DD269217A1 - Verfahren zur ermittlung der grobzaehlimpulse bei phasenzyklischen kapazitiven messsystemen - Google Patents

Abstract

Das Verfahren zur Ermittlung der Grobzaehlimpulse bei phasenzyklischen kapazitiven Messsystemen umfasst die Speisung der Elektroden 1 eines Abtastkopfes 2 mit Signalen, die aus einem hoch- und einem niederfrequenten Signalanteil bestehen, die Bildung zweier Ausgangssignale des Abtastkopfes 2 und deren Filterung in einem Tiefpassfilter 5. Durch Umwandlung des gefilterten Signals in ein Messsignal und Bildung eines Bezugssignals werden in einer Auswerteschaltung Zaehlimpulse gebildet. Durch entsprechende Bewertung des Inhaltes gebildet. Durch entsprechende Bewertung des Inhaltes von Zaehlern, wird die Anzahl der Grobzaehlimpulse ermittelt. Fig. 1

Description

anliegt, wobei die Steilheit des Tiefpaßfilters (5) so bemessen ist, daß Signale der Frequenz

1 2

— < f < —noch ein Ausgangssignal ergeben,

daß dieses Ausgangssignai durch einen Komparator oder Schnitt-Trigger (6) in ein Meßsignal Um umgewandelt wird,

daß mittels Flipflop-Einrichtungen, die vorzugsweise als D-Flipflops ausgebildet sind, aus dem Meßsignal U_M, aus einem Bezugssignal U_Bn mit starrer Phase, das aus dem Grundtakt T₀ durch Untersetzung abgeleitet wird, aus den Takten T₁, T₂, T₃, die aus einem Grundtakt T₀ durch ein Schieberegister abgeleitet werden und deren Breite B <3 T ist, die Nadelimpulse LR, LZ, Z gebildet werden, wobei der Nadelimpuls LR synchron zum ersten Takt T₁ ist, der zeitlich einer L/H-Flanke des Meßsignals Um folgt, der Nadelimpuls LZ synchron zum ersten Takt T₂ ist, der seitlich auf eine L/H-Flanke des Meßsignals U_M folgt, der Nadelimpuls Zl synchron zum ersten Takt T₃ ist, der der zeitlich auf eine L/H-Flanke des Bezugssignals U_Bn folgt, wobei für die Zykluszeit T_M der Takte T₁, T₂, T₃

Tm =

N-K

gilt und N und K jeweils ganze Zahlen sind und T/N der Abstand zweier L/H-Flanken des Bezugssignals U_Bn ist,

— daß LR einen Zähler mit dem Inhalt eines Rückwärtszählers lädt und LZ den Rückwärtszähler auf N zurückstellt,

— daß danach vom Rückwärtszähler die Impulse Zl solange gezählt werden, bis der nächste LZ-Impuls eintrifft,

— daß der Zähler solange mit Grobzählimpulsen GZI beaufschlagt wird, bis am Ausgang des Vergleichers, dessen Ausgangssignal R₀₂ dann und nur dann L wird, wenn sämtliche an ihm angeschlossenen Ausgänge eines Zählers L werden, R₀₂ = L wird, wobei die GZI durch die logische Verknüpfung der Signale T₀, LR, R₀₂ gebildet werden und die Anzahl G der Grobzählimpulse GZI proportional den zurückgelegten Weg X_n - X₀ in der ZeUt_n - t₀ ist,

— worin T die Schwingungsdauer, χ der Weg, t die Zeit und d die Gitterkonstante des Maßstabrasters sind.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vom ftückwärtszähler (13) gezählten Impulse Zl als negativ bewertet werden, wenn der Ausgangspegel R₀₁ des Vergleichers (15), für das das gleiche wie für den Vergleicher (16) gilt, immer größer Null bleibt.

Hierzu 2 Seiten Zeichnungen

Anwondungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur ErmiMlung der Grobzählimpulse bei phasenzyklischen Meßsystemen, insbesondere für , netzunabhängige kapazitive batteriegetriebene Längenmeßsysteme, für Meßgeräte oder Meßsysteme für Werkzeugmaschinen.

Kritik der bekannten technischen Lösungen

In der Technik ist die Anwendung von Wegmeßsystemen bekannt, die auf kapazitiver Grundlage arbeiten (DE-OS 2539 211; DE-OS 2830432). Diese Meßsysteme werden Im allgemeinen durch vier periodische Signale gespeist, die jeweils um 90° phasenverschoben sind. Der Geber dieser Meßsysteme wandelt bei seiner Verschiebung relativ zu einem Meßstabraster diese Signale in ein Meßsignal um, deren Phase der Position des Gebers proportional ist. Mit elektronischen Mitteln wird aus der Signalphase die Position des Gebers auf Bruchteile der Gitterkonstante des Maßstabrasters mit hoher Auflösung ermittelt. Die Ermittlung der Anzahl der Impulse der beim Verfahren der Geber zurückgelegten Wegstrecken in der Größe der Gitterkonstante geschieht damit im allgemeinen dadurch, daß aus den fortlaufend ermittelten Feinwerten, diese Grobwerte abgeleitet werden. Nachteilig ist dabei vor allem die nur relativ geringe Verfahrgesch. .indigkeit des Gebers. Ferner ist die fortlaufende Auswertung des Feinwertes notwendig, was einen erhöhten Energieaufwand bedingt, der für Anwendungen, die einen netzunabhängigen Betrieb des Meßsystems erfordern, nichtzur Verfügung steht. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß, um hohe Auflösungen zu erreichen, mit Signalen niedriger Frequenz gearbeitet werden muß. Dadurch liefert der Geber relativ kleine Amplituden seiner Ausgangssignale, deren Phase durch Abstandsänderungen und Umwelteinflüsse leicht beeinflußt werden kann.

Ziel der Erfindung

Es ist deshalb Ziel der Erfindung, die Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen und den Energieverbrauch bei der Ermittlung der Grobzählimpulse zu verringern und die Genauigkeit bei Meßsystemen zu erhöhen.

Wesen der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Ermittlung der Grobzählimpulse bei phasenzyklischen kapazitiven oder induktiven Meßsystemen zu schaffen, welches eine hohe Verfahrgeschwindigkeit der Geber zuläßt und weitestgehend frei von Umwelteinflüssen auf die Phasenlage der Signale ist.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe bei einem Verfahren zur Ermittlung der Grobzählimpulse bei phasenzyklischen kapazitiven Meßsystemen, deren Geber durch vier periodische, um jeweils 90° phasenverschobene Signale gespeist werden, wobei diese Signale bei der Verschiebung der Geber relativ zu einem Meßstabraster in Meßsignale umgewandelt weraen, deren Phase der Position der Geber proportional ist, dadurch gelöst, daß den Elektroden des Abtastkopfes vier Signale Ui... U₄ zugeführt werden, die dem Produkt aus einem hochfrequenten und einem niederfrequenten Signalanteil proportional sind, wobei die niederfrequenten Signalanteile gegeneinander um jeweils ein Viertel iheror Periode phasenverschoben sind, daß diese Signale U₁, U₂, U₃, U₄ im Abtastkopf miteinander überlagert und daraus zwei um 180° phasenverschobene Ausgangssignale gebildet werden, daß die Ausgangssignale des Abtastkopfes einem Demodulator zugeführt werden, an dessen Ausgang und nach Filterung in einem Tiefpaßfilter ein niederfrequentes Signal U

U =

f 2ir 2trx |

1 2

anliegt, wobei die Steilheit des Tiefpaßfilters so bemessen ist, daß Signale der Frequenz — < f < — noch ein Ausgangssignal

ergeben, daß dieses Ausgangrsignal durch einen Komparator oder Schmitt-Trigger in ein Meßsignal Um umgewandelt wird, daß mittels Flipflop-Einrichtungen, die vorzugsweise als D-Flipflops ausgebildet sind, aus dem Meßsignal U_M> aus einen Bezugssignal U_Bn mit starrer Phase, das aus dem Grundtakt T₀ durch Untersetzung abgeleitet wird, aus den Takten T), T₂, T₃, die aus einem Gruntakt T₀ durch ein Schieberegister abgeleitet werden und deren Breite B <* T ist, die Nadelimpulse LR, LZ, Z gebildet werden, wobei der Nadelimpuls LR synchron zum ersten Takt Ti ist, der zeitlich einer L/H-Flanke des Meßsignals U_M folgt, der Nadelimpuls LZ synchron zum ersten Takt T₂ ist, der zeitlich auf eine L/H-Flanke des Meßsignals Um folgt, der Nadelimpuls Zl synchron zum ersten Takt T₃ ist, der der zeitlich auf eine L/H-Flanke des Bezugssignals U_Bn folgt, wobei für die Zykluszeit T_M der Takte T₁, T₂, T₃

gilt und N und K jeweils ganze Zahlen sind und T/N der Abstand zweier L/H-Flanken des Bezugssignals U_BN ist, daß LR einen Zähler mit dem Inhalt eines Rückwärtszählers lädt und LZ den Rückwärtszähler auf N zurückstellt, daß danach vom Rückwärtszähler die Impulse Zl solange gezählt werden, bis der nächste LZ-Impuls eintrifft, und daß der Zähler solange mit Grobzählimpulsen GZI beaufschlagt wird, bis am Ausgang des Vergleichers, dessen Ausgangssignal Ro₂ dann und nur dann L wird, wenn sämtliche an ihm angeschlossenen Ausgänge eines Zählers L werden, B₀₂ = L wird, wobei die GZI durch die logische Verknüpfung der Signale T₀, LR, R₀₂ gebildet werden und die Anzahl G der Grobzählimpulse GZI proportional dem zurückgelegten Weg X_n - X_oinderZeitt„ - toist.worinTdieSc^wingungsdaueoxderWeg.tdieZeitundddieGitterkonstante des Meßstabrasters sind.

Zur Auswertung wegproportionaler Grobzählimpulse zwecks Bestimmung des Weges ist es vorteilhaft, wenn die vom Rückwärtszähler gewählten Impulse Zl als negativ bewertet werden, wenn der Ausgangspegel R_Oi des Vergleichers, für das des gleiche wie für den Vergleicher R₀₂ gilt, immer größer Null bleibt.

Damit wird ein energiesparendes, insbesondere für batteriebetriebene, kapazitive Meßsysteme geeignetes Verfahren zur Ermittlung dor Grobzählimpulse erreicht, ohne aus fortlaufend ermittelten Feinimpulsen die Grobimpulse ableiten .u müssen. Die Verfahrgeschwindigkeiten des Gebers gegenüber dem Meßstabraster ist groß. Dadurch, daß der Geber mit Signalen hoher Frequenz gespeist werden kann, werden hohe Ausgangssignale, die sich gut auswerten lassen, gewonnen. Ferner wird erreicht, daß Einflüsse auf den Geber nicht die Phase der niederfrequenten Signale beeinflussen, in welchen die Informationen über die Grobzählimpulse enthalten sind.

Ausführungsbeispiel Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. In der Zeichnung zeigen

Fig. 1: die Schaltung zur Durchführung des Verfahrens, Fig. 2: die Signalverläufe.

Bei phasenzyklischen kapazitiven Meßsystemen werden die Elektroden 1 eines Abtastkopfes 2 (Fig. 1), der ein kapazitives Maßstabraster 3 abtastet, mit vier um 90° phasenverschobene Signale U₁; U₂, U₃; U₄ gespeist, die dem Produkt aus einem hoch- und einem niederfrequenten Signalanteil proportional sind. Es sind

U₁ = U₀(M)-U(Vt)

2o ° 4

U₃ = U₀(M)-U(f₀· t + y)

U₄ = U₀ (f · t) · U (f_o · t + -|- ^T> _;

wobei U₀ (f t) der hoch- und U (f₀ t) der niederfrequente Anteil sind. T = — ist dabei die Periode, f₀ die Frequenz des

fo

niederfrequenten, f die Frequenz des hochfrequenten Signalanteile und t die Zeit. Im Abtastkopf 2 werden die Signale U₁ bis U₄ miteinander überlagert, und es stehen am Ausgang des Abtastkopfes 2 zwei um 180° phasenverschobene Ausgangssignale an, die, falls erforderlich, über einen Verstärker einem Demodulator 4 zugeführt werden, und wobei nach Filterung in einem nachgeordneten Tiefpaßfilter 5 ein niederfrequentes Signal Uf

U_F = U_s sin

ί 2n, 2n

\— ^χ—*ι

gebildet wird, worin Us die Scheitelspannung, d die Gitterkonstante des Maßstabrasters 3 und χ der Weg sind. Durch das Tiefpaßfilter 5 werden die Oberwellen aus den den Demodulator 4 verlassenden Signalen herausgefiltert. Dazu ist es notwendig, eine hinreichend große Steilheit des Tiefpaßfilters 5 festzulegen und diese so zu bemessen, daß auch Signale mit einer Frequenz

2 f < — ein Filterausgangssignal ergeben, welches von einem nachgeordneten Komparator oder Schnitt-Trigger 6 in ein

Meßsignal Um umgewandelt werden kann. Damit wird erreicht, daß die Elektrode 1 des Abtastkopfes 2 mit Signalen Ui bis U₄ hoher Frequenz gespeist werden können, wodurch ein hohes Ausgangssignal erreicht wird und am Ausgang ein leichtauswertbares Signal niederer Frequenz bereitsteht. Einflüsse auf die Elektroden 1 beeinflussen nicht die Phase des niederfrequenten Signals, welches die Weginformationen beinhaltet.

Gemäß Fig. 1 erzeugt ein, durch einen von einem Impulsgenerator 7 gelieferten Grundtakt T₀ beaufschlagtes Schieberegister 8 eine zyklische Folge von Takten T₁, T₂, T₃ (Fig. 1), deren Verlauf in Fig. 2 dargestellt ist, wobei für die Impulsbreite B der Takte

B < T gilt. Die Periode oder Zykluszeit der Taktfolge ist dabei T_M = ,——rwobei N und K ganze Zahlen sind.

N · K

Mittels vorgesehenen Flipflop-Einrichtungen, vorzugsweise D-Flipflops 9,10 bzw. 11,12 werden aus dem Meßsignal U_M und einem Bezugssignal U_3n mit der Periode T/N (Fig. 2), das aus dem Grundtakt T₀ durch Untersetzung gewonnen wird, die zu den Takten T₁ bzw. T₂ bzw. T₃ synchronen Nadelimpulse LR, LZ, Zl erzeugt, wobei dann LZ und Zl einem nachgeschalteten Rückwärtszähler 13 und LR einem Zähler 14 zugeführt werden. LR lädt den Zähler 14 mit dem Inhalt de ο Rückwärtszähler 13. Anschließend wird, veranlaßt durch LZ, der Rückwärtszähler 13 auf N zurückgestellt, wobei N eine gewählte Anzahl der Grobzählimpulse GZI ist, die beim Bewegen des Abtastkopfes 2 über eine Gitterkonstante d des Maßstabrasters 3 erzeugt werden.

Danach werden vom Rückwärtszähler 13 die Impulse Zl gezählt, die bis zum nächsten eintreffenden LZ-Impuls eintreffen. Diese Impulse Ll werden als negativ bewertet, sofern der Ausgangspegel Ro₁ am Ausgang eines den Zählern nachgeordneten Vergleichers 15 immer H (high) bleibt, wobei der Vergleicher so aufgebaut ist, daß der Ausgangspegel R₀₁L (low) wird, sofern sämtliche Ausgänge des Zählers, die mit dem Vergleicher verbunden sind, L werden. Andernfalls wird J?r Zählerinhalt als positiv bewertet. Mit dem Impuls LR = H wird der Inhalt des Rückwärtszählers 13 in den Zähler 14 übernommen. Dieser Zähler 14 wird bei LR = L solange mit Grobzählimpulsen GZI beaufschlagt, bis am Ausgang eines mit dem Zähler 14 verbundenen Vergleichers 16 ein Pegel R₀₂ = L anliegt, wobei für den Vergleicher (16) das zum Vergleicher (15) Gesagte gilt. Die Anzahl G dieser Grobzählimpulse GZI ist dann proportional dem in der Zeit t„-t₀ zurückgelegten Weg x_n-x_o des Abtastkopfes 2 relativ zum Maßstabraster 3. Die Grobzählimpulse GZI werden einer Auswerteeinrichtung 17, die mit den Ausgängen der Vergleicher 15 und 16 verbunden ist, zur weiteren Verarbeitung für Meß- oder Steuerzwecke zugeführt.

Claims (1)

1. -1- 269 ?17 Patentansprüche:

   1. Verfahren z.jr Ermittlung der Grobzählimpulse bei phasenzyklischen kapazitiven Meßsystemen, deren Gebe * durch vier periodische, um jeweils 90° phasen verschobene Signale gespeist werden, wobei diese Signale bei der Verschiebung der Geber relativ zu einem Meßstabraster in Meßsignale umgewandelt werden, deren Phase der Position der Geber proportional ist, dadurch gekennzeichnet,

   — daß den Elektroden (1) des Abtastkopfes (2) vier Signale U,... U₄ zugeführt werden, die dem Produkt aus einem hochfrequenten und einem niederfrequenten Signalanteil proportional sind, wobei die niederfrequenten Signalanteile gegeneinander um jeweils ein Viertel ihrer Periode phasenverschoben sind,

   — daß diese Signale U₁, U₂, U₄ ein Abtastkopf (2) miteinander überlagert und daraus zwei um 180° phasenverschobene Ausgangssignale gebildet werden,

   — daß die Ausgangssignale des Abtastkopfes (2) einem Demodulator (4) zugeführt werden, an dessen Ausgang und nach Filterung in einem Tiefpaßfilter (5) ein niederfrequentes Signal U