DE10004490A1 - Sensor und Verfahren zum Betrieb des Sensors - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Sensor und ein Verfahren zum Betrieb eines Sensors mit mehreren Sensorelementen (10) mit einem strahlungsempfindlichen Konversionselement (1) in jedem Sensorelement (10), das in Abhängigkeit von der auftreffenden Strahlung ein elektrisches Signal erzeugt, mit Mitteln (21 bis 26) zur Verstärkung des elektrischen Signals in jedem Sensorelement (10), und mit einem Auslese-Schaltelement (30) in jedem Sensorelement (10), welches zum Auslesen des elektrischen Signals mit einer Ausleseleitung (8) verbunden ist. Um einen Sensor bereitzustellen, bei dem mit einem relativ einfachen und kostengünstigen Aufbau eine hohe Stabilität der Übertragungsfunktion und ein gutes Signal-zu-Rausch-Verhältnis gewährleistet wird, werden die Mittel zur Verstärkung jeweils einen Source-Folger-Transistor (21) umfassen, dessen Gate mit dem Konversionselement (1) verbunden ist, dessen Source zum einen mit einer aktiven Last (23) und zum anderen mit einer Seite eines Sampling-Kondensators (26) verbunden ist, wobei die andere Seite des Sampling-Kondensators (26) über das Auslese-Schaltelement (30) mit der Ausleseleitung (8) verbunden ist und am Konversionselement (1) jeweils ein Rücksetzelement (7) angeordnet ist, welches das Konversionselement (1) in einen Ausgangszustand zurücksetzt.

Description

Die Erfindung betrifft einen Sensor mit mehreren Sensorelementen mit einem strahlungs­ empfindlichen Konversionselement in jedem Sensorelement, das in Abhängigkeit von der auftreffenden Strahlung ein elektrisches Signal erzeugt, mit Mitteln zur Verstärkung des elektrischen Signals in jedem Sensorelement und mit einem Auslese-Schaltelement in jedem Sensorelement, welches zum Auslesen des elektrischen Signals mit einer Auslese­ leitung verbunden ist. Des weiteren betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betrieb eines entsprechenden Sensors sowie ein Röntgenstrahluntersuchungsgerät, umfassend eine Rönt­ genstrahlquelle zum Aussenden eines Röntgenstrahlbündels zum Durchleuchten eines Objekts zur Bildung eines Röntgenbildes sowie einen Detektor zum Erzeugen eines elek­ trischen Bildsignals von diesem Röntgenstrahlbild.

Auf dem Gebiet der Röntgenstrahluntersuchung, insbesondere im medizinischen Bereich, werden in der Regel großflächige Röntgenstrahldetektoren eingesetzt, die aus mehreren Sensorelementen bestehen. In der Regel sind dabei die Sensorelemente (Pixel) in einer Sensormatrix in Zeilen und Spalten angeordnet. Vorzugsweise werden die sogenannten "flachen, dynamischen Röntgendetektoren (FDXD)" verwendet. Solche Detektoren gelten als universelle Detektorkomponenten, die in den verschiedensten Röntgengeräten ver­ wendet werden können.

In den derzeit bekannten Ausführungen der FDXD befinden sich in den einzelnen Sensor­ elementen (Matrixzellen) lediglich jeweils ein strahlungsempfindliches Konversionselement mit einer intrinsischen Speicherkapazität und einem Schaltelement zum Auslesen des am Konversionselement bzw. der Speicherkapazität nach der Bestrahlung anliegenden Signals. In den FDXD werden als Konversionselemente vorzugsweise Photodioden aus amorphem Silizium und damit verbundene Szintillatorelemente oder alternativ Photoleiter zur direkten Umwandlung der Röntgenstrahlung in elektrische Ladung verwendet. Bei anderen Formen von Sensoren für andere Strahlungen können selbstverständlich auch andere Konversionselemente verwendet werden.

Als Auslese-Schaltelemente werden vorzugsweise Diodenschalter oder Transistoren, ins­ besondere TFT ("Thin Film Transistor" [Dünnfilmtransistor]) aus amorphem Silizium verwendet. Um das am Konversionselement bzw. dessen intrinsischer Speicherkapazität in Form von angesammelter Ladung anliegende Signal auszulesen, werden die Auslese-Schalt­ elemente aktiviert und die gesammelte Ladung wird zu der entsprechenden Ausleseleitung geleitet. Von hier fließt sie in einen vorzugsweise ladungsempfindlichen Verstärker (CSA). Anschließend wird eine entsprechende elektronische Information zu einem Multiplexer ge­ geben, der diese an eine Datenerfassungseinheit weitergibt, um mittels eines Monitors als Bildwiedergabegerät dargestellt zu werden.

Bei der Verwendung derartiger Detektoren ist es insbesondere bei der medizinischen Untersuchungspraxis wegen einer geringen Strahlungsbelastung des Patienten erwünscht, die Dosis der Strahlung zu reduzieren, was zur Folge hat, dass auf die einzelnen Sensorele­ mente nur eine sehr geringe Strahlungsmenge auftrifft. Infolgedessen ist auch das elek­ trische Signal in den einzelnen Sensorelementen nur sehr gering. Es werden daher Sensoren bzw. Röntgendetektoren mit einem möglichst hohen Signal-zu-Rausch-Verhältnis ange­ strebt.

Ein besonders hohes Signal-zu-Rausch-Verhältnis und die Detektierung von geringen Dosen ist selbstverständlich auch für andere strahlungsempfindliche Sensoren wünschens­ wert. Zur Verbesserung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses kann im Prinzip eine Ver­ stärkung des Signals bereits in der einzelnen Matrixzelle des Detektors durchgeführt werden.

Aus der US 5,825,033 ist ein Halbleiterdetektor für Gamma-Strahlen bekannt, bei dem die in dem Detektormaterial generierte Ladung in jedem Pixel in einem Integrations­ kondensator eines Transimpedanzverstärkers mit kapazitiver Rückkopplung ("capacitive feedback amplifier") gespeichert wird. Diese Integration erfolgt simultan für alle Pixel. In einer sogenannten "correlated double-sample-and-hold"-Schaltung (CDSH) wird das Rauschen, welches durch das Zurücksetzen des Integrations-Kondensators verursacht wird, eliminiert. Hinter der CDSH sind die einzelnen Pixel jeweils mit einem Pufferverstärker ("unity gain buffer") verbunden, der mit einer für jede Spalte gemeinsamen Ausleseleitung verbunden ist. Durch entsprechende Muliplexer werden dann die Ausleseleitungen zu­ sammengeführt. Der Sensor besteht hierbei aus einer Matrix mit 48 × 48 einzelnen Pixeln.

Üblicherweise sind bei Verstärkerschaltungen zur Verbesserung des Signal-zu-Rausch- Verhältnisses die Signalverstärkung und das Rauschen die wesentlichen Kenngrößen, die bei der Beurteilung verwendet werden. Für den praktischen Betrieb kommt als wichtiges weiteres Kriterium noch die Stabilität der Übertragungsfunktion hinzu. Schwanken bei­ spielsweise die Signalverstärkung oder ein Offset-Wert des Verstärkers über die Zeit, so führt dies beim bildgebenden Detektorsystem zu störenden Offset- und Gain-Artefakten, die nur zum Teil und mit viel Aufwand korrigierbar sind. Solche Schwankungen können durch Änderung der Temperatur oder anderer Betriebsbedingungen sowie durch Alterung, Strahlenschäden und/oder Trapping-Effekte in Halbleitern verursacht werden.

Insbesondere bei den häufig eingesetzten Dünnfilmtransistoren (TFT's) aus amorphem Silizium, die insbesondere auch zur Herstellung von integrierten Verstärkerschaltungen in einer Matrixzelle verwendet werden können, kann sich die Schwellenspannung und die Transkonduktanz über die Zeit deutlich verändern, was zu einer geringen Stabilität der Übertragungsfunktion führen kann.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Sensor und ein Verfahren zum Betrieb des Sensors bereitzustellen, mit dem bei einem relativ einfachen und kosten­ günstigem Aufbau eine hohe Stabilität der Übertragungsfunktion und ein gutes Signal-zu- Rausch-Verhältnis gewährleistet wird.

Diese Aufgabe wird durch einen Sensor gelöst, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die Mittel zur Verstärkung jeweils einen Source-Folger-Transistor umfassen, dessen Gate mit dem Konversionselement verbunden ist, dessen Source zum einen mit einer aktiven Last und zum anderen mit einer Seite eines Sampling-Kondensators verbunden ist, wobei die andere Seite des Sampling-Kondensators über das Auslese-Schaltelement mit der Auslese­ leitung verbunden ist, und dass am Konversionselement jeweils ein Rücksetzelement ange­ ordnet ist, welches das Konversionselement in einen Ausgangszustand zurücksetzt.

Die aktive Last stellt dabei idealerweise eine Stromquelle dar, die dem Source-Folger- Transistor einen konstanten Kanalstrom aufprägt. Hierdurch wird die Schwellenspannung des Source-Folger-Transistors stabilisiert, die insbesondere bei TFT's aus amorphem Silizium stark vom Kanalstrom abhängt. Durch die stabile Schwellenspannung ist die Voraussetzung für einen korrekten Betrieb des Source-Folger-Transistors mit einer aus­ reichenden Stabilität der Übertragungsfunktion gegeben. Der Source-Folger-Transistor weist daher eine stabile Spannungsverstärkung von 1 auf. Diese wird durch den Sampling- Kondensator in eine Ladungsverstärkung G_Q = C_S/C_P umgesetzt, wobei C_P die Kapazität am Konversionselement und C_S die Kapazität des Sampling-Kondensators ist. Bei der Kapazität am Konversionselement kann es sich wiederum um eine intrinsische Speicher­ kapazität des Konversionselements oder um eine zusätzliche Kapazität handeln.

Vorzugsweise werden die aktive Last und das Auslese-Schaltelement sowie das Rück­ setzelement ebenfalls von Transistoren gebildet. Hierbei können alle für die Erfindung nötigen Komponenten direkt in die Sensorelemente mittels der zur Herstellung der Sensorelemente ohnehin verwendeten Dünnfilmtechnologie integriert werden, wobei im Rahmen dieser Technologie die Transistoren in amorphem Silizium oder polykristallinem Silizium ausgeführt werden können. Aufgrund der erfindungsgemäß aufgebauten, stabilen Verstärkungsschaltung ist die Verwendung der kostengünstig herstellbaren TFT-Transis­ toren aus amorphem Silizium nicht nachteilig.

Vorteilhafterweise kann hierbei ein Prozess mit vertikaler Integration verwendet werden, so dass die Fläche des Konversionselements bzw. der Speicherkapazität innerhalb eines Sen­ sorelements nicht verringert wird.

In einer Ausführungsform ist parallel zum Sampling-Kondensator ein Entlade-Schaltele­ ment, vorzugsweise in Form eines Transistors, beispielsweise eines TFT's aus amorphem oder polykristallinem Silizium, geschaltet. Dieses Entlade-Schaltelement kann dazu ver­ wendet werden, um während eines Rücksetzens des Konversionselements mittels des Rück­ setzelements gleichzeitig den Sampling-Kondensator beschleunigt zu entladen und damit ebenfalls in einen Ausgangszustand zurückzusetzen.

Das Rücksetzelement und das Entlade-Schaltelement können hierbei eine gemeinsame Schaltleitung aufweisen, so dass sie immer gleichzeitig aktiviert werden. Sie können jedoch auch separate Schaltleitungen aufweisen, so dass beispielsweise für bestimmte Betriebsmodi Rücksetzelement und Entlade-Schaltelement einzeln aktiviert werden können.

Vorzugsweise weisen mehrere Sensorelemente, beispielsweise alle Sensorelemente einer Zeile der Sensormatrix, eine gemeinsame Schaltleitung zur Aktivierung der Auslese-Schalt­ elemente auf. Diese an eine gemeinsame Schaltleitung angeschlossenen Sensorelemente können zur Aktivierung der Rücksetzelemente bzw. der Entlade-Schaltelemente ebenfalls gemeinsame Schaltleitungen, bzw. eine gemeinsame Schaltleitung für die beiden Elemente, aufweisen.

Bei einem besonders vorteilhaften Verfahren zum Betrieb eines erfindungsgemäßen Sensors wird während eines Mess- und Auslesezyklus in jedem Sensorelement in einer ersten Phase das Konversionselement und der Sampling-Kondensator in einen Ausgangs­ zustand zurückgesetzt. In einer zweiten Phase wird dann über dem Sampling-Kondensator eine Spannungsdifferenz eingestellt, die für das Konversionselement in dem Ausgangs­ zustand repräsentativ ist. In einer dritten Phase wird während einer Bestrahlung des Kon­ versionselements mittels einer Strahlungsquelle die Spannung am Sampling-Kondensator gehalten, während sich zwangsläufig durch die Signaländerung am Konversionselement bzw. dessen Kapazität auch die Spannung am Source-Ausgang des Source-Folgers ändert. Unter Bestrahlung mit einer Strahlungsquelle ist hierbei selbstverständlich nicht nur die direkte Bestrahlung mit der Strahlungsquelle zu verstehen, sondern auch eine indirekte Bestrahlung, beispielsweise nach einer Transmission durch ein zu untersuchendes Objekt. In einer vierten Phase wird dann die Spannungsdifferenz am Sampling-Kondensator auf einen Wert eingestellt, welcher für das Konversionselement nach der Bestrahlung repräsen­ tativ ist, wobei die Änderung des Potentials an der mit der Ausleseleitung verbundenen Seite des Sampling-Kondensators als Maß für die auf das Konversionselement aufgetroffene Strahlung erfasst wird. Vorteilhafterweise wird hierbei in einem ladungsempfindlichen Verstärker (Charge Sensitive Amplifier, CSA) an der Ausleseleitung die Ladungsänderung an der Ausleseseite des Sampling-Kondensators registriert. Das heißt, es wird die während der Einstellung der neuen Spannungsdifferenz fließende Ladungsmenge aufintegriert.

Durch diesen Schaltablauf wird innerhalb des jeweiligen Sensorelements das Verfahren des sogenannten "Correlated Double-Sampling" (CDS) realisiert. Das heißt, es wird in der zweiten Phase ein erster Sampling-Wert für das Konversionselement in der Ruhelage erfasst und in der vierten Phase am Sampling-Kondensator schließlich ein Wert erfasst, der dem Konversionselement nach der Bestrahlung entspricht, wobei aufgrund der Voreinstellung in der zweiten Phase beim ersten Sampling nur die Differenz zwischen dem Aus­ gangszustand und dem bestrahlten Zustand erfasst wird.

Dieses Schaltverfahren hat außerdem den Vorteil, dass der Rücksetzvorgang in der ersten Phase außerhalb des Zeitraums liegt, in dem das Konversionselement bestrahlt und das Signal ausgelesen wird, so dass der Rücksetzvorgang keinen Einfluss auf das Messergebnis hat und somit nicht zum Rauschen beitragen kann.

Bei einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird innerhalb der zweiten Phase zunächst in einer ersten Teilphase am Konversionselement ein Dunkel­ strom registriert, wobei die Spannungsdifferenz am Sampling-Kondensator während einer bestimmten Zeitspanne ohne eine Bestrahlung des Konversionselements mit der Strahlungsquelle gehalten wird, während sich gleichzeitig die Spannung am Source-Aus­ gang entsprechend dem am Konversionselement auftretenden Dunkelstrom verändert. Der Dunkelstrom ist hierbei im wesentlichen auf Leckströme am Konversionselement zurück­ zuführen. Daran schließt sich eine zweite Teilphase an, in der über dem Sampling-Kon­ densator eine Spannungsdifferenz eingestellt wird, die einem Referenzzustand des Kon­ versionselements nach dem Registrieren des Dunkelstroms entspricht. Daran schließt sich wiederum eine dritte Teilphase an, in der das Konversionselement in seinen Ausgangs­ zustand zurückgesetzt wird, wobei die Spannungsdifferenz am Sampling-Kondensator gehalten wird. Die übrigen Phasen laufen wie beim dem zuvor genannten Verfahren ab.

Der Unterschied dieses Verfahrens gegenüber dem vorgenannten Betriebsmodus besteht somit darin, dass während des ersten Sampling-Vorgangs nicht der Ausgangszustand, das heißt die Ruhespannung, am Konversionselement als Referenzwert genommen wird, sondern dass der Referenzzustand bereits den aufintegrierten Dunkelstrom enthält. Dies bedeutet, dass die Dunkelbilder bereits in den einzelnen Sensorelementen zwischengespeichert und von den belichteten Bildern subtrahiert werden. Es entfällt somit eine Übertragung und externe Speicherung der Dunkelbilder. Zusätzlich wird der nutzbare dynamische Bereich des Sensors erweitert, denn die aus den einzelnen Sensorelementen übertragenen Ladungen enthalten keinen Dunkelstromanteil mehr.

Die Einstellung der Spannungsdifferenz über den Sampling-Kondensator in der zweiten und vierten Phase erfolgt am einfachsten durch eine Aktivierung des Auslese-Schaltele­ ments, das heißt über die Ausleseleitung. Zum Halten der Spannungsdifferenz in der dritten Phase bzw. während der Dunkelstrom-Messung muss das Auslese-Schaltelement nur inaktiviert werden.

Das Rücksetzen des Sampling-Kondensators kann bei einem Ausführungsbeispiel durch die Aktivierung des parallel zum Sampling-Kondensator geschalteten Entlade-Schaltelements erfolgen, wodurch eine beschleunigte Rücksetzung möglich ist.

Die Mess- und Auslesezyklen können jeweils für mehrere Sensorelemente über gemein­ same Schaltleitungen gemeinsam gesteuert werden. Das heißt, nach dem Belichten werden die Sensorelemente in einer Sensormatrix zeilenweise der Reihe nach ausgelesen und zurückgesetzt.

Ein erfindungsgemäßes Röntgenstrahluntersuchungsgerät umfasst eine Röntgenstrahlquelle zum Aussenden eines Röntgenstrahlbündels zum Durchleuchten eines Objekts zur Er­ zeugung eines Röntgenbilds sowie einen Detektor zum Erzeugen eines elektrischen Bildsignals von diesem Röntgenstrahlbild, wobei der Röntgenstrahldetektor mit einem erfindungsgemäßen Sensor ausgestattet ist. Ein derartiges Röntgenstrahluntersuchungsgerät weist ein besonders günstiges Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf und ist daher in der Lage, mit geringen Dosen zu arbeiten, wodurch die Strahlungsbelastung auf das Objekt, insbesondere einen Patienten, gering gehalten werden kann.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung, in der die in den Figuren dargestellten Ausführungs­ beispiele der Erfindung näher erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 1 ein erfindungsgemäßes Schaltschema eines Sensorelements einer Sensormatrix;

Fig. 2 das in Fig. 1 gezeigte Schaltschema mit den zu den Bauelementen führenden Schalt- und Versorgungsleitungen gemäß einem Ausführungs­ beispiel;

Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Schaltablaufs während eines Mess- und Auslesezyklus gemäß einem ersten Betriebsmodus;

Fig. 4 eine schematische Darstellung eines Schaltablaufs während eines Mess- und Auslesezyklus gemäß einem zweiten Betriebsmodus.

In Fig. 1 ist ein Sensorelement 10 in Form einer üblichen FDXD-Matrixzelle 10 darge­ stellt, welche um die erfindungsgemäße Schaltung erweitert ist. Innerhalb eines Sensors sind mehrere dieser Matrixzellen 10 in Reihen und Spalten nebeneinander und unterein­ ander angeordnet.

In jeder Matrixzelle 10 befinden sich zunächst, wie bei den bisher üblichen FDXD- Matrixzellen, ein Konversionselement 1 mit einer Speicherkapazität 2, wobei diese Speicherkapazität 2 intrinsisch im Konversionselement 1 enthalten oder zusätzlich eingebaut sein kann.

Dieses Konversionselement 1 und die Speicherkapazität 2 sind auf einer Seite mit einer Gegenelektrode 9 verbunden, die für alle Matrixzellen 10 gemeinsam ist. Des weiteren weist jede Matrixzelle 10 einen Auslese-Schalttransistor 30 auf, dessen Gate mit einer Schaltleitung 7 verbunden ist. Diese Schaltleitungen 7 sind für alle Matrixzellen 10 einer Matrixzeile gemeinsam. Der Ausgang dieser Schalttransistoren 30 ist mit einer Aus­ leseleitung 8 verbunden, wobei in den üblichen Matrix-Detektoren die Matrixzellen 10 einer Spalte jeweils eine gemeinsame Ausleseleitung 8 aufweisen.

Über die Schaltleitungen 7 werden dann jeweils zeilenweise die Matrixzellen 10 beim Auslesen aktiviert, so dass nacheinander über die jeweils gleiche Ausleseleitung 8 die einzelnen Matrixzellen 10 der jeweiligen Spalte ausgelesen werden. Am Ende der Ausleseleitung 8 befindet sich ein ladungsempfindlicher Verstärker (CSA) 11.

Bei den bisher bekannten üblichen FDXD-Matrixzellen ist das Konversionselement 1 bzw. die Speicherkapazität 2 direkt mit dem Eingang des Schalttransistors 30 verbunden. Das heißt, es findet innerhalb der einzelnen Matrixelemente keine Verstärkung statt.

Bei dem erfindungsgemäßen Sensor ist die der Gegenelektrode 9 gegenüberliegenden Seite des Konversionselements 1 bzw. der Speicherkapazität 2 zunächst mit dem Gate eines Source-Folger-Transistors 21 verbunden.

Am Source-Ausgang des Source-Folger-Transistors 21 befindet sich ein zusätzlicher Transistor 23, der als aktive Last dient. Außerdem ist der Ausgang des Source-Folger- Transistors mit einem Sampling-Kondensator 26 verbunden, dessen andere Seite mit dem Eingang des Auslese-Schalttransistors 30 verbunden ist. Der Drain-Anschluss 22 des Source-Folger-Transistors 21 kann entweder für alle Matrixzellen 10 gemeinsam sein und beispielsweise mit der Gegenelektrode 9 verbunden sein. Er kann aber auch parallel zur Schaltleitung 7 horizontal gemeinsam für alle Matrixzellen 10 einer Zeile geschaltet sein.

Ebenso können der Gate-Anschluss 24 und der Source-Anschluss 25 der aktiven Last 23 für alle Matrixzellen 10 eines Sensors oder auch nur einer Zeile gemeinsam geschaltet sein. Es ist im Prinzip auch möglich, den Gate-Anschluss 24 direkt mit dem Drain der aktiven Last 23 zu verbinden.

Sowohl der Source-Folger-Transistor 21 als auch die aktive Last 23 sollten vorzugsweise im gesättigten Bereich der jeweiligen Transistorkennlinie betrieben werden, das heißt, die Be­ dingung V_DS < V_GS - V_t muss erfüllt sein, wobei V_DS die Drain-Source-Spannung, V_GS die Gate-Source-Spannung und V_t die eigentliche Schwellenspannung des jeweiligen Transis­ tors ist. Die Spannungsübertragung des Source-Folger-Transistors kann hierbei durch die Gleichung V_S = V_G - V_thr beschrieben werden, wobei V_thr die effektive Schwellenspannung ist, die von der eigentlichen Schwellenspannung V_t und dem Drain-Strom I_D abhängt. V_S ist hierbei die an Source und V_G die an Gate des Source-Folger-Transistors 21 anliegende Spannung.

An dem der Gegenelektrode 9 gegenüberliegenden Ausgang des Konversionselements 1 bzw. der Speicherkapazität 2 befindet sich außerdem ein Rücksetztransistor 27, der dazu dient, das Konversionselement 1 und die parallele Speicherkapazität 2 auf die Ruhe­ spannung V_G0 vorzuspannen. Der Source-Anschluss 29 der Rücksetztransistoren 27 kann für alle Matrixzellen 10 des Sensors gemeinsam ausgeführt sein. Ebenso ist es möglich, diesen Ausgang 29 für alle Matrixzellen 10 einer Zeile, das heißt parallel zur Schaltleitung 7, auszuführen. Der Gate-Anschluss 28 des Rücksetztransistors 27 wird vorzugsweise für alle Matrixzellen 10 einer Zeile gemeinsam ausgeführt.

Des weiteren weist die Schaltung noch einen optionalen Entladetransistor 31 auf, dessen Gate 32 ebenfalls vorzugsweise über eine horizontale Leitung für alle Matrixzellen 10 einer Zeile gemeinsam geschaltet wird.

In Fig. 2 ist als Beispiel eine Beschaltungslösung mit vier zusätzlichen horizontalen, das heißt parallel zur Schaltleitung 7 für alle Matrixzellen 10 einer Matrixzeile gemeinsam verlaufenden, Leitungen 3, 4, 5, 6 gezeigt. Hierbei führt eine Schaltleitung 3 zum Gate der aktiven Last 23. Eine weitere Schaltleitung 4 ist mit dem Gate 28 des Rücksetztransistors 27 und dem Gate 32 des Entladetransistors 31 verbunden. Eine dritte Leitung 5 ist mit dem Source-Ausgang 29 des Rücksetztransistors 27 und eine vierte Leitung 6 mit dem Source-Ausgang 25 der aktiven Last 23 verbunden.

Sämtliche dargestellten Komponenten sind in die Matrixzellen 10 mittels Dünnfilmtech­ nologie integriert. Die Transistoren sind dabei in amorphem Silizium oder polykristallinem Silizium ausgeführt.

Im folgenden werden zwei vorteilhafte Verfahren für einen Betrieb der vorgeschlagenen Schaltung angegeben. Hierzu wird jeweils auf die schematisch dargestellten Schaltabläufe in den Fig. 3 und 4 hingewiesen. Bei dem Verfahren nach Fig. 4 wird das "Double- Sampling", bei dem Verfahren nach Fig. 3 das "Correlated Double-Sampling" (CDS) innerhalb der jeweiligen Matrixzelle 10 genutzt.

Fig. 3 zeigt den Betriebsmodus "Schaltrausch-Unterdrückung". Während einer ersten Phase I, der Rücksetzphase, ist in den Matrixzellen 10 der jeweiligen Zeile der Rücksetz­ transistor 27 aktiv. Hierdurch werden das Konversionselement 1 und die parallele Speicherkapazität 2 der Größe C_P auf die Ruhespannung vorgespannt. Am Gate des Source-Folger-Transistors 21 liegt dann die Spannung V_G0 an.

Sofern die Schaltung den optionalen Entladetransistor 31 nicht aufweist, bleibt während der Rücksetzphase I der Auslese-Schalttransistor 30 die ganze Zeit aktiv (durchgezogene Linie). Bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel mit dem optionalen Ent­ ladetransistor 31 ist dieser Entladetransistor 31 in der Rücksetzphase I gleichzeitig mit dem Rücksetztransistor 27 aktiv, um den Sampling-Kondensator 26 mit der Kapazität C_S be­ schleunigt zu entladen. Hierbei ist dann vorteilhafterweise der Auslese-Schalttransistor 30 während der Rücksetzphase I deaktiviert (gestrichelte Linie).

Nach Ende dieser ersten Phase I ist in einer zweiten Phase II der Auslese-Schalttransistor 30 bis zu einem Zeitpunkt A aktiv. In dieser Zeit liegt an der einen Seite des Sampling- Kondensators 26 die Spannung V_G0 - V_thr an, während sich an der anderen Seite über den aus dem Sampling-Kondensator 26 und dem Auslese-Schalttransistor 30 gebildeten Tief­ pass die Eingangsspannung V_CSA des CSA 11 einstellt. Dieser CSA 11 muss so konstruiert sein, dass seine Eingangsspannung stets auf dem konstanten Wert V_CSA gehalten wird, und zwar unabhängig davon, ob der Integrator im CSA aktiv ist oder nicht. Übliche CSA er­ füllen diese Bedingung. Somit bleibt ab dem Öffnen des Auslese-Schalttransistors 30 zum Zeitpunkt A die Spannungsdifferenz V_G0 - V_thr - V_CSA über dem Sampling-Kondensator 26 erhalten, die für das zurückgesetzte Konversionselement 1 repräsentativ ist. Es wird hiermit quasi ein "Null-Wert" gesampelt.

Dieser beschriebene Rücksetzvorgang in der ersten Phase I und das Sampling des jeweiligen Null-Werts in der zweiten Phase II läuft zeilenweise für alle Matrixzellen 10 der Detektor­ matrix ab. Danach erfolgt im sogenannten Röntgenfenster während der dritten Phase III die Belichtung der gesamten Detektormatrix mit Röntgenstrahlung. Die dabei im Konversionselement 1 der jeweiligen Matrixzelle 10 erzeugten Ladungsträgerpaare entladen die Speicherkapazität 2 der Größe C_P um die Signalladung Q_P, wodurch sich die Spannung am Gate des Source-Folger-Transistors 21 auf V_G1 = V_G0 + (Q_P/C_P) erhöht. Am Ausgang des Source-Folger-Transistors 21 stellt sich die Spannung V_G1 - V_thr ein, ohne dass sich die Spannungsdifferenz über dem Sampling-Kondensator 26 ändert, da der Auslese-Schalt­ transistor 30 und der Entladetransistor 31 inaktiv sind.

In der anschließenden vierten Phase IV des zeilenweisen Auslesens werden für jede Matrix­ zeile zunächst der Integrator des CSA 11 und kurz danach der Auslese-Schalttransistor 30 aktiviert. Während der Ausgang des Source-Folger-Transistors 21 weiterhin die Spannung V_G1 - V_thr hält, wird die andere Seite des Sampling-Kondensators 26 wieder auf die Ein­ gangsspannung des CSA 11 gebracht. Zum Zeitpunkt B wird die Integration im CSA 11 angehalten. Die Spannungsdifferenz über dem Sampling-Kondensator 26 beträgt dann V_G1 - V_thr - V_CSA. Ein Vergleich mit der Spannungsdifferenz zum Zeitpunkt A ergibt, dass der Sampling-Kondensator 26 während der Integrationszeit - und exakt nur während dieser Zeit - eine Ladungsänderung von Q_S = C_S . (V_G1 - V_G0) = C_S . Q_P/C_P erfahren hat. Genau diese Ladung Q_S wird folglich als Ergebnis der Integration im CSA 11 gemessen. Vorteil­ haft ergibt sich, dass die Ladung Q_S um den Ladungsverstärkungsfaktor G_Q = C_S/C_P größer ist als die Ladungsänderung Q_P der Speicherkapazität 2. Zum Zeitpunkt B ist ein Operationszyklus der Matrixzelle 10 abgeschlossen und es kann wiederum die zuerst be­ schriebene erste Phase I folgen. Dies ist in Fig. 3 entsprechend dargestellt.

Der zuvor beschriebene Betriebsmodus ist auch mit einer kontinuierlichen Röntgenbe­ lichtung verträglich. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurde für die Darstellung jedoch eine gepulste Röntgenbestrahlung gewählt. Ebenfalls zur Vereinfachung wurden die prak­ tisch immer in den Konversionselementen 1 fließenden Leckströme bei der Betrachtung nicht erwähnt. Wie auch beim herkömmlichen FDXD sind die Leckströme in diesem Be­ triebsmodus in dem gemessenen Ladungssignal mit enthalten. Im Falle von Photodioden als Konversionselement 1 ist im übrigen die Kapazität C_P nicht konstant, sondern von der Ladung Q_P abhängig, wodurch die Übertragungsfunktion eine nichtlineare Komponente erhält.

Eine besonders vorteilhafte Eigenschaft der vorgeschlagenen Lösung ist die Stabilität der Übertragungsfunktion der Schaltung. Diese "Gain-Stabilität" der Schaltung rührt daher, dass der Source-Folger-Transistor 21 eine stabile Spannungsverstärkung von 1 aufweist und diese mittels des Sampling-Kondensators 26 in eine Ladungsverstärkung G_Q = C_S/C_P umgesetzt wird. Die "Offset-Stabilität" wird durch Subtraktion des jeweiligen Offset-Werts von den aus Signal und Offset-Wert bestehenden Gesamtwert erreicht. Hierdurch werden wirksam alle Offset-Effekte eliminiert, die zeitlich langsamer sind als die Bildwiederholzeit T_F. Zusätzliches Rauschen kann sich in der vorgeschlagenen Schaltung und diesem Betriebsmodus durch das 1/f-Rauschen der verwendeten Source-Folger-Transistoren 21 und der aktiven Lasten 23 ergeben. Dabei werden aber wiederum Rauschvorgänge, die wesentlich langsamer sind als die Bildwiederholrate T_F durch das CDS-Verfahren eliminiert.

Bezüglich des Schaltrauschens ist festzustellen, dass nur Schaltvorgänge zwischen bzw. einschließlich den Zeitpunkten A und B einen Einfluss auf das Messergebnis haben. Der Rücksetzvorgang des Konversionselements 1 und des Sampling-Kondensators 26 liegt außerhalb dieser Zeitspanne und trägt somit nicht zum Rauschen bei. Dafür erzeugt das Öffnen des Auslese-Schalttransistors 30 zum Zeitpunkt A einen Rauschbeitrag, der im Vergleich zum Schaltrauschen der bekannten FDXD um den Faktor G_Q ^1/2 größer ist. Dem steht aber der Signalverstärkungsfaktor G_Q gegenüber, so dass sich das Signal-zu Rausch- Verhältnis insgesamt um G_Q ^1/2 verbessert. Das Schaltrauschen beim Deaktivieren der Inte­ gration im CSA 11 zum Zeitpunkt B ist kein zusätzlicher Beitrag, da er auch im herkömm­ lichen FDXD auftritt und hier aufgrund der Ladungsverstärkung G_Q im Vergleich zum Signal an Bedeutung verliert.

Insgesamt führt der Betriebsmodus bei einer genügend großen Ladungsverstärkung G_Q zu einer Verbesserung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses, was insbesondere für Röntgen­ aufnahmen mit niedriger Dosis (z. B. Fluoroskopie) zu einer deutlichen Verbesserung des Bildes führt.

Der Schaltablauf für den zweiten Betriebsmodus "Dunkelstrom-Subtraktion" ist schema­ tisch in Fig. 4 dargestellt. Wie bei dem ersten Betriebsmodus wird auch hier in der ersten Phase I zunächst das Konversionselement 1 bzw. die Kapazität 2 und der Sampling-Kon­ densator 26 auf die Ruhespannung vorgespannt.

Anschließend wird aber nicht direkt dieser Wert als Null-Wert auf dem Sampling- Kondensator 26 festgehalten, sondern es wird zunächst in einer ersten Teilphase IIa am Konversionselement 1 ein Dunkelstrom registriert. Es wird dabei der Dunkelstrom des jeweiligen Konversionselements 1 aufintegriert.

Anschließend wird in einer zweiten Teilphase IIb über dem Sampling-Kondensator 26 eine Spannungsdifferenz eingestellt, das heißt, es wird das Dunkelbild gesampelt. Dies erfolgt durch eine kurzzeitige Aktivierung des Auslese-Schalttransistors 30.

Nach diesem ersten Sampling in der Teilphase IIb wird in der Teilphase IIc das Kon­ versionselement 1 zurückgesetzt, wobei diesmal weder der Entladetransistor 31 noch der Auslese-Schalttransistor 30 aktiviert ist, so dass die beim ersten Sampling eingestellte Spannungsdifferenz am Sampling-Kondensator 26 weiterhin gehalten wird. Bei der Verwendung eines Entladetransistors 31 ist es hierzu selbstverständlich erforderlich, dass der Entladetransistor 31 und der Rücksetztransistor 27 über separate Leitungen geschaltet werden können.

Nach diesem zweiten Rücksetzen des Konversionselements 1 erfolgt im Röntgenfenster die Röntgenbelichtung. Das Auslesen in der Phase IV erfolgt wie beim zuvor genannten Be­ triebsmodus "Schaltrausch-Unterdrückung".

Insgesamt ergibt sich bei diesem Verfahren zum Zeitpunkt B als Messwert nach der Integration im CSA 11 die Ladung Q_S = G_Q . (Q_P - Q_D) mit dem Ladungsver­ stärkungsfaktor G_Q = C_S/C_P wie in dem ersten Betriebsmodus. Die Ladung Q_D stellt die im Dunkelfenster aufintegrierte Dunkelstrom-Komponente dar. Es werden daher vorzugs­ weise das Dunkelfenster und das Röntgenfenster, das heißt die Phasen IIa und III gleich lang gewählt, so dass auf diese Weise ein bezüglich des Dunkelstroms korrigierter Messwert geliefert wird. Die Größen V_thr und V_CSA treten ebenfalls wie schon in dem zuvor genannten Betriebsmodus im Messwert nicht mehr auf, da sie ebenfalls durch die Subtraktion eliminiert werden.

Der Vorteil dieses zweiten Betriebsmodus liegt insgesamt darin, dass die hauptsächlich durch Leckströme in den Konversionselementen 1 hervorgerufenen Dunkelbilder bereits innerhalb der einzelnen Matrixzellen 10 subtrahiert werden. Des weiteren hat dieser zweite Betriebsmodus natürlich ebenfalls die Vorteile einer besonders guten Stabilität der Über­ tragungsfunktion der Schaltung, das heißt, die Gain-Stabilität und die Offset-Stabilität wie beim ersten Betriebsmodus ist ebenfalls gegeben.

Da zwischen den Zeitpunkten A und B innerhalb der dritten Teilphase IIc der Phase II ein Rücksetzen des Konversionselements 1 und der Speicherkapazität 2 erfolgt, ist hier eine zusätzliche Rauschkomponente durch das Rücksetzschaltrauschen zu berücksichtigen. Daher wird das Signal-zu-Rausch-Verhältnis in diesem zweiten Betriebsmodus geringer sein als in dem ersten Betriebsmodus.

Letztendlich ist noch einmal besonders hervorzuheben, dass alle genannten Vorteile mit vergleichsweise wenigen zusätzlichen Komponenten in den einzelnen Sensorzellen und ohne zusätzliche Prozessschritte in der Produktion erreicht werden. Daher fallen für die Herstellung solcher erfindungsgemäßen Sensoren nur geringe Mehrkosten gegenüber den bisher bekannten handelsüblichen Sensoren an.

Claims (11)

1. Sensor mit mehreren Sensorelementen (10) mit einem strahlungsempfindlichen Konversionselement (1) in jedem Sensorelement (10), das in Abhängigkeit von der auftreffenden Strahlung ein elektrisches Signal erzeugt, mit Mitteln (21 bis 26) zur Verstärkung des elektrischen Signals in jedem Sensorelement (10), und mit einem Auslese- Schaltelement (30) in jedem Sensorelement (10), welches zum Auslesen des elektrischen Signals mit einer Ausleseleitung (8) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zur Verstärkung jeweils einen Source-Folger-Transistor (21) umfassen, dessen Gate mit dem Konversionselement (1) verbunden ist, dessen Source zum einen mit einer aktiven Last (23) und zum anderen mit einer Seite eines Sampling-Kondensators (26) verbunden ist, wobei die andere Seite des Sampling-Kondensators (26) über das Auslese- Schaltelement (30) mit der Ausleseleitung (8) verbunden ist, und dass am Konversionselement (1) jeweils ein Rücksetzelement (27) angeordnet ist, welches das Konversionselement (1) in einen Ausgangszustand zurücksetzt.

2. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Sampling-Kondensator (26) ein Entlade-Schaltelement (31) geschaltet ist.

3. Sensor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die aktive Last (23) und/oder das Auslese-Schaltelement (30) und/oder das Rücksetzelement (27) und/oder das Entlade-Schaltelement (31) Transistoren umfassen.

4. Sensor nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Rücksetzelement (27) und das Entlade-Schaltelement (31) eine gemeinsame Schaltleitung (4) oder separate Schaltleitungen zur Aktivierung des jeweiligen Elements (27, 31) aufweisen.

5. Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Sensorelemente (10) eine gemeinsame Schaltleitung (7) zur Aktivierung ihrer Auslese-Schaltelemente (30) aufweisen, und diese Sensorelemente (10) zur Aktivierung ihrer Rücksetzelemente (27) und/oder ihrer Entlade-Schaltelemente (31) ebenfalls gemeinsame Schaltleitungen oder eine gemeinsame Schaltleitung (4) aufweisen.

6. Verfahren zum Betrieb eines Sensors nach einem der Ansprüche 1 bis 5, mit mehreren Sensorelementen (10), welche jeweils ein strahlungsempfindliches Konversionselement (1), das in Abhängigkeit von der auftreffenden Strahlung ein elektrisches Signal erzeugt, ein Rücksetzelement (27), welches das Konversionselement (1) in einen Ausgangszustand zurücksetzt,
und einen Source-Folger-Transistor (21) aufweisen, dessen Source zum einen mit einer aktiven Last (23) und zum anderen mit einer Seite eines Sampling-Kondensators (26) verbunden ist, dessen andere Seite über ein Auslese-Schaltelement (30) mit einer Ausleseleitung (8) zum Auslesen des elektrischen Signals verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet,
dass während eines Mess- und Auslesezyklus in jedem Sensorelement (10)
in einer ersten Phase (I) das Konversionselement (1) und der Sampling-Kondensator (26)
in einen Ausgangszustand zurückgesetzt werden,
in einer zweiten Phase (II) über dem Sampling-Kondensator (26) eine Spannungsdifferenz eingestellt wird, die für das Konversionselement (1) in dem Ausgangszustand repräsentativ ist,
in einer dritten Phase (III) während einer Bestrahlung des Konversionselements (1) mittels einer Strahlungsquelle die Spannung am Sampling-Kondensator (26) gehalten wird und in einer vierten Phase (IV) die Spannungsdifferenz am Sampling-Kondensator (26) auf einen Wert eingestellt wird, welcher für das Konversionselement (1) nach der Bestrahlung repräsentativ ist, und dabei die Änderung des Potentials an der mit der Ausleseleitung (8) verbundenen Seite des Sampling-Kondensators (26) als Maß für die auf das Konversionselement (1) aufgetroffene Strahlung erfasst wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass innerhalb der zweiten Phase (II) zunächst in einer erste Teilphase (IIa) am Konversionselement (1) ein Dunkelstrom registriert wird,
und sich daran eine zweite Teilphase (IIb) anschließt, in der über dem Sampling- Kondensator (26) eine Spannungsdifferenz eingestellt wird, die einem Referenzzustand des Konversionselement (1) nach dem Registrieren des Dunkelstroms entspricht,
und daran anschließend in einer dritten Teilphase (IIc) das Konversionselement (1) in seinen Ausgangszustand zurückgesetzt wird, wobei die Spannungsdifferenz am Sampling- Kondensator (26) gehalten wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellung der Spannungsdifferenz über dem Sampling-Kondensator (26) in der zweiten und vierten Phase durch eine Aktivierung des Auslese-Schaltelements (30) erfolgt und zum Halten der Spannungsdifferenz das Auslese-Schaltelement (30) inaktiviert wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Rücksetzen des Sampling-Kondensators (26) durch Aktivierung eines parallel zum Sampling-Kondensator (26) geschalteten Entlade-Schaltelement (31) erfolgt.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mess- und Auslesezyklus für mehrere Sensorelemente (10) über gemeinsame Schaltleitungen (4, 7) gemeinsam gesteuert wird.

11. Röntgenstrahluntersuchungsgerät, umfassend eine Röntgenstrahlquelle zum Aussenden eines Röntgenstrahlbündels zum Durchleuchten eines Objekts zur Erzeugung eines Röntgenbildes sowie einen Detektor zum Erzeugen eines elektrischen Bildsignals von diesem Röntgenstrahlbild, dadurch gekennzeichnet, dass ein Röntgenstrahldetektor einen Sensor nach einem der Ansprüche 1 bis 5 umfasst.