DD250779A5 - Vorrichtung zur Spannungsmessung durch Abtastung - Google Patents

Abstract

Die Vorrichtung enthaelt eine von einem Steuergenerator (12) angetriebene, die zu messende Spannung abtastende Einheit (2), einen das abgetastete Signal verstaerkenden Verstaerker (3) und eine das verstaerkte Signal der vorgeschriebenen Messaufgabe entsprechend auswertende Signalverarbeitungseinheit (6). Gemaess der Erfindung weist die Vorrichtung einen, ein Hilfssignal herstellenden Hilfsoszillator (14), sowie zwischen der Abtasteinheit (2) und der Signalverarbeitungseinheit (6) einen Verstaerker (3) mit steuerbarer Verstaerkung und einen Differenzkreis (5) auf. Das Hilfssignal ist einerseits, mit der zu messenden Spannung zusammen, an einem Signaleingang (17) der Abtasteinheit (2), andererseits durch einen Phasenschieber (13) an einen Eingang (25) des Differenzkreises (5) angeschlossen. Zwischen dem Ausgang des Differenzkreises (5) und/oder seinen dem steuerbaren Verstaerker (3) angeschlossenen anderen Eingang (24) einerseits und den Steuereingang (21) des steuerbaren Verstaerkers (3) andererseits, ist ein auf die Frequenz des Hilfssignals selektiver Rueckkopplungszweig (28) angeschlossen. Fig. 1

Description

Hierzu 3 Seiten Zeichnungen

Anwendungsgebiet der Erfindung

Der Gegenstand der Erfindung ist eine Vorrichtung zur Spannungsmessung durch Abtastung, welche besonders in, im breiten Frequenzbereich arbeitenden individuellen Geräten oder in Meßautomaten verwendet werden kann.

Charakteristik des bekannten Standes der Technik

Bei hochfrequenten Voltmetern bestimmt und dadurch auch beschränkt die gewählte Wirkungsweise im allgemeinen das Anwendungsgebiet des Meßgerätes. Die Zahl der wählbaren Systeme ist im Falle der Anwendung in Meßautomaten weiter eingeengt. Bei diesen Meßgeräten mit einer oberen Grenzfrequenz von GHz Größenordnung ist es nämlich notwendig, eine schnelle Funktion, eine große Genauigkeit und gute zeitliche sowie thermische Stabilität zu gewährleisten. Für die auch in Meßautomaten anwendbaren und programmierbaren Hochfrequenzvoltmeter sind zwei Lösungstypen bekannt bzw. ein mit einem Detektor und ein nach dem Prinzip der inkobärenten (stochastischen) Abtastung arbeitender Typ. Mit diesen zwei Gerätarten kann theoretisch annähernd der gleiche Meßfrequenzbereich erreicht werden.

Bei dem Gerät mit einem Detektor kommt das zu messende Hochfrequenzsignal auf den Eingang des aus Dioden aufgebauten Detektorkreises an. Das am Ausgang des Detektrokreises erscheinende Gleichspannungssignal ist infolge der Diodencharakteristiken bei kleinen Eingangspegeln dem wahren Effektivwert des Eingangssignals, bei großen Eingangspegeln aber dem Scheitelwert des Eingangssignals proportional. Die Übertragungscharakteristik des Detektorkreises ist nichtlinear, ferner nimmt der Umsetzwirkungsgrad in der Richtung der kleinen Pegel schnell ab. Das Ausgangssignal des Detektorkreises kommt deshalb, nach entsprechender Verstärkung, am Eingang eines nichtlinearen Verstärkers an. Der nichtlineare Verstärker kompensiert die Nichtlinearität des Detektorkreises mit Hilfe eines Brechpunktnäherungskreises. Das Ausgangssignal des nichtlinearen Verstärkers kann einem Meßgerät, bzw. durch einen analogdigitalen Umwandler einer Digitalanzeige oder für Weiterbearbeitung einer Rechenmaschine zugeführt werden

Bei diesem Meßprinzip ergeben sich die folgenden Nachteile:

— die nichtlineare Übertragungscharakteristik des Detektors muß mit einem nichtlinearen Stromkreis von Brechpunktannäherung linearisiert werden, was aber eine schwierige, von den einzelnen Dioden abhängige Einstellung erfordert;

— im Falle von kleinen und großen Eingangspegeln ist das Ausgangssignal des Detektorkreises jeweils anderen Parametern des Eingangssignals proportional (Effektivwert, Scheitelwert), deshalb ist die Messung bei Komplexsignalen (z. B. Geräusch) in Funktion des Pegels nicht eindeutig auswertbar;

— im Falle kleiner Eingangspegel nimmt der Umsetzwirkungsgrad des Detektors, infolge der Diodencharakteristiken, schnell ab, demzufolge wird das Gerät unter einem Eingangspegel von etwa 200/uV unempfindlich, und im Ergebnis dessen kann das Gerät innerhalb der kleinsten Meßbereichgrenzen nicht genullt werden, es kann nur ein Nullbereich angegeben werden.

Die Funktion des nach dem Prinzip der inkohärenten Abtastung arbeitenden Gerätes ist folgende:

Das zu messende Hochfrequenzsignal kommtauf den Eingang eines Abtasters an. Der Abtaster schaltet das zu messende Signal, der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators entsprechend, für eine sehr kleine Weile an den Eingang eines Verstärkers von konstanter Verstärkung. Die Abtastung dauert z.B. einige 100psec,so daß die Eingangskapazität des Verstärkers in dem ganzen Frequenzbereich des Geräts auf eine, mit dem im Moment der Abtastung aufgenommenen Momentanwert des zu messenden Signals proportionale Spannung aufladet, während sie sich zwischen Abtastungen entladet. Die Amplitude der am Ausgang des Verstärkers erscheinenden Impulsreihe ist also im Zeitpunkt einer Abtastung dem Momentanwert des zu messenden Signals proportional. Wenn die Frequenz der Abtastung sich im Vergleich mit dem zu messenden Signal stochastisch verändert, d. h. die Abtastung inkohärent ist, und Abtastwerte aus dem zu messenden Signal in sehr großer Anzahl entnommen werden können, stimmen die statistischen Kennwerte der abgetasteten Impulsreihe (Scheitel-, Mittel- und Effektivwert) mit den entsprechenden Werten des zu messenden Signals überein (Prinzip der stochastischen Abtastung). Die stochastische Abtastung erfolgt so, daß die Frequenz des die Abtastung steuernden spannungsgesteuerten Oszillators von einem anderen Oszillator in der Frequenz moduliert ist.

Die nach dem Prinzip der inkohärenten Abtastung arbeitende Vorrichtung weist, im Vergleich mit dem Detektortyp, folgende Vorteile auf:

— die Übertragungscharakteristik des Abtasters ist linear, weil der abtastende Schalter von einem Signal mit konstanter Amplitude gesteuert wird, folglich hängt der Umsetzwirkungsgrad nicht vom Pegel des zu messenden Signals ab;

— das Ausgangssignal des Abtasters weist, unabhängig von den Eingangspegeln, die statistischen Parameter des zu messenden Signals auf, deshalb kann bei der Messung von komplexen Signalen (z.B. Geräuschen) die Messung eindeutig ausgewertet werden; ,

— da die Öffnung des Reihenschalters des Abtasters von einem, von dem zu messenden Signal unabhängigen Signal durchgeführt wird, ist der Umsetzwirkungsgrad des Abtasters vom Pegel des zu messenden Signals unabhängig, so daß die Vorrichtung eindeutig nulliert werden kann.

Der Nachteil der, nach dem Prinzip der inkohärenten Abtastung arbeitenden Vorrichtung besteht darin, daß der Umsetzwirkungsgrad des Abtasters in bedeutendem Maße von der Außentemperatur abhängig, was als eine scheinbare Verstärkungsänderung erscheint. Dieser Wert ist annähernd das Drei- bzw. Vierfache des Wertes der mit Diodendetektor arbeitenden Vorrichtungen. Dieses Problem ist in einer bekannten Lösung so gelöst, daß in der Vorrichtung eine innere Eichungseinheit eingebaut ist, an deren Ausgang der Meßeingang angeschlossen werden kann, wodurch die Vorrichtung entsprechend der jeweiligen Umgebungstemperatur geeicht werden kann. Diese Eichungseinheit ist eigentlich ein Etalon,so daß diese sehr teuer ist. Der Nachteil dieser Lösung ist im Falle ihrer Verwendung in einem Meßautomat offensichtlich, da durch die zeitweilige Unterbrechung des Meßvorganges die Dauer der Messung mit dem Meßautomaten bedeutend verlängert wird.

Ziel der Erfindung

Das Ziel der Erfindung besteht darin, einen einfacheren Aufbau und die Reduzierung der Herstellungskosten zu gewährleisten.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine gattungsgemäße Vorrichtung zur Spannungsmessung durch Abtastung zu schaffen, die trotz Beibehaltung der Vorteile des nach dem Prinzip der inkohärenten Abtastung arbeitenden Vorrichtungen, und der Veränderungen dertemperaturabhängigen Parameter der verwendeten Bestandteile und Stromkreiseinheiten, eine temperaturunabhängige Messung ohne Unterbrechung des Meßvorganges sichert. Die Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die Verwendung eines Hilfssignals erreicht, wobei das Hilfssignal, ohne den gemessenen Spannungswertzu verfälschen, die stabile Messung sichert.

Die Erfindung ist also eine Vorrichtung zur Spannungsmessung durch Abtastung, welche eine, die zu messende Spannung abtastende Einheit, einen das abgetastete Signal verstärkenden Verstärker und eine das verstärkte Signal der vorgeschriebenen Meßaufgabe entsprechend auswertende Signalverarbeitungseinheit aufweist, wobei die Abtasteinheit an einen Steuergenerator angeschlossen ist. Gemäß der Erfindung weist die Vorrichtung einen, ein Hilfssignal herstellenden Hilfsoszillator, sowie zwischen der Abtasteinheit und der Signalverarbeitungseinheit einen Verstärker mit steuerbarer Verstärkung und einen Differenzkreis auf, wobei das Hilfssignal einerseits, mit der zu messenden Spannung zusammen, an einen Signaleingang der Abtasteinheit, andererseits durch einen Phasenschieber an einen Eingang des Differenzkreises angeschlossen ist, ferner zwischen einerseits den Ausgang des Differenzkreises und/oder seinen dem steuerbaren Verstärker angeschlossenen anderen Eingang, andererseits den Steuereingang des steuerbaren Verstärkers ein auf die Frequenz des Hilfssignals selektiver Rückkopplungszweig angeschlossen ist.

Gemäß der Erfindung ist das Hilfssignal zwischen der Abtasteinheit und dem Differenzkreis ständig dem zu messenden Spannungssignal überlagert, nach dem Differenzkreis weist es aber schon so einen kleinen Wert auf, daß es die Spannungsmessung nicht beeinflußt. Der vor und/oder nach dem Differenzkreis angeschlossene, auf die Frequenz des Hilfssignals selektive Rückkopplungszweig kann — gegebenenfalls nebst entsprechender Verstärkung — das Hiifssignal abtasten, und aufgrund dessen, durch den steuerbaren Verstärker rücksteuern. Wenn der Rückkopplungszweig vor dem Differenzkreis angeschlossen ist, kann seine Verstärkung viel kleiner sein, weil das zu fühlende Hilfssignal hier größer ist. Die Lösung gemäß der Erfindung erfordert keinen hochstabilen Hilfsoszillator.

Der Rückkopplungszweig kann vorteilhaft so ausgestaltet werden, daß er sich an den Ausgang des Differenzkreises anschließt, und einen weiteren Verstärker, einen durch Ausgangssignal des Phasenschiebers gesteuerten phasenempfindlichen Gleichrichter und einen ersten Tiefpaßfilter enthält, die in Reihe geschaltet sind.

Die Selektivität des Rückkopplungszweiges kann noch weiter erhöht werden, wenn der weitere Verstärkereine Tiefpaßcharakteristik aufweist, z. B. der Verstärker vom Integriertyp ist.

Der Rückkopplungszweig ist in einer anderen möglichen Ausführung dem erwähnten anderen Eingang des Differenzkreises angeschlossen, und enthält einen phasenempfindlichen Gleichrichter, ein Gleichspannungsdifferenzglied, einen weiteren Verstärker und einen ersten Tiefpaßfilter, wobei ein Eingang des Gleichspannungsdifferenzglieds durch Zwischenschaltung eines Gleichrichters am Phasenschieber angeschlossen ist. Bei dieser Ausführung ist das, durch den Rückkopplungszweig gefühlte Hilfssignal größer, so daß das Signal-Rausch-Verhältnis besser ist.

In einer weiteren möglichen Ausführung ist der Rückkopplungszweig dem Ausgang und auch dem erwähnten anderen Eingang des Differenzkreises angeschlossen. In diesem Fall enthält der Rückkopplungszweig ein, sich mit seinen zwei Eingängen an den Ausgang und an den erwähnten anderen Eingang des Differenzkreises anschließendes erstes Differenzglied, ein zweites Differenzglied, einen weiteren Verstärker, einen phasenempfindlichen Gleichrichter und einen ersten Tiefpaßfilter, die in Reihe geschaltet sind, wobei ein Eingang des zweiten Differenzglieds und der Steuereingang des pnasenempfindlichen Gleichrichters an den Phasenschieber angeschlossen sind. Diese Ausgestaltung sichert ein gutes Signal-Rausch-Verhältnis, und ist mit dem Vorteil verbunden, daß sich der Differenzkreis in dem Regelkreis befindet.

In einer, zur Hochfrequenzspannungsmessung geeigneten Ausführung ist es vorteilhaft, wenn der erwähnte andere Eingang des Differenzkreises durch Zwischenschaltung eines, im Verhältnis zur Abtasteinheit verzögert gesteuerten Abtast- und Haltestromkreises am Ausgang des steuerbaren Verstärkers angeschlossen ist. Es ist zweckmäßig, wenn — neben der Regelung mit dem gewählten Hilfssignal — der Ausgang des Abtast- und Haltestromkreises durch einen zweiten Tiefpaßfilter an einen Rückkopplungseingang der Abtasteinheit angeschlossen ist. Diese zweite negative Rückkopplung sichert vorerst die Gleichspannungsstabilität der Abtasteinheit.

Die Lösung gemäß der Erfindung ist bei, mit inkohärenter Abtastung durchgeführter Messung stochastischen Charakters besonders geeignet. Dazu ist der, die Abtasteinheit steuernde Generator ein spannungsgesteuerter Oszillator, dessen Steuereinheit an eine Spannungsquelle mit veränderlichem Ausgangssignal angeschlossen ist. Die Erfindung kann aber auch bei einer Messung mit kohärenter oder Shannonscher Abtastung verwendet werden. In diesem Falle ist der, die Abtasteinheit steuernde Generator eine Einheit, die ein der jeweiligen Frequenz der zu messenden Spannung entsprechendes Signal, bzw. ein Signal von konstanter Spannung erzeugt.

Bei einer Ausführung von inkohärenter Abtastung ist es vorteilhaft, wenn die Frequenz des HiIfsosziIlators kleiner als die untere Grenze des Frequenzbereichs der zu messenden Spannung ist. Dadurch kann die Meßgenauigkeit noch weiter gesteigert werden.

Eine zum Zwecke der Hochfrequenzspannungsmessung ausgestaltete Ausführung ist besonders vorteilhaft, wenn die Abtasteinheit einen analogen Diodenschaltstromkreis enthält, dessen Signaleingang einerseits durch einen Kondensator an den', die zu messende Spannung annehmenden Eingang, andererseits durch in Reihe geschaltete Widerstände und einen Durchführungskondensator an den Ausgang des Hilfsoszillators angeschlossen ist.

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung kann die Signalverarbeitungseinheit entsprechend der gewünschten Meßaufgabe gewählt werden. Diesekann.ein,den Effektivwert, den Scheitelwert oder den elektrolytischen Mittelwert messender Stromkreis, oder deren Kombination mit Umschaltungsmöglichkeit sein. Zur Durchführung komplizierter Meßaufgaben, z. B. zur statischen Analyse des zu messenden Spannungssignals, kann die Signalverarbeitungseiheit als analoge, oder nach einem analogdigitalen Umformer geschaltete digitale Verarbeitungseinheit ausgestaltet werden.

Ausführungsbeispiele

Die Erfindung soll nachstehend anhand mehrerer Ausführungsbeispiele näher beschrieben werden. In den dazugehörigen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1: ein Blockschema der erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig.2und3: ein Blockschema je einer weiteren vorteilhaften Ausführung des Rückkopplungszweiges der Vorrichtung

gemäß Fig. 1,, Fig. 4: ein detailliertes Schaltungsschema der Kopplungseinheit und der Abtasteinheit der Vorrichtung gemäß Fig. 1.

In den Zeichnungen sind für die gleichen Elemente die gleichen Bezugszeichen verwendet.

In Fig. 1 kommt das zu messende Hochfrequenzsignal vom Eingang 15 durch eine Kopplungseinheit 1 zum Signaleingang 17 einer Abtasteinheit 2. Gleichzeitig mit dem zu messenden Signal ist auch ein Hilfssignal von einer entsprechend gewählten — vorteilhaft außerhalb des Meßbereiches liegenden, im Vergleich mit der Frequenz der Abtastung niedrigeren — Frequenz an Ausgang 16 eines Hilfsoszillators 14 durch die Kopplungseinheit 1 an den Signaleingang 17 der Abtasteinheit 2 angeschlossen. Die Aufgabe der Kopplungseinheit 1 ist die angepaßte Kopplung des zu messenden Spannungssignals und des Hilfssignals an den Signaleingang 17 der Abtasteinheit 2. Der Abtastwert am Ausgang 20 der Abtasteinheit 2 ist mit der Summe der im Moment der Abtastung aufgenommenen Momentanwerte des zu messenden Signalsund des Hilfssignals proportional. Die Öffnung der Abtastbarkeit 2 über ihren Steuereingang 18 durch einen Generator 12, in der dargestellten Ausführungsform von einem spannungsgesteuerten Oszillator, wobei die Ausgangsfrequenz des letzteren von einerSpannungsquelleH mit veränderlichem Ausgangssignal, z. B. von einem Sägezahngenerator oder Sinusoszillator moduliert wird.

Im eingeschalteten Zustand der Abtasteinheit 2 liegt das an ihrem Signaleingang 17 ankommende Signal an ihren Ausgang 20 und dadurch am Eingang eines steuerbaren Verstärkers 3 an. Die in der Abtasteinheit 2 angeordnete Speicherkapazität (siehe Kondensator 43 der Fig.4) wird auf eine Spannung aufgeladen, die einem im Moment der Abtastung aufgenommenen Summenwert des zu messenden Signals und des Hilfssignals proportional ist. Diese Kapazität verliert zwischen zwei Abtastungen ihre Ladung, d.h. der Kondensator 43 entladet sich. Das Ausgangssignal des steuerbaren Verstärkers 3 schließt sich an den Eingang 22 des Abtast- und Haltestromkreises 4 an. Der Abtast- und Haltestromkreis 4 tastet das von der Abtasteinheit 2 hergestellte und vom Verstärker 3 verstärkte Signal ab, wodurch er nur eine Signalformung (Verstärkung) ausführt, aber die statistischen Kennwerte des abgetasteten Signals nicht beeinflußt. Der Abtast- und Haltestromkreis 4 soll mit der Abtasteinheit 2 synchrongesteuert werden, und zwar in der Weise, daß er den Maximalwert des am Ausgang der Abtasteinheit 2 bzw. dementsprechend am Ausgang des Verstärkers 3 erscheinenden Signals abtastet. Dazu ist eine Verzögerung von konstanter Zeitdauer erforderlich. Der Abtast-und Haltestromkreis 4 wird über seinen Steuereingang 23 durch das entsprechend verzögerte Ausgangssignal des Generators 12 gesteuert. Das Ausgangssignal des Abtast- und Haltestromkreises 4 kommt einerseits durch einen Tiefpaßfilter 10, als Gleichspannungsrückkopplung am Rückkopplungseingang 19 der Abtasteinheit 2 an, andererseits liegt es am Eingang 24 des Differenzkreises 5 an. An den anderen Eingang 25 des Differenzkreises 5 wird über einen Phasenschieber 13 das Signal des Hilfsoszillators 14 geschaltet. Da das Hilfssignal des Hilfsoszillators 14 eine Phasenverschiebung erfährt, während es vom Eingang der Kopplungseinheit 1. zum Eingang 24 des Differenzkreises 5 gelangt, ist es Aufgabe des Phasenschiebers 13, die Gleichphasigkeit der an den Eingängen 24 und 25 des Differenzkreises 5 a η korn menden Signale zu rFrequenz'des Hilfsoszillators 14 zu sichern. Im Falle, daß die Amplitude und die Phase des am Eingang 25 des Differenzkreises 5 ankommenden Signals mit der Amplitude und Phase des, am Eingang 24 ankommenden — zum zu messenden Signal addierten — Signals des Hilfsoszillators 14 übereinstimmen, wird das Differenzsignal zur Frequenz des Hilfsoszillators 14, im Vergleich mit dem zu messenden Signal, am Ausgang des' Differenzkreises 5 praktisch vernachlässigbar. Falls am Eingang 24 des Differenzkreises 5 kein Signal des Hilfsoszillators 14 mit einer Amplitude, die mit der des Signals des am Eingang 25 angeschlossenen Hilfsoszillators 14 übereinstimmt anliegt, entsteht, von der Richtung der Abweichung abhängig, am Ausgang des Differenzkreises 5 ein phasenrichtiges (mit dem Signal des Basisoszillators übereinstimmender, oder mit entgegengesetzter Phase) Differenzsignal zur Frequenz des Hilfsoszillators 14.

Der Ausgang des Differenzkreises 5 ist über einen Verstärker 7 mit Tiefpaßcharakteristik, z. B. vom Integriertyp, am Eingang 26 des phasenempfindlichen Gleichrichters 8 angeschlossen. Am Steuereingang 27 des phasenempfindlichen Gleichrichters 8 liegt das Ausgangssignal des Phasenschiebers 13. Die Aufgabe des Verstärkers 7 vom Integriertyp ist es, nach Integrierung des abgetasteten Signals, die Verstärkung des Differenzsignals zur Frequenz des Hilfsoszillators 14. Der Ausgang des phasenempfindlichen Gleichrichters 8 ist über einen Tiefpaßfilter 9 an den Steuereingang 21 des Verstärkers 3 zur steuerbaren Verstärkung geschaltet. Der Verstärker 7, der phasenempfindliche Gleichrichter 8 und der Tiefpaßfilter 9 bilden einen Rückkopplungszweig 28. Der phasenempfindliche Gleichrichter 8 stellt mit sehr großer Selektivität aus dem phasenrichtigen Differenzsignal eine vorzeichenrichtige Steuergleichspannung her, welche schließlich die Verstärkung des Verstärkers 3 in einem solchen Grade verändert, daß die, an den Eingängen 24 und 25 des Differenzkreises 5 befindlichen Signale zur Frequenz des Hilfsoszillators 14 gleiche Amplituden aufweisen.

Durch die Erhöhung der Verstärkung des Verstärkers 7 vom Integriertyp nimmt das Differenzsignal von Frequenz des Hilfsoszillators 14 am Ausgang des Differenzkreises 5 ab, so daß im Falle einer entsprechend hoch gewählten Verstärkung, das am Ausgang des Differenzkreises 5 meßbare Signal von Frequenz des Hilfsoszillators 14, im Vergleich mit dem zu messenden Signal, immer auf einem im voraus bestimmbaren Minimalniveau gehalten werden kann, es verursacht also bei der Messung keinen Fehler. Diese Ausgestaltung ist deshalb vorteilhaft, weil der Differenzkreis 5 gleichzeitig als Differenzbildungselement der Rückkopplung verwendet werden kann, und der Differenzkreis 5 sich im Regelkreis befindet.

Gemäß Fig.2 kann der Rückkopplungszweig 28, abweichend von Fig. 1, auch so ausgestaltet werden, daß erzwischen den Eingang 24des Differenzkreises 5 und den Steuereingang 21 geschaltet ist. In diesem Falle kann im Rückkopplungszweig 28 auch eine Differenzbildung durchgeführt werden, da der Differenzkreis 5 in diesem Falle nicht im Regelkreis liegt. An den Ausgang des Abtast- und Haltestromkreises 4 schließt sich unmittelbar ein phasenempfindlicher Gleichrichter 52 an, dessen gefilterter Ausgang als Eingang eines Gleichspannungsdifferenzgliedes 51 ankommt, dessen anderer Eingang von dem gefilterten Signal des, am Ausgang des Phasenschiebers 13 angeschlossenen Gleichrichter 50 gespeist wird. Der Ausgang des Gleichspannungsdifferenzglieds 51 schließt sich durch einen, die Schleifenverstärkung einstellenden Verstärker 53 und durch einen, zur Stabilität erforderlichen Tiefpaßfilter 54 an den Steuereingang 21 an. Bei dieser Ausführung kann das Hilfssignal mit einer größeren Amplitude für die Rückkopplung gewonnen werden, wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert wird. Gemäß Fig.3 ist der Rückkopplungszweig 28, abweichend von Fig. 1, sowohl am Ausgang, als auch am Eingang 24 des Differenzkreises 5 über die Eingänge eines Differenzglieds 60 angeschlossen, an dessen Ausgang praktisch nur das am Eingang 24 anliegende, das zu messende Signal überlagernde Hilfssignal erscheint. Der Ausgang des Differenzglieds 60 kommt an einem Eingang eines die Differenzbildung des Regelkreises durchführenden Differenzglieds 61 an, dessen anderer Eingang am Ausgang des Phasenschiebers 14 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des Differenzglieds 61 kommt über einen Verstärker 62 an einen phasenempfindlichen Gleichrichter 63 an, welcher ebenfalls von dem Ausgangssignal des Phasenschiebers 13 gesteuert wird. Das Ausgangssignal des phasenempfindlichen Gleichrichters 63 steuert durch den, zur Stabilität erforderlichen Tiefpaßfilter 64 den in einem großen Signal-Rausch-Verhältnis, und darin, daß sich auch der Differenzkreis 5 im Regelkreis befindet.

In der Vorrichtung gemäß der Erfindung ist eine solche Regelschleife vorgesehen, welche dadurch, daß sie für das Hilfssignal des Hilfsoszillators 14 eine temperatu'runabhängige Verstärkung gewährleistet, dieselbe auch für das zu messende Signal automatisch sichert.

An dem Ausgang des Differenzkreises 5 ist noch eine Signalverarbeitungseinheit 6 angeschlossen. In der Signalverarbeitungseinheit 6 kommt eine solche l'mpulsreihe an, welche nur die statistischen Kennwerte des zu messenden Signals trägt und worin die Wirkung des Signals von der Frequenz des Hilfsoszillators 14 vernachlässigbar ist. Die Signalverarbeitungseinheit 6 erzeugt an ihrem Ausgang 29 aus der abgetasteten Impulsreihe ein, mit ihrem Scheitelwert, elektrolytischen Mittelwert und/oder Effektivwert proportionales Signal, und dieses Signal ist zu dem entsprechenden Wert des zu messenden Signals proportional und nach dem entsprechenden Wert des zu messenden Signals kalibriert. Das Signal am Ausgang 29 kann über einen nicht dargestellten analog-digitalen Wandler zur Weiterverarbeitung an eine Rechenmaschine übermittelt werden. Die Signalverarbeitungseinheit 6 kann ein komplizierterer, einen statistischen Kennwert (z. B. Amplitudenverteilung) oder mehrere Kennwerte auch bestimmender Stromkreis sein, und kann sowohl aus analogen, als auch aus digitalen Stromkreisen aufgebaut werden.

Fig. 4 stellt eine solche Ausführung der Kopplungseinheit 1 und der Abtasteinheit 2 gemäß Fig. 1 dar, welche auch für den Zweck eines, in weiterem Frequenzbereich arbeitenden Millivoltmeters geeignet ist. Das zu messende Spannungssignal kommt vom Eingang 15 über einen Kondensator 30 an den Signaleingang 17 der Abtasteinheit 2 an. Das am Ausgang 16 des Hilfsoszillators 14 befindliche sinusförmige oder rechteckige Hilfssignal von z. B. 1 kHz gelangt über einen Widerstand 33, einen Durchführungskondensator 32 und einen weiteren Widerstand 31 an den Eingang 17. Die Kopplungseinheit 1 addiert also die zwei Signale und gleichzeitig sichert sie mit dem Durchführungskondensator 32, daß das zu messende Hochfrequenzsignal (ζ. Β. 10OkHz-I GHz) nicht zum Ausgang 16 kommen kann.

Der Eingang 17 ist über einen analogen Diodenschaltstromkreis 34 an den Eingang eines Verstärkers 47 geschaltet, während der Ausgang des Verstärkers 47 den Ausgang 20 der Abtasteinheit 2 bildet. Der Diodenschaltstromkreis 34 enthält vier in Brücken geschaltete Dioden 37,38,39 und 40, die durch Widerstände 35 und 36 zwischen Speisespannung -Ut und +U_T geschaltet sind. Die sich an die Widerstände 35 und 36 anschließenden Punkte der Diodenbrückenschaltung werden durch die Sekundärwicklung eines Impulstransformators 48 mit zu einander synchronen positiven bzw. negativen Impulsen gespeist, entsprechend der an der Primärwicklung durch den Steuereingang 18 vom Generator 12 erhaltenen, z.B. im Bereich von 100-15OkHz veränderlichen

Steuerung, was die untere Grenzfrequenz des Meßbereichs bestimmt. Der Scheitelwert der positiven und negativen Impulse ist größer als die Speisespannung Ut, demgemäß ist der Diodenschaltstromkreis'34 während der Zeitdauer geöffnet, wenn der Momentanwert der Impulse die Speisespannung LJ_T übertrifft. Diese Zeitdauer ist etwa 0,1-0,3 ns bei etwa 1 GHz oberer Grenzfrequenz des Meßbereichs.

Zwischen dem Ausgang des Diodenschaltstromkreises 34 und der Erde ist ein, das abgetastete Signal speichernde Kondensator 43 geschaltet. An diesen Punkt, welcher auch der Eingang des Verstärkers 47 ist, schließt sich über einen Widerstand 46, einen Durchführungskondensator 45 und einen weiteren Widerstand 44 der Rückkopplungseingang 19 an, welcher an den Ausgang des Tiefpaßfilters 10 angeschlossen ist. Am Eingang des Verstärkers 47 addieren sich also einerseits das abgetastete Summensignal des zu messenden Signals und des Hilfssignals, andererseits das rückgekoppelte Signal, und es liegt ein dementsprechendes Signal am Ausgang des Verrstärkers 47 an, welcher der Ausgang 20 der Abtasteinheit 2 ist. Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist mit Hilfe einer entsprechenden Einheit für Strom-Spannung-Umformung auch zur Strommessung geeignet. Diese Einheit ist im einfachsten Falle ein Widerstand. Sie kann aber z. B. auch einen Stromwandlertransformator enthalten, wenn weine erdunabhängige Messung erforderlich ist. Die Vorrichtung gemäß der Erfindung kann nicht nur für die Einkanal-, sondern auch für die Zwei kanal messung ausgestaltet werden, z.B. der eine Kanal zur Messung der Spannung, der andere aber zur Messung des dazu gehörigen Stromes, wobei die Signalverarbeitungseinheit 6 ein, mit dem Wert der komplexen Impedanz proportionales Signal erzeugen kann.

Der wesentliche Vorteil der Erfindung besteht darin, daß keine besondere Wärmestabilität für die Amplitude des Ausgangssignals vom Hilfsoszillator 14 erforderlich ist. Der Differenzkreis 5 bildet die Differenz der aus demselben Hilfsoszillator 14 kommenden Signale, so daß die Änderung der Amplitude des Hilfsoszillators 14 keinen Fehler verursacht. Die Wärmestabilität des Systems wird nur von einer Veränderung der Parameter des Phasenschiebers 13, bzw. von einer bedeutenden Veränderung der Frequenz des Hilfsoszillators 14 beeinflußt. Die Wärmestabilität der Parameterwerte des Phasenschiebers 13, ferner die der Frequenz des Hilfsoszillators 14 kann durch eine entsprechende Auswahl des Types der verwendeten passiven R, L, C Elemente leicht gewährleistet werden.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß sie, über die temperaturabhängigen Veränderungen der Verstärkung hinaus, auch die infolge der Alterung der Bestandteile auftretenden Veränderungen zu kompensieren fähig ist. Der wirtschaftliche Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß eine bedeutende Verbesserung der Spezifikation mit einem Niederfrequenzelementensatz erreichbar ist, dessen Preis neben dem Materialpreis der kompletten Vorrichtung vernachlässigbar ist, ferner welcher den Einbau einer Eichungseinheit in die Vorrichtung, oder die Anwendung eines in Funktion der Temperatur veränderlichen, kostspieligen Korrektionsverstärkers in der Signalverarbeitungseinheit 6 unnötig macht. Die Vorrichtung gemäß der Erfindung entspricht in jeder Hinsicht den, bei den in den Meßautomaten anwendbaren, analoge Parameter messenden, programmierbaren Vorrichtungen erhobenen speziellen Ansprüchen. Im Falle ihrer Verwendung als Einzelvorrichtung im Laboratorium verfügt sie über bessere technische Angaben als die, in dieser Kategorie vorhandenen ähnlichen Vorrichtungen.

Claims (12)

1. Vorrichtung zur Spannungsmessung durch Abtastung, enthaltend eine die zu messende Spannung abtastende Einheit, einen das abgetastete Signal verstärkenden Verstärker und eine das verstärkte Signal der vorgeschriebenen Meßaufgabe entsprechend auswertende Signalverarbeitungseinheit, wobei die Abtasteinheit an einen Steuergenerator angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen, ein Hilfssignal herstellenden Hilfsoszillator (14), sowje zwischen der Abtasteinheit (2) und der Signalverarbeitungseinheit (6) einen Verstärker (3) mit steuerbarer Verstärkung und einen Differenzkreis (5) aufweist, daß das Hilfssignal einerseits, mit der zu messenden Spannung zusammen, an einen Signaleingang (17) der Abtasteinheit (2), andererseits über einen Phasenschieber (13) an einen Eingang (25) des Differenzkreises (5) angeschlossen ist, und daß einerseits zwischen dem Ausgang des Differenzkreises (5) und/oder seinen dem steuerbaren Verstärker (3) angeschlossenen anderen Eingang (24), andererseits den Steuereingang (21) des steuerbaren Verstärkers (3) ein auf die Frequenz des Hilfssignals selektiver Rückkopplungszweig (28) angeschlossen ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dem Ausgang des Differenzkreises (5) angeschlossene Rückkopplungszweig (28) einen weiteren Verstärker (7), einen durch Ausgangssignal des Phasenschiebers (13) gesteuerten phasenempfindlichen Gleichrichter (8) und einen ersten Tiefpaßfilter (9) enthält, die in Reihe geschaltet sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Verstärker (7) eine Tiefpaßcharakteristik aufweist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dem erwähnten anderen Eingang (24) des Differenzkreises (5) angeschlossene Rückkopplungszweig (28) einen phasenempfindlichen Gleichrichter (52), ein Gleichspannungsdifferenzglied (51), einen weiteren Verstärker (53) und einen ersten Tiefpaßfilter (54) enthält, die in Reihe geschaltet sind, wobei ein Eingang des Gleichspannungsdifferenzglieds (51) durch Zwischenschaltung eines Gleichrichters (50) an den Phasenschieber (13) angeschlossen ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dem Ausgang und dem erwähnten anderen Eingang (24) des Differenzkreises (5) angeschlossene Rückkopplungszweig (28) ein, sich mit seinen zwei Eingängen an den Ausgang und an den erwähnten anderen Eingang (24) des Differenzkreises (5) anschließendes erstes Differenzglied (60), ein zweites Differenzglied (61), einen weiteren Verstärker (62), einen phasenempfindlichen Gleichrichter (63) und einen ersten Tiefpaßfilter (64) enthält, die in Reihe geschaltet sind, wobei ein Eingang des zweiten Differenzglieds (6) und der Steuereingang des phasenempfindlichen Gleichrichters (63) an den Phasenschieber (13) angeschlossen sind.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte andere Eingang des Differenzkreises (5) durch Zwischenschaltung eines, im Verhältnis zur Abtasteinheit (2) verzögert gesteuerten Abtast- und Haltestromkreises (4) am Ausgang des steuerbaren Verstärkers (3) angeschlossen ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Abtast- und Haltestromkreises (4) durch einen zweiten Tiefpaßfilter (10) an einen Rückkopplungseingang (19) der Abtasteinheit (2) angeschlossen ist.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der, die Abtasteinheit (2) steuernde Generator (12) ein spannungsgesteuerter Oszillator ist, dessen Steuereingang an eine Spannungsquelle (11) mit veränderlichem Ausgangssignal angeschlossen ist.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Hilfsoszillators (14) kleiner als die untere Grenze des Frequenzbereichs der zu messenden Spannung ist.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinheit (2) einen analogen Diodenschaltstromkreis (34) enthält, dessen Signaleingang (17) einerseits durch einen Kondensator (30) an den, die zu messende Spannung aufnehmend Eingang (15), andererseits durch in Reihe geschaltete Widerstände (31,33) und einen Durchführungskondensator (32) an den Ausgang (16) des Hilfsoszillators (14) angeschlossen ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinheit (6) ein, den Effektivwert, den Scheitelwert und/oder den elektrolytischen Mittelwert messender Stromkreis ist.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinheit (6) eine, mindestens einen statistischen Kennwert des an ihrem Eingang ankommenden Signals bestimmende analoge oder digitale Einheit ist.