregelschleife um jedes Verstärkermodul 12, 20' und 20'' herum. Alternativ kann eine Regelschleife die gesamte Serienschaltung von Verstärkermodulen umfassen. Ein Vorteil einer einzelnen Regelschleife ist eine höhere erreichbare Bandbreite durch Verschachteln von PWM-Takten in jedem Verstärkermodul 12, 20' und 20''. Schließlich ist es möglich, das System 24 ohne Spannungsregelschleife auszuführen. Dies kann deshalb erreicht werden, da PWM-Verstärker oder geschaltete Spannungssegmentverstärker sich eher wie Spannungsquellen als wie Stromquellen verhalten. Sie weisen eine ziemlich geringe Ausgangsimpedanz auch ohne Spannungsrückführung auf.

Claims

Verstärkersystem zum Treiben einer Last, enthaltend: ein erstes und ein zweites Verstärkermodul, jeweils mit einem Signalausgang, wobei das erste Verstärkermodul, das zweite Verstärkermodul und die Last eine Reihenschaltung bilden, um Ausgangsleistung an die Last zu bringen; einen Regler, der ein Rückkopplungssignal, gebildet aus der Versorgungsspannung oder dem Versorgungsstrom des zweiten Verstärkermoduls, empfängt und Steuersignale an die Verstärkermodule ausgibt, abhängig von dem Rückkopplungssignal, um die Ausgangsleistung des zweiten Verstärkermoduls zu senken und diejenige des ersten Verstärkermoduls anzuheben.
Verstärkersystem nach Anspruch 1, bei dem das Rückkopplungssignal von einer von dem zweiten Verstärkermodul abgegebene Leistung abhängig ist.
Verstärkersystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Ausgangsleistung des ersten und des zweiten Verstärkermoduls zu einer resultierenden Leistung in der Last führt, die von dem Steuersignal im wesentlichen unabhängig ist.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, weiterhin umfassend eine erste und eine zweite Spannungsversorgung zum Liefern von Leistung an die Eingänge des ersten bzw. des zweiten Verstärkermoduls.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem sowohl das erste als auch das zweite Verstärkermodul einen Signaleingang zum Empfangen des Steuersignals enthält.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die durchschnittliche Ausgangsleistung des ersten Verstärkermoduls größer ist als die durchschnittliche Ausgangsleistung des zweiten Verstärkermoduls.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Abnahme der Ausgangsleistung des zweiten Verstärkermoduls im Betrag im wesentlichen gleich ist der Zunahme der Ausgangsleistung des ersten Verstärkermoduls.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Regler den Wert eines Laststroms als eine Eingangsgröße empfängt.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem der Regler ein Referenzsignal empfängt, wobei das Rückkopplungssignal mit dem Referenzsignal verglichen wird, um ein Spannungsfehlersignal zu erzeugen.
Verstärkersystem nach Anspruch 9, bei dem der Regler einen Verstärker zum Empfangen des Spannungsfehlersignals aufweist, der das Steuersignal ausgibt.
Verstärkersystem nach Anspruch 8, bei dem das Stromsignal proportional zu dem Laststrom ist.
Verstärkersystem nach Anspruch 8 oder 11, bei dem das Stromsignal eine Polarität hat, die die gleiche ist wie die Polarität des Laststroms.
Verstärkersystem nach Anspruch 8, bei dem der Regler eine Stromformerfunktion zum Empfangen des Stromsignals aufweist, wobei die Stromformerfunktion einen Ausgang besitzt, der das Steuersignal dämpft.
Verstärkersystem nach Anspruch 13, bei dem der Stromformerfunktion-Ausgang eine Polarität besitzt, die die gleiche wie die Polarität des Stromsignals ist.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Regler einen Dämpfer zum Empfangen eines Spannungssignals aufweist, wobei der Dämpfer einen Ausgang besitzt, der das Steuersignal dämpft.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem der Regler einen Begrenzer zum Begrenzen des Steuersignals auf einen Grenzwert aufweist.
Verstärkersystem nach Anspruch 16, bei dem der Regler ein Spannungssignal zum Regeln des Grenzwerts aufweist.
Verstärkersystem nach Anspruch 17, bei dem der Grenzwert einen Maximalwert hat, wenn das Spannungssignal Null ist.
Verstärkersystem nach Anspruch 16, bei dem der Grenzwert Null ist, wenn das Spannungssignal größer als eine vorbestimmte Amplitude ist.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 19, bei dem das zweite Verstärkermodul mehrere Verstärker enthält.
Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 19, bei dem das erste Verstärkermodul eine erste Mehrzahl von Verstärkern enthält und das zweite Verstärkermodul eine zweite Mehrzahl von Verstärkern enthält.
Gradientenverstärkersystem zum Treiben einer Gradientenspule in einem bildgebenden magnetischen Resonanzsystem mit einem Verstärkersystem nach einem der Ansprüche 1 – 21.