DD256971B5 - Schaltungsanordnung zur Rueckgewinnung phasen-bzw.frequenzmodulierter Signalanteile - Google Patents

Description

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Demodulation phasen- bzw. frequenzmodulierter Signale bei solchen Übertragungssystemen, bei denen ein hoher Anteil von Amplitudenmodulation (AM) einem geringen Anteil von Phasenmodulation (PM) gegenüber steht und bei denen insbesondere noch eine weiche Umtastung erfolgt. Solche Übertragungssysteme mit zusätzlicher Phasen- bzw. Frequenzumtastung dienen der Übertragung zusätzlicher Informationen analoger oder digitaler Art unter Ausnutzung der vorhandenen Redundanz bei der AM-Hörrundfunkübertragung. Diese zusätzliche Übertragung bleibt auf den Hörrundfunkempfang mit üblichen Empfängern ohne hörbaren Einfluß; stellt aber an die Rückgewinnung der Zusatzinformationen besondere Bedingungen, auf deren Erfüllung sich die Erfindung bezieht. Weitere Anwendungsmöglichkeiten bestehen allgemein auch bei anderen phasen- bzw. frequenzmodulierten Übertragungssystemen mit starken AM-Störeinflüssen, beispielsweise bei der Fernübertragung mittels Schmalband-FM, bei deren Empfang hohe Stör- und Rauscheinflüsse zu berücksichtigen sind.

Charakteristik des bekannten Standes der Technik

Es sind allgemein mehrere Möglichkeiten bekannt, wie hochfrequente Trägerschwingungen zur Übertragung phasen- und/oder frequenzmodulierter Informationen zur Rückgewinnung der Informationen phasen- oder frequenzdemoduliert werden können. Zu den aus der Standard- und Patentliteratur bekannten Systemen gehören Ringdemodulatoren (PHM), Gegentaktdemodulatoren (PHM), Flankendemodulatoren (FM), Rieggerkreis-Demodulatoren (PHM), Ratiodetektoren (FM), Koinzidenzdemodulatoren (FM), Phasendemodulatoren mit speziellen Bauelementen, z. B. Enneoden (PHM) oder Doppelgate-FET (PHM) und andere Formen der Produkt-Demodulation, die Mischschaltungen enthalten (PHM) sowie FM-Demodulatoren, die nach dem Zählerprinzip arbeiten (FM). Darüber hinaus sind Demodulatorschaltungen auf der Basis von Phasenregelschleifen (PLL) bekannt und weitverbreitet, wie in DE-OS 2939 402, DE-OS 2853 890 und DE-OS 3616 864, sowie dort weiterer zitierter Quellen beschrieben, mit deren Hilfe eine differenzierende Phasendemodulation (entspricht etwa einer Frequenzdemodulation) mit Rauschunterdrückung möglich ist, welche die oben erwähnten Demodulationsprinzipien nicht aufweisen. Prinzipiell arbeiten die PLL-Demodulatoren als Phasendetektoren durch den Phasenvergleich des an einem Eingang anliegenden RF- bzw. ZF-Signals des Empfängers mit der phasenmodulierten Information, und des am anderen Eingang des Phasendetektors anliegenden Referenzsignals des VCO (spannungsgesteuerten Oszillators) gleicher Frequenz. Am Ausgang des Phasendetektors entsteht eine Spannung, die dem Phasenunterschied beider Eingangssignale proportional ist. Ein dem Phasendetektor nachgeschaltetes Tiefpaßfilter (lead-lag-Filter mit nachgeschaltetem

einfachen RC-Tiefpaß) unterdrückt alle RF- bzw. ZF-frequenten Anteile der Phasendetektor-Ausgangsspannung und liefert am Ausgang eine Regelspannung, die zur Regelung der Frequenz (und damit zunächst der Phase) des VCO dient, um ihn mit der Frequenz des phasenmodulierten Eingangssignals zu synchronisieren. Die sehr niedrige untere Grenzfrequenz des lead-lag-Filters unterdrückt die Rauschanteile des phasenmodulierten Eingangssignals und des VCO-Signals stark, wodurch ein Rauschminderungseffekt (Gegenkopplung) auftritt. Das lead-lag-Filter beeinflußt das Regelverhalten der PLL bei geeigneter Dimensionierung der Zeitkonstanten derart, daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors näherungsweise dem Differenzialquotienten der Phasenänderung nach der Zeit, also der Momentanfrequenz des Eingangssignals proportional ist, so daß ein nahezu idealer Frequenzdemodulator entsteht. Die große Zeitkonstante des lead-lag-Filters sorgt für eine Trägheit der gesamten PLL-Anordnung (Speichereffekt), so daß sie nach entsprechendem "Einrasten" im Haltebereich stabil arbeitet. Nur extreme impulsartige Störungen fuhren zum "Ausrasten" und damit zum Versagen wie sie beim bevorzugten Anwendungsgebiet vorkommen können.

Die in DE-OS 2939 402 beschriebene Schaltungsanordnung zur Demodulation frequenzmodulierter Signale zweigt den Weiterverarbeitungsweg nach dem TP-Filter (20) ab. Hinter diesem Filter ist praktisch nur noch die Gleichspannung als Regelspannung für den VCO (22) vorhanden, so daß der Wirkungsgrad und -mechanismus dieser zitierten Anordnung sogar technisch anzuzweifeln ist.

Ein weiterzuverarbeitendes Signal müßte vor dem TP-Filter (20) abgenommen werden. Das ist nicht der Fall.

Dabei wären eine drastische Unterdrückung schädlicher ZF-Anteile vor der Weiterverarbeitung des Nutzsignals und eine Impulsformung zur Optimierung des Verlaufes der weiterzuverarbeitenden Information durch Entzerrung der Verformung des Nutzsignals auf dem Übertragungsweg zusätzlich zu realisieren. (Reduzierung eines schädlichen Über- bzw. Unterschwingens zur Verbesserung der Signalerkennung im nachfolgenden Fehlerschutz- und -Signalregenerationsblock des vollständigen Phasendemodulators)

Eine derartige Lösung steht mit DE-OS 2939 402 nicht zur Verfügung.

Der in DE-OS 2853 890 beschriebene Einsatz des TP-Filters "RF" ist ausdrücklich für die Funktion als Schmalband-PLL erforderlich.

Die angestrebte erfinderische Lösung entspricht aber als FM-Demodulator eindeutig im Sinne der hier gegebenen Definitionen - die korrekt sind - einer Breitband-PLL-Lösung, für die aber dieses zusätzliche Filter "RF" völlig unbrauchbar ist.

Es wird in beiden zitierten Schriften an keiner Stelle darauf hingewiesen, daß die eingesetzten Tiefpässe mit ihrer Dimensionierung eine wesentliche Beeinflussung des Zeitverhaltens, d. h. der Erzielung eines ganz bestimmten Zeitverlaufes des ausgangsseitigen Nutzsignals, bewirken

sollen und können. Es wird dort nur von üblicherweise interessanten Grenzfrequenzen, von Frequenzgängen bzw. -verlaufen gesprochen, d. h. das Frequenzverhalten der Anordnung betrachtet, was für die angegebenen Einsatzfalle auch richtig und allein interessant ist.

Die oben erwähnten Eigenschaften der PLL nutzt auch ein modifiziertes AM-Hörrundfunksystem mit weicher Phasenumtastung (DE-OS 3616 864), bei dem empfängerseitig zur Rückgewinnung der diskreten Zusatzinformation ein einfacher Zusatzbaustein in integrierter Schaltungstechnik vorgesehen ist. Der dort eingesetzte zusätzliche Phasendemodulator enthält einen Begrenzerverstärker zur Unterdrückung der AM-Tonmodulation, einen PLL-Demodulator mit optimiertem Frequenz- und Zeitverhalten der Schleife zur Rückgewinnung der diskreten Phaseninformation sowie eine Signalaufbereitungs- und Ausgangsstufe zur Regenerierung der verschliffenen und möglicherweise verzerrten diskreten Signale der zusätzlich übertragenen Informationen und zur Erzeugung des erforderlichen Systemausgangspegels. Die Tiefpaßfilter-Zeitkonstanten und damit - Grenzfrequenzen der insgesamt vier RC-Tiefpässe im Phasendemodulatorbaustein des Empfängers sind dort, ausgehend von der Problematik der zusätzlich zur Amplitudenmodulation erfolgenden weichen Phasenumtastung um Phasenwinkel < 180°, optimal an die Form der zu demodulierenden, digitalen Phaseninformation angepaßt, um eine stabile, möglichst unverzerrte und ungestörte (störimpuls- und jitterfreie) Rückgewinnung der übertragenen zusätzlichen diskreten Informationen eines transparenten Datenkanals zu gewährleisten

Die vier Tiefpaßfilter dieser Schaltung erfüllen folgende Aufgaben:

- 1. Tiefpaß, geringe Zeitkonstante, Unterdrückung hochfrequenter ZF-Reste des Trägers, vor dem Abzweigen des Nutzsignals der zusätzlichen Informationen aus der Schleife (üblich).

- 2. Tiefpaß, sehr hohe Zeitkonstante, lead-lag-Filter (Schleifenfilter), sichert die Stabilität der PLL und ihre differenzierende Wirkung bei hoher Trägheit für langsame Frequenzänderungen und impulsartige Störungen (üblich).

- 3. Tiefpaß, geringe Zeitkonstante, die etwa dem Kehrwert der Schleifengrenzfrequenz, der OfFenschleifenverstärkung entspricht und als Systemzeitkonstante zur Optimierung des Zeitverhaltens der rückgewonnenen, differenzierten Phaseninformation genutzt wird, ist zusätzlich in die Schleife eingefugt.

- 4. Tiefpaß, Zeitkonstante entspricht etwa der des 3. Tiefpasses, dient der nachfolgenden Unterdrückung synchroner Störphasenmodulationsanteile der Phasendetektor-Ausgangsspannung vor der Signalregenerierung und liegt außerhalb der PLL-Schleife.

Diese 4 Tiefpässe stellen bei Berücksichtigung der Dämpfungen und des Abgleiches einen verhältnismäßig großen Aufwand dar, obwohl der Störspannungs-Unterdrückungseffekt bei optimalem Zeitverlauf des demodulierten und für die möglichst jitterfreie Regenerierung der zusätzlichen Phaseninformation vorbereiteten Datensignals gerade noch die erforderlichen besonderen Bedingungen weich umgetastete Phasenmodulation aus starker Amplitudenmodulation zu erkennen, erfüllt. Eine weitere Verbesserung dieses Verhaltens ist bei der gegebenen Anordnung nur durch wenigstens ein weiteres 5. RC-Tiefpaßfilter im Signalweg, d. h. außerhalb der PLL-Schleife, nach dem 4. Tiefpaß möglich, was aber den Aufwand weiter erhöht.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist die Verbesserung der qualitativen Bedingungen, insbesondere hinsichtlich Störunempfindlichkeit der PM-Demodulation bei einer Verringerung des Aufwandes an Tiefpässen, die den Aufwand an äußerer Beschaltung der sonst integrationsfahigen empfangsseitigen Schaltungsstruktur bestimmen.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Ausgehend von der erwähnten Zielstellung zeigt eine Analyse der technischen Mängelursachen einen Widerspruch zwischen den Möglichkeiten der Qualitätssteigerung mit größerer Zahl von Tiefpaßfiltern einerseits und dem Bestreben der Integration, der Aufwandsminderung bei der Vielzahl von Empfängern und der Zuverlässigkeitssteigerung, die ebenfalls unter der steigenden Zahl von Tiefpaßfiltern leidet, andererseits. Die Überwindung dieses Widerspruchs durch eine veränderte Schaltungsstruktur mit höherer Störsicherheit bei geringerer Zahl von Tiefpaßfiltern ist die Aufgabe der Erfindung.

Gegenstand dieser Erfindung ist nicht schlechthin die Anwendung eines zusätzlichen Tiefpaßfilters im Rückführungszweig der PLL, sondern eine Kombination von TP-Filtern, die im wesentlichen eine für übliche PLL erforderliche - und damit nicht übliche - Impulsformeraufgabe zu lösen hat, die eine genaue Abstimmung der TP-Kenngrößen voraussetzt, die vom Zeitverhalten der übertragenen digitalen Informationen, vom Phasenmodulator des Übertragungssystems über den gesamten Funkkanal bis zum anmeldungsgemäßen Phasendemodulator durch eine spezifische weiche Phasenumtastung bzw. -modulation, abhängt. Diese Aufgabe ist mit herkömmlichen PLL-Schaltungen, wie z. B. Frequenzaufbereitungssysteme oder auch gewöhnliche FM- bzw. PM-Detektoren, nicht zu lösen.

Die Erfindung löst diese Aufgabe dadurch, daß das erste Tiefpaßfilter mit der Systemzeitkonstante zwischen dem Phasendetektorausgang einerseits und der Verzweigung zur Auskopplung zum Weiterverarbeitungszweig des Ausgangssignals und zur Schleife mit dem zweiten Tiefpaßfilter, dem leag-lag-Filter, andererseits liegt und daß im Weiterverarbeitungszweig, lose an das erste Tiefpaßfilter angekoppelt, vor der Regenerier- und Impulsformerstufe ein drittes Tiefpaßfilter mit annähernder Systemzeitkonstante liegt. Die lose Ankopplung zwischen dem ersten und dritten Tiefpaßfilter kann in einer ersten vorteilhaften Ausbildung durch einen zwischengeschalteten Verstärker realisiert sein.

Eine zweite Möglichkeit besteht darin, daß als drittes Tiefpaßfilter ein aktives Filter eingesetzt ist.

Eine dritte, besonders aufwandsarme Möglichkeit der losen Ankopplung besteht darin, daß das erste und dritte Tiefbaßfilter mit unterschiedlichem R/C-Verhältnis bei annähernd gleichem RC-Produkt realisiert sind.

Der besondere Effekt der Erfindung, auf welche Weise die hohe Störsicherheit erzielt ist, ist zwecks leichterer Verständlichkeit im Ausfuhrungsbeispiel beschrieben.

Ausführungsbeispiel

Anhand eines Ausführungsbeispieles ist nachstehend die Erfindung näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigt die

Fig. 1: ein Blockschaltbild des Phasendemodulators und Fig. 2: ein vergleichendes Diagramm der Störunterdrückung.

Nach einer nicht dargestellten üblichen Verstärkung und Begrenzung des empfangenen Signals liegt am Eingang des Phasendetektors PD eine Phasenmodulationsfunktion Ψ(ί) der Zwischenfrequenz fzp. Am Ausgang des Phasendetektors PD und am Eingang des ersten RC-Tiefpaßfilters TP 1 erscheint eine Spannung uj)(t), die auch am Ausgang und damit sowohl am Weiterverarbeitungszweig als auch am zweiten Tiefpaßfilter TP 2, dem lead-lag-Filter (Schleifenfilter) liegt. An dessen Ausgang, dem RC-Spannungsteiler der kleineren Zeitkonstante τ 2 ⁼ кT ' ^τ2 (^T ⁼ Teilerfaktor < < 1), liegt eine Regelspannung mit definiertem Gleichspannungsanteil (der Phasendifferenz am Phasendetektor PD proportional) und Signalanteil (der integrierten Signalspannung urj(t) etwa proportional), die mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO verbunden ist. Der Gleichspannungsanteil dieser Regelspannung sorgt für die Stabilität und Trägheit des gesamten PLL-Demodulators, während die integrierte Signalspannung J uj)(t)dt innerhalb des geschlossenen Regelkreises die differenzierende Wirkung des Demodulators hervorruft.

Der Weiterverarbeitungszweig zur Filterung, Regenerierung, Impulsformung und Erzeugung des gewünschten Ausgangspegels der rückgewonnenen (differenzierten) Phaseninformation am Ausgang des Tiefpaßfilters TP 1 besteht im gewählten Beispiel aus einem Verstärker zur Entkopplung, dem dritten Tiefpaßfilter TP 3, das der zusätzlichen Störsignalunterdrückung und der bekannten Regenerier- und Impulsformerstufe F zur Wiederherstellung definierter rechteckförmiger Datensignale dient.

Zur Erklärung des Effektes der Erfindung erfolgt zuerst eine Betrachtung im Verhältnis zur Vergleichslösung (DE-OS 3616 864, Fig. 2).

Der erste Tiefpaß TP 1 nach dem Phasendetektor PD mit der Systemzeitkonstante übernimmt gegenüber der Vergleichslösung drei Aufgaben - gegenüber einer - welche sind:

- Unterdrückung hochfrequenter ZF-Reste des Trägers (üblicher Effekt bzw. 1. Tiefpaß 15 der Vergleichslösung),

- Optimierung des Zeitverhaltens der rückgewonnenen, differenzierten Phaseninformation (Effekt des 3. Tiefpasses 17 der Vergleichslösung) und

- erste Unterdrückung synchroner Störphasenmodulationsanteile der Phasendetektor-Ausgangsspannung, (Effekt des 4. Tiefpasses 18 der Vergleichslösung).

Der zweite Tiefpaß TP 2, das lead-lag-Filter, jetzt ohne Änderung des Gesamtverhaltens der PLL und in seiner Dimensionierung unverändert dem 1. Tiefpaß 15, sowie dem ersten Tiefpaß TP 1 nachgeschaltet und an seinem Spannungsteilerabgriff direkt mit dem VCO verbunden ist.

Der 3. Tiefpaß 15 der Vergleichslösung kann entfallen, da seine Wirkung der erste Tiefpaß TP 1 übernimmt, ebenso der ehemals 4. Tiefpaß 18 der Vergleichslösung, da sein Effekt auch im ersten Tiefpaß TP 1 integriert enthalten ist.

Der dritte Tiefpaß TP 3, der dem ersten Tiefpaß TP 1 außerhalb der PLL-Schleife nachgeschaltet ist, bewirkt eine zusätzliche Störspannungsunterdrückung durch eine damit verwirklichte Doppeltiefpaßstruktur im Signalweg, die bei optimaler Dimensionierung gleichzeitig eine weitere Verbesserung des Zeitverhaltens vor der Signalregenerierung ergibt (Verbesserung der Wirkung des 4. Tiefpasses 18 der Vergleichslösung). Die Zeitkonstante des dritten Tiefpasses TP 3 entspricht etwa der des 4. Tiefpasses 18 der Vergleichslösung.

Die bestimmende Zeitkonstante Γ2 des zweiten Tiefpasses TP 2 ist sehr groß (einige Sekunden). Das Teilerverhältnis, Verhältnis des kleinen zum großen Widerstand im Tiefpaß TP 2, richtet sich nach der Gesamt-Offenschleifenverstärkung, die hier der Grenz-(kreis)frequenz »g entspricht und in einer engen Beziehung zur Systemzeitkonstante T₀ des Phasenmodulators im modifizierten AM-Hörrundfunksystem steht (0,8=«оГ₀=1).

Der Ausgang des zweiten Tiefpasses TP 2 - am Spannungsteilerabgriff - ist direkt mit dem Eingang des VCO (Kapazitätsdiodenschaltung) verbunden.

Der dritte Tiefpaß TP 3 hat eine Zeitkostante 73, die in der Nähe der Systemzeitkonstante T₀ liegt. Der Ausgang des dritten Tiefpasses TP 3 ist mit dem Eingang der nachfolgenden Regenerier- und Impulsformerstufe F verbunden.

Die optimale Bemessung der Zeitkostanten bzw. Grenzfrequenzen der drei Tiefpässe ergibt in Verbindung mit der losen Ankopplung des Tiefpasses TP 3 an den Tiefpaß TP 1, dessen Zeitkonstante τ ι ebenfalls der Systemzeitkonstante T₀ entspricht, neben einer erhöhten Unterdrückung von Störsignalen und harmonischen Amplitudenmodulationsanteilen - um zusätzlich 20 dB/Dekade - eine Verbesserung der Signalform des Nutzsignals.

Das vergleichende Diagramm der Fig. 2 verdeutlicht dies an drei Verläufen der frequenzunabhängigen Dämpfung. Der erste Dämpfungsverlauf a ist der eines üblichen lead-lag-Schleifenfilters allgemein bekannter Art. Der zweite Dämpfungsverlauf b gehört zur Vergleichslösung mit vier RC-Tiefbaßfiltern. Der dritte Dämpfungsverlauf с verdeutlicht die Wirkung der Erfindung. Das Ergebnis ist eine nahezu jitterfreie Signalregenerierung bei maximaler Augenöffhung, d. h. Störspannungsunterdrückung.

Claims (3)

1. Patentansprüche

   1. Schaltungsanordnung zur Rückgewinnung phasen- bzw. frequenzmodulierter Signalanteile aus Übertragungssystemen mit hohem Anteil von Amplitudenmodulation und einem insbesondere weich mit ( 180° umgetasteten Phasenwinkel erzeugten phasenmodulierten Signalanteil mit einem senderseitigen Impulsformerfilter der Zeitkonstante T₀ mittels eines PLL-Demodulators mit lead-lag-Schleifenfilter, Phasendetektor, VCO und weiteren Tiefpaßfiltern, von denen wenigstens eines eine Systemzeitkonstante aufweist, die an die senderseitige Zeitkonstante T₀ angepaßt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Tiefpaßfilter mit der Systemzeitkonstante (TP 1) zwischen dem Phasendetektorausgang (PD) einerseits und der Verzweigung zur Auskopplung zum Weiterverarbeitungszweig des Ausgangssignals und zur Schleife mit dem zweiten Tiefpaßfilter (TP 2), dem lead-lag-Filter, andererseits liegt und daß im Weiterverarbeitungszweig, lose an das erste Tiefpaßfilter (TP 1) angekoppelt, vor der Regenerier- und Impulsformerstufe (F), ein drittes Tiefpaßfilter (TP 3) mit annähernder Systemzeitkonstante liegt.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die lose Ankopplung zwischen dem ersten Tiefpaßfilter (TP 1) und dritten Tiefpaßfilter (TP 3) durch einen zwischengeschalteten Verstärker realisiert ist.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die lose Ankopplung zwischen dem ersten Tiefpaßfilter (TP 1) und dritten Tiefpaßfilter (TP 3) durch unterschiedliche R/C-Verhältnisse bei annähernd gleichem RC-Produkt realisiert ist.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen