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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil, insbesondere
einen Sperrwandler (JP 07-284269 A Abstract aus PAJ).
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Der
Aufbau eines derartigen Sperrwandler ist beispielsweise in Stengl/Tihanyi: "Leistungs-MOS-FET-Praxis", Pflaum Verlag,
München, 1992,
Seite 174, beschrieben. Bei derartigen Sperrwandlern nimmt die Primärspule bei
geschlossenem Schalter Energie auf und gibt sie bei anschließend geöffnetem
Schalter an eine Sekundärspule
zur Versorgung einer daran angeschlossenen Last ab. Der Schalter
wird dabei nach Maßgabe
eines Ansteuersignals getaktet geschlossen und geöffnet, wobei
die im Mittel von der Primärspule
aufgenommene Energie -und damit die sekundärseitige Versorgungsspannung-
von der Frequenz, mit welcher der Schalter geschlossen wird, und
von der Einschaltdauer des Schalters abhängig ist.
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Das
Ansteuersignal kann dabei abhängig von
der Eingangsspannung und der sekundärseitig angeschlossenen Last
derart erzeugt werden, dass die sekundärseitige Versorgungsspannung
der Last wenigstens annäherungsweise
konstant ist. Eine Ansteuerschaltung zur Bereitstellung eines derartigen Ansteuersignals
ist beispielsweise durch den integrierten Ansteuer-Baustein TDA 4918/4919
der Siemens AG, München,
realisiert.
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Probleme
können
bei Sperrwandlern dann auftreten, wenn eine Last versorgt werden
soll, deren Leistungsaufnahme in einem weiten Bereich variieren
kann oder die abhängig
vom Betriebs zustand unterschiedliche Versorgungsspannungen benötigt. Beispiele
für derartige
Lasten sind Computer oder Geräte
der Unterhaltungselektronik, die sich in einem eingeschalteten Zustand
oder in einem sogenannten Stand-By-Modus befinden können, wobei
die Leistungsaufnahme im Stand-By-Modus gegenüber dem eingeschalteten Zustand
erheblich reduziert ist. Im Stand-By-Betrieb wird ein Zustand des
Geräts
aufrechterhalten, der einen schnellen Übergang in den eingeschalteten
Zustand ermöglicht.
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Zur
Bereitstellung der im Stand-By-Betrieb benötigten verringerten Leistung
und/oder verringerten Spannung ist es bekannt, die Schaltfrequenz und/oder
die Einschaltdauer des Schalters gegenüber dem Betrieb bei großer Last
zu reduzieren. Es ist auch bekannt, das Schaltnetzteil in einem
sogenannten Burst-Betrieb zu betreiben, das heißt periodisch an- und abzuschalten,
um die übertragene
Leistung zu reduzieren.
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Es
ist auch bekannt, ein separates, zweites Schaltnetzteil für den Stand-By-Betrieb
vorzusehen, wobei das zweite Schaltnetzteil die Versorgung der Last übernimmt,
wenn die Leitungsaufnahme und/oder die erforderliche Versorgungsspannung
der Last absinkt. Das Vorsehen eines zweiten Schaltnetzteils für den Stand-By-Betrieb
ist allerdings kostenintensiv.
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Aus
der
DE 196 00 962
A1 ist ein Schaltnetzteil für einen verlustleistungsarmen
Stand-By-Betrieb bekannt, das einen Brückengleichrichter, einen an die
Ausgangsklemme des Brückengleichrichters
angeschlossenen Kondensator und eine parallel zu dem Kondensator
geschaltete Reihenschaltung einer Primärspule eines Übertragers
und eines Schalters aufweist. Der Brückengleichrichter ist bei diesem Schaltnetzteil
mittels einer weiteren Gleichrichteranordnung überbrückbar, um während eines Stand-By-Betriebs
des Schaltnetzteils eine verringerte Versorgungsspannung für den Kondensator
zur Verfügung
zu stellen.
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Die
JP 07-284269 A beschreibt ein Schaltnetzteil mit einem Brückengleichrichter,
einer zwischen Anschlussklemmen des Brückengleichrichters geschalteten
Reihenschaltung eines Kondensators und eines Schalters sowie einer
zwischen die Anschlussklemmen des Brückengleichrichters geschalteten
Reihenschaltung einer Primärspule
eines Übertragers
und eines Schalters. Bei geschlossenem Schalter in Reihe zu dem
Kondensator liegt über
dem Kondensator in etwa der Scheitelwert einer Versorgungsspannung
an. Bei geöffnetem
Schalter sinkt diese Spannung über
der Primärspule
für einen Großteil der
Periodendauer der Eingangsspannung unter diesen Scheitelwert ab,
um dadurch die Verlustleistung und die Leistungsaufnahme zu begrenzen.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, ein Schaltnetzteil zur Verfügung zu
stellen, mit dem Lasten versorgt werden können, deren Leistungsaufnahme
in weiten Bereichen schwanken kann und/oder die verschiedene Versorgungsspannungen
benötigen,
und das insbesondere geeignet ist, Geräte in einem eingeschalteten
Zustand und in einem Stand-By-Zustand bei geringer Verlustleistung
zu versorgen.
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Diese
Aufgabe wird durch ein Schaltnetzteil gemäß den Merkmalen des Anspruchs
1 gelöst.
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Danach
weist das erfindungsgemäße Schaltnetzteil
neben Anschlussklemmen zum Anlegen einer Versorgungsspannung, einem
ersten an die Anschlussklemmen gekoppelten Kondensator und einer an
die Anschlussklemmen gekoppelten Reihenschaltung einer Primärspule eines Übertragers
und eines ersten Schalters eine Schaltungsanordnung zur Reduktion
einer über
der Primärspule
anliegenden Primärspannung
auf.
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Die
Schaltungsanordnung weist vorzugsweise einen zweiten Schalter auf,
der in Reihe zu dem ersten Kondensator geschaltet ist und der nach
Maßgabe
eines zweiten Ansteuersignals leitet oder sperrt.
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Der
Kondensator dient bei derartigen Schaltnetzteilen zur Zwischenspeicherung
der durch eine Spannungsversorgung bereitgestellten elektrischen Ladung.
Die an dem Sperrwandler anliegende Versorgungsspannung ist üblicherweise
eine Wechselspannung oder eine gleichgerichtete Wechselspannung.
Durch geeignete Schaltmittel, beispielsweise Dioden oder einen Brückengleichrichter,
ist sichergestellt, dass der Kondensator nur Ladung über die
Anschlussklemmen aufnehmen kann, dass aber keine Ladung von dem
Kondensator über
die Anschlussklemmen abfließen
kann. Die über
dem Kondensator anliegende Spannung befindet sich üblicherweise auf
dem Spitzenwert der Versorgungsspannung. Diese Spannung liegt an
der Reihenschaltung aus Primärspule
und Schalter an.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil kann
die Ladungszuführung
zu dem Kondensator mittels des zweiten Schalters unterbrochen werden. In
diesem Fail liegt an der Reihenschal tung aus Primärspule und
dem ersten Schalter der Momentanwert der Versorgungsspannung und
nicht permanent der Spitzenwert der Versorgungsspannung an. Die Versorgungsspannung
schwankt sinusbetragförmig, ihr
Momentanwert erreicht den Spitzenwert damit nur einmal pro Periode
und liegt ansonsten darunter.
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Durch Öffnen des
Schalters kann bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil die bei
geschlossenem ersten Schalter über
der Primärspule
anliegende Primärspannung
reduziert werden. Die Energieaufnahme der Primärspule ist bei geschlossenem ersten
Schalter von dem Wert der Primärspannung abhängig. Durch
die Reduktion der Primärspannung bei
geöffnetem
zweiten Schalter ist die Energieaufnahme der Primärspule pro
Zeiteinheit -und damit die Energieabgabe an die Sekundärspule bei
nachfolgend geöffnetem
ersten Schalter- bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil reduziert.
Bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil
kann damit bereits bei nicht geänderter
Schaltfrequenz und nicht veränderter
Einschaltdauer des ersten Schalters weniger Energie übertragen
werden.
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Selbstverständlich kann
das Abschalten des zweiten Schalters und die daraus resultierende
Reduktion der Primärspannung
mit einer Verringerung der Schaltfrequenz des ersten Schalters und/oder
einer Verkürzung
der Einschaltdauern kombiniert werden, um die Leistungsaufnahme
und -abgabe des Schaltnetzteils bedarfsgerecht zu reduzieren.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung ist das Ansteuersignal zum getakten Ein- und Ausschalten
des ersten Schalters von einem Freigabesignal abhängig, welches
von einer Freiga beschaltung erzeugt wird. Dieses Freigabesignal
ermöglicht einen
Burst-Betrieb des Schaltnetzteils, indem der erste Schalter nur
dann getaktet ein- und ausgeschaltet wird, wenn das Freigabesignal
einen hierzu geeigneten Pegel aufweist.
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Zur
Ansteuerung des ersten Schalters ist vorzugsweise eine Ansteuerschaltung
vorgesehen. Eine Ansteuerschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform
weist dabei eine Eingangsklemme zur Zuführung des Freigabesignals und
eine Ausgangsklemme, an der das Ansteuersignal zur Verfügung steht,
auf. Ansteuerimpulse zum Einschalten des Schalters werden bei dieser
Ausführungsform
unter anderem abhängig
von dem an der Eingangsklemme anliegenden Freigabesignal erzeugt.
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Bei
einer weiteren Ausführungsform
ist neben einer Ansteuerschaltung eine Verknüpfungsschaltung vorgesehen,
welche ein getaktetes Ausgangssignal der Ansteuerschaltung mit dem
Freigabesignal verknüpft,
wobei das Ausgangssignal der Verknüpfungsschaltung dem ersten
Schalter als Ansteuersignal zugeführt ist.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von
Figuren näher erläutert. Es
zeigt:
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1:
Erfindungsgemäßes Schaltnetzteil gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung;
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2:
Erfindungsgemäßes Schaltnetzteil mit
einer Freigabeschaltung FGS zur Breitstellung eines Freigabesignals
FS für
eine Ansteuerschaltung CON eines ersten Schalters T1;
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3:
Erfindungsgemäßes Schaltnetzteil gemäß einer
weiteren Ausführungsform
mit einer Verknüpfungsschaltung
AND2 zur Bereitstellung eines Ansteuersignals AS für den ersten
Schalter T1;
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4: Signalverlauf der Spannung Vm an den
Eingangsklemmen AK1, AK2 bei geöffneten zweiten
Schalter T2 und Signalverlauf der Ansteuersignale AS.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Bauteile mit gleicher Bedeutung.
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1 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel eines
als Sperrwandler ausgebildeten Schaltnetzteils zur Bereitstellung
einer Ausgangsspannung Uout an Ausgangsklemmen A1, A2 aus einer
an Eingangsklemmen AK1, AK2 anliegenden Eingangsspannung Vm. An
die Ausgangsklemmen A1, A2 ist dabei eine nahezu beliebig ausgebildete
Last La zur Versorgung mit der Ausgangsspannung Uout angeschlossen.
Die Eingangsspannung Vm wird bei dem dargestellten Schaltnetzteil
mittels eines Brückengleichrichters
BR aus einer Netzspannung Uin, die an Eingangsklemmen AK3, AK4 des
Brückengleichrichters
BR anliegt, erzeugt. Die Wechselspannung Uin ist vorzugsweise eine
sinusförmige
Netzspannung, die Eingangsspannung Vm ist dann eine sinusbetragförmige Spannung.
Parallel zu den Eingangsklemmen AK1, AK2 ist eine Reihenschaltung
einer Primärspule
L1 eines Übertragers
und eines ersten Schalters T1 geschaltet, wobei der erste Schalter
als Leistungstransistor, nämlich
als n-leitender MOS-Transistor
ausgebildet ist. An die Primärspule
L1 ist induktiv eine Sekundärspule
L2 des Übertragers
gekoppelt, welche an die Ausgangsklemmen A1, A2 zum Anschließen an die Last
gekoppelt ist. Parallel zu der Laststrecke, das heißt Drain- Source-Strecke, des
Schalttransistors T1 ist ein sogenannter Snubber-Kondensator C2
geschaltet.
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Zur
Ansteuerung des Leistungstransistors T1 ist eine Ansteuerschaltung
CON1 vorgesehen, wobei ein Gate-Anschluss G des Leistungstransistors
T1 an eine Ausgangsklemme COUT der Ansteuerschaltung CON1 angeschlossen
ist. Der Leistungstransistor T1 leitet und sperrt nach Maßgabe von
Ansteuersignalen AS, die am Ausgang COUT der Ansteuerschaltung CON1
zur Verfügung
stehen.
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An
die Anschlussklemmen AK1, AK2 ist weiterhin ein Speicherkondensator
C1 angeschlossen, wobei erfindungsgemäß ein zweiter Schalter in Reihe zu
dem Speicherkondensator C1 zwischen den Eingangsklemmen AK1, AK2
verschaltet ist. Der zweite Schalter T2 ist ebenfalls als Leistungstransistor,
in dem speziellen Ausführungsbeispiel
als n-leitender MOS-Transistor ausgebildet. Aufgabe des Speicherkondensators
C1 ist es, bei leitendem zweiten Schalter T2 Ladung über die
Eingangsklemmen AK1, AK2 aufzunehmen und der Reihenschaltung aus
Primärspule
L1 und erstem Schalter T1 eine wenigstens annäherungsweise konstante Spannung
zur Verfügung zu
stellen, die in etwa dem Spitzenwert der sinusförmigen Spannung UIN entspricht.
Der in Reihe zu dem Kondensator C1 geschaltete zweite Schalter T2 leitet
oder sperrt nach Maßgabe
eines zweiten Ansteuersignals STS, welches an dessen Gate-Elektrode
anliegt und welches von einer zweiten Ansteuerschaltung MP zur Verfügung gestellt
wird, die einen Mikroprozessor μP
und einen Optokoppler OC zur galvanischen Trennung der Schaltungsanordnung des
Mikroprozessors μP
und des Schaltnetzteils aufweist.
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Abhängig von
dem Schaltungszustand des zweiten Schalters T2 besitzt das erfindungsgemäße Schaltnetzteil
gemäß 1 zwei
Betriebsmodi, die im folgenden kurz erläutert werden.
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Bei
geschlossenem zweiten Schalter T2 funktioniert das erfindungsgemäße Schaltnetzteil
wie ein herkömmlicher
Sperrwandler. Über
dem Speicherkondensator C1 liegt eine annäherungsweise konstante Spannung
an, welche bei geschlossenem ersten Schalter T1 über der Primärspule L1
anliegt, wodurch die Primärspule
L1 Energie aufnimmt. Bei anschließend geöffnetem ersten Schalter T1
gibt die Primärspule
L1 die gespeicherte Energie an die Sekundärspule L2 zur Versorgung der
Last La ab. Das Ansteuersignal AS, nach dessen Maßgabe der
erste Leistungstransistor T1 leitet oder sperrt wird vorzugsweise
abhängig
von der Ausgangsspannung Uout erzeugt. Ein von der Ausgangsspannung
Uout abhängiges
Signal ist der ersten Ansteuerschaltung CON1 daher über eine
Messanordnung MA und einem zweiten Optokoppler OC2 zugeführt. Abhängig von der
Ausgangsspannung Uout, bzw. von der Leistungsaufnahme der Last La, ändert die
erste Ansteuerschaltung CON1 die Taktfrequenz, mit welcher der Leistungstransistor
T1 leitend wird und/oder die Zeitdauern, für welche der Leistungstransistor
T1 nach dem Einschalten leitend bleibt, um die Ausgangsspannung
Uout sowohl bei veränderlicher
Last La als auch bei Schwankungen der Eingangsspannung Vm wenigsten
annäherungsweise
konstant zu halten. Der Aufbau der Ansteuerschaltung CON1 kann im wesentlichen
dem Aufbau einer herkömmlichen
Ansteuerschaltung eines Schaltnetzteils, wie beispielsweise dem
des Ansteuer-Bausteins
TDA 4918 der Siemens AG, München,
entsprechen.
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Sinkt
die Leistungsaufnahme der Last La unter einen vorgebbaren Wert,
beispielsweise weil die Last La in einen sogenannten Stand-By-Zustand übergeht,
so wird bei dem erfindungsge mäßen Schaltnetzteil
der zweite Schalter T2 nach Maßgabe des
zweiten Ansteuersignals STS geöffnet.
Zur Detektion der Leistungsaufnahme der Last La ist dem Mikroprozessor μP der zweiten
Ansteuerschaltung MP vorzugsweise das an den zweiten Optokoppler OC2
anliegende von der Ausgangsspannung Uout abhängige Signal zugeführt. Die
zweite Ansteuerschaltung MP kann jedoch auch auf beliebige andere Weise
an die Last La gekoppelt werden, um der zweiten Ansteuerschaltung
MP eine Information bezüglich
eines Übergangs
in einen Stand-By-Betrieb der Last La zuzuführen.
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Ist
der zweite Schalter T2 geöffnet,
so weist die Eingangsspannung Vm einen wenigstens annäherungsweise
sinusbetragförmigen
Verlauf auf, wie er in 4a dargestellt ist. Bei leitendem
ersten Leistungstransistor T1 liegt dann über der Primärspule L1 der
Momentanwert der sinusbetragförmigen
Spannung Vm an, welcher über
weite Bereiche der Periodendauer dieses Signals unterhalb des Spitzenwerts Vs
liegt, welcher bei geschlossenem zweiten Schalter T2 an dem Speicherkondensator
C1 zur Versorgung der Primärspule
L1 zur Verfügung
steht. Die pro Zeiteinheit von der Primärspule L1 bei leitendem Leistungstransistor
T1 aufgenommene Energie ist von der Spannung Vm abhängig. Durch
den periodischen Verlauf dieser Eingangsspannung Vm bei geöffneten
zweiten Schalter T2, die unterhalb des Spitzenwertes Vs liegt, steht
an der Primärspule
L1 eine geringere Spannung als bei geschlossenem zweiten Schalter
T2 zur Verfügung,
wodurch die Energieaufnahme der Primärspule L1 und damit die Energieabgabe
an die Sekundärspule
L2 reduziert ist. Vorzugsweise ist der Ansteuerschaltung CON1 ebenfalls
das zweite Ansteuersignal STS zugeführt, um der Ansteuerschaltung
CON eine Information über
den Stand-By-Betrieb
der Last La zu liefern und um dadurch gegebenenfalls auch die Ausgangsspannung Uout
abzusenken, was bei man chen Lasten La erforderlich ist, wenn sich
diese im Stand-By-Betrieb
befinden.
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2 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltnetzteils.
Zum besseren Verständnis
ist bei diesem Ausführungsbeispiel
eine Last La dargestellt, welche eine Gleichrichteranordnung Ds,
Cs und eine als ohmschen Widerstand RL ausgebildete
Last aufweist. Eine Verbindung zwischen den Ausgangsklemmen A1,
A2 und einer Ansteuerschaltung CON2 zur Zuführung eines von der Ausgangsspannung
Uout abhängigen
Signals kann bei dieser Ausführungsform
ebenfalls vorgesehen werden, ist aus Gründen der Übersichtlichkeit jedoch nicht
dargestellt. Bei dem Schaltnetzteil gemäß 2 stellt
die Ansteuerschaltung CON2 ein Ansteuersignal AS für den Leistungstransistor
T1 abhängig
von einem Freigabesignal FS zur Verfügung, welches durch eine Freigabeschaltung
FGS gebildet ist. Eine Eingangsklemme der Freigabeschaltung FGS
ist an einen Spannungsabgriff eines Spannungsteilers R1, R2, der
zwischen den Eingangsklemmen AK1, AK2 verschaltet ist, zur Zuführung eines
Spannungssignals VSS angeschlossen. Die Freigabeschaltung FGS weist
einen Komparator K1 auf, dessen nicht invertierendem Eingang (Plus-Eingang)
das Spannungssignal VSS und dessen invertierendem Eingang (Minus-Eingang)
ein erstes Referenzsignal Vref1 zugeführt ist. Die Freigabeschaltung FGS
weist des weiteren einen zweiten Komparator K2 auf, dessen invertierendem
Eingang das Spannungssignal VSS und dessen nicht invertierendem Eingang
ein zweites Referenzsignal Vref2 zugeführt ist. Den Komparatoren K1,
K2 ist eine erste Verknüpfungsschaltung
G1 nachgeschaltet, die ein Und-Glied
AND1 aufweist, dem Ausgangssignale der Komparatoren K1, K2 zugeführt sind.
Einem Oder-Glied OR der Verknüpfungsschaltung
G1 ist ein Ausgangssignal des Und-Glieds AND1 und das von der zweiten
Ansteuerschaltung MP bereitgestellte zweite Ansteuersignal STS zur
Bildung des Freigabesignals FS zugeführt. Die Ansteuerschaltung CON2
funktioniert wie eine herkömmliche
Ansteuerschaltung in einem Schaltnetzteil, wenn das Freigabesignal
FS einen High-Pegel aufweist, d.h. wenn das zweite Ansteuersignal
STS ebenfalls einen High-Pegel aufweist, und der zweite Leistungstransistor
T2 damit leitet. Bei leitendem ersten Leistungstransistor T1 liegt über der
Primärspule
L1 dann eine Gleichspannung an, welche an dem Speicherkondensator
C1 zur Verfügung
steht.
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Befindet
sich das zweite Ansteuersignal STS auf einem Low-Pegel, weil sich die Last La beispielsweise
im Stand-By-Betrieb
befindet und nur eine geringe Leistungsaufnahme besitzt, so befindet
sich das Freigabesignal FS nur dann auf einem High-Pegel, wenn sich
das Ausgangssignal des Und-Glieds AND1 auf einem High-Pegel befindet.
Dies ist dann der Fall, wenn das Spannungssignal VSS kleiner als das
zweite Referenzsignal Vref2 und größer als das erste Referenzsignal
Vref1 ist. Der Verlauf des Spannungssignals VSS entspricht dem der
Eingansspannung Vm bei geöffneten
ersten Transistor T2 und kann daher ebenfalls der 4a entnommen
werden. In 4a sind ebenfalls das erste
und zweite Referenzsignal Vref1, Vref2 eingezeichnet. 4b zeigt
den Verlauf des Ansteuersignals AS, woraus deutlich wird, dass nur
dann Ansteuerimpulse für
den Leistungstransistor T1 zur Verfügung gestellt werden, wenn
das Spannungssignal VSS größer als
das erste Referenzsignal Vref1 und kleiner als das zweite Referenzsignal
Vref2 ist. 4c zeigt den Verlauf des Freigabesignals
FS für
diesen Fall. Die an der Primärspule
L1 bei leitendem ersten Leistungstransistor T1 anliegende Spannung
bewegt sich dann im Bereich zwischen dem ersten Referenzsignal Vref1 und
dem zweiten Referenzsignal Vref2.
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Die
Freigabeschaltung FGS ermöglicht
einen Burst-Betrieb des Schaltnetzteils, dabei wird der Leistungstransistor
T1 mittels zeitlich beabstandeter kurzer Folgen (Bursts) von Ansteuerimpulsen
angesteuert. Die Leistungsaufnahme bzw. -abgabe des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils
ist bei geöffnetem
zweiten Leistungstransistor T2 auf diese Weise weiter reduziert.
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3 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen Schaltnetzteils,
bei welchem das Freigabesignal FS und ein von einer Ansteuerschaltung
CON3 zur Verfügung
gestelltes Signal AS' einem
Und-Glied AND2 zugeführt
sind, an dessen Ausgang das Ansteuersignal AS zur Ansteuerung des
ersten Leistungstransistors T1 zur Verfügung steht. Anders als bei
dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 erzeugt
die Ansteuerschaltung CON3 permanent ein Ansteuersignal AS', wobei dieses Ansteuersignal
AS' nur dann als
Ansteuersignal AS für den
Leistungstransistor T1 durch das Und-Glied AND2 weitergegeben wird,
wenn sich das Freigabesignal FS auf einem High-Pegel befindet, das
heißt immer
dann, wenn sich das zweite Ansteuersignal STS auf einem High-Pegel
befindet (und der zweite Transistor T2 leitet) oder wenn das Spannungssignal VSS
zwischen dem ersten Referenzsignal Vref1 und dem zweiten Referenzsignal
Vref2 liegt.
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- AK1,
AK2
- Eingangsklemmen
- AK3,
AK4
- Eingangsklemmen
des Brückengleichrichters
- AND
- Und-Glied
- AND2
- Und-Glied
- A5
- Ansteuersignal
- A1,
A2
- Ausgangsklemmen
- BR
- Brückengleichrichter
- CIN
- Eingang
der Ansteuerschaltung
- CON,
CON2,
-
- CON3
- Ansteuerschaltung
- COUT
- Ausgang
der Ansteuerschaltung
- Cs
- Kondensator
- C1
- Speicherkondensator
- C2
- Snubber-Kondensator
- Ds
- Diode
- G1
- erste
Verknüpfungsschaltung
- K1
- erster
Komparator
- K2
- zweiter
Komparator
- La
- Last
- L1
- Primärspule
- L2
- Sekundärspule
- MA
- Messanordnung
- MP
- zweite
Ansteuerschaltung
- μP
- Mikroprozessor
- OC
- Optokoppler
- OC2
- zweiter
Optokoppler
- OR
- Oder-Glied
- RL
- Last
- R1,
R2
- Spannungsteiler
- STS
- zweites
Ansteuersignal
- T1
- erster
Leistungstransistor
- T2
- zweiter
Leistungstransistor
- UIN
- Wechselspannung
- UOUT
- Ausgangsspannung
- Vm
- Eingangsspannung
- Vref1
- erstes
Referenzsignal
- Vref2
- zweites
Referenzsignal
- VSS
- Spannungssignal