CZ304463B6 - Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru - Google Patents
Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru Download PDFInfo
- Publication number
- CZ304463B6 CZ304463B6 CZ2013-349A CZ2013349A CZ304463B6 CZ 304463 B6 CZ304463 B6 CZ 304463B6 CZ 2013349 A CZ2013349 A CZ 2013349A CZ 304463 B6 CZ304463 B6 CZ 304463B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- resistor
- unipolar transistor
- capacitor
- circuit
- transistor
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 32
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 20
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 9
- 230000005669 field effect Effects 0.000 abstract 11
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 11
- 108091006146 Channels Proteins 0.000 description 9
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 6
- ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N Tin Chemical compound [Sn] ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 5
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000012358 sourcing Methods 0.000 description 2
- 102000004129 N-Type Calcium Channels Human genes 0.000 description 1
- 108090000699 N-Type Calcium Channels Proteins 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000010358 mechanical oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
Oscilátor je tvořen dvěma zesilovacími stupni s prvním unipolárním tranzistorem (Q1) v zapojení se společným gatem a druhým unipolárním tranzistorem (Q2) v zapojení se společným drainem. Mezi drain prvního unipolárního tranzistoru (Q1) a sběrnici napájecího napětí (V.sub.DD.n.) je připojena zatěžovací impedance (Z). Mezi drain druhého unipolárního tranzistoru (Q2) a sběrnici napájecího napětí (V.sub.DD.n.) je připojen druhý rezistor (R2). K drainu prvního unipolárního tranzistoru (Q1) je zapojen jedním koncem první kapacitor (C1), jehož druhý konec je připojen jednak ke gatu druhého unipolárního tranzistoru (Q2) a jednak ke spoji čtvrtého rezistoru (R4) a pátého rezistoru (R5). Druhý konec čtvrtého rezistoru (R4) je spojen se společným vodičem nebo se sourcem druhého unipolárního tranzistoru (Q2). Druhý konec pátého rezistoru (R5) je spojen s gatem prvního unipolárního tranzistoru (Q1), k němuž je současně připojen jeden konec druhého kapacitoru (C2), jehož druhý konec je spojen se společným vodičem. Source prvního unipolárního tranzistoru (Q1) je spojen s jedním koncem třetího rezistoru (R3) a s jedním koncem elektromechanického rezonátoru (X1), jehož druhý konec je spojen se sourcem druhého unipolárního tranzistoru (Q2), ke kterému je připojen jeden konec prvního rezistoru (R1). Druhé konce třetího rezistoru (R3) a prvního rezistoru (R1) jsou spojeny se společným vodičem. Mezi drain druhého unipolárního tranzistoru (Q2) a živou svorku výstupního napětí (V.sub.out.n.) je jedním koncem připojen třetí kapacitor (C3).
Description
Předkládané řešení se týká oscilátoru, který samočinně omezuje výkonové zatížení kmitočet určujícího elektromechanického rezonátoru, čímž jednak zlepšuje stabilitu kmitočtu, jednak minimalizuje riziko jeho mechanického přetížení, případně poškození.
Současný stav techniky
Elektrických obvodových řešení oscilátorů, v nichž je kmitočet vytvářených kmitů stabilizován elektromechanickým rezonátorem, dnes ve velké většině případů piezoelektrickým, existuje velký počet typů. Jejich společným základním funkčním principem je zařazení elektromechanického rezonátoru do elektronického obvodu, který kompenzuje ztráty v rezonátoru, nejčastěji pomocí uzavřené smyčky kladné zpětné vazby, případně pomocí záporného diferenciálního odporu, takže rezonátor se rozkmitá na svém vlastním charakteristickém kmitočtu netlumenými kmity s konstantní amplitudou. Aby k této situaci došlo, musejí být splněny oscilační podmínky, které lze nejjednodušeji popsat jako stav, při kterém je výkonové zesílení v uzavřené zpětnovazební smyčce rovné +1. Vzhledem k tolerancím hodnot elektronických součástek i rezonátorů a jejich stabilitě v běžných provozních podmínkách však je nemožné tyto podmínky dodržet přesně a stabilně. Dosavadní oscilátorové obvody tento problém řeší tak, že jsou zkonstruovány s výkonovým zesílením Ap ve zpětnovazební smyčce podstatně větším, než +1, takže při rozběhu obvodu amplituda vytvářených kmitů začne vzrůstat; růst amplitudy pokračuje tak dlouho, až se překročí meze linearity charakteristik užitých součástek, čímž se začne výkonové zesílení zmenšovat. Tento jev pokračuje tak dlouho, až obvod dosáhne ustáleného stavu, při kterém je podmínka Ap = +1 právě splněna. Ustálená amplituda vytvářených kmitů potom závisí na konkrétních vlastnostech užitých součástek, a na zatěžovacích a napájecích podmínkách. Vzhledem k tomu, že hodnoty vnitřních parametrů jednotlivých typů, respektive kusů elektromechanických rezonátorů, mají také nezanedbatelnou šířku tolerančního pole, navrhují se příslušné elektronické obvody zpravidla s velkou rezervou výkonového zesílení, aby bylo zajištěno spolehlivé rozkmitání i méně jakostních kusů rezonátorů. Rozptyl hodnot parametrů rezonátorů se mimořádně zvětšuje zejména v případech, kdy elektromechanický rezonátor slouží jako senzor pro detekci či sledování jiných veličin, zejména neelektrických. Velká rezerva výkonového zesílení potom vede k tomu, že rezonátory s dobrou jakostí jsou rozkmitávány do velkých hodnot amplitudy mechanických kmitů, což vede k jejich zahřívání a tím ke zhoršování stability kmitočtu, případně i k jejich mechanickému poškození či úplnému zničení. Individuální nastavování optimální hodnoty výkonového zesílení v oscilátorovém obvodu je nesnadné, nákladné, a zejména při předem nepředvídatelně proměnných provozních podmínkách často zcela nemožné.
Příklad běžného řešení oscilátoru s kmitočtem, stabilizovaným elektromechanickým rezonátorem je uveden v obr. la. Tranzistor je typu JFET s kanálem s vodivostí typu N a pracuje jako běžný jednostupňový laděný invertující zesilovač napětí se společným sourcem. Klidový pracovní bod tranzistoru je nastaven standardním způsobem pomocí rezistorů Rg a Rb. Kapacitor C£ přemosťuje odpor v sourcu, aby nevytvářel zápornou zpětnou vazbu pro střídavé složky signálu. Kapacitor Cjg je kapacita drain-řídicí elektroda, a zpravidla není nutné mít ho v obvodě jako externí diskrétní součástku, postačí samotná parazitní vnitřní kapacita tranzistoru. Kapacitorem Cb se odvádí výstupní signál do vnější zátěže. Obvod La Ca je naladěn na rezonanční kmitočet elektromechanického rezonátoru Xg. Obvod se rozkmitá na kmitočtu, při kterém součet fázových posuvů na obvodu Lg Cg, na kapacitoru a na rezonátoru Xa je roven π, takže spolu s inverzí v zesilovacím stupni vytvoří celkový fázový posuv 2π, neboli kladnou zpětnou vazbu. Pokud je zároveň absolutní hodnota napěťového zesílení ve zpětnovazební smyčce větší než 1, jsou tím splněny podmínky pro vznik autonomních netlumených kmitů. Kmitočet vytvářeného signálu je potom blízký paralelnímu rezonančnímu kmitočtu rezonátoru. Amplituda vytvářených kmitů se ustálí na
- 1 CZ 304463 B6 hodnotě, při které je zesilovací stupeň natolik přebuzen, že vlivem nelinearit tranzistoru Qa účinná absolutní hodnota napěťového zesílení stupně klesne právě na jednotkovou velikost. To s sebou přináší popsané nevýhody.
Jiná běžná varianta oscilátoru s kmitočtem řízeným elektromechanickým rezonátorem je uvedena v obr. lb. Zde se kladné napěťové zpětné vazby dosahuje kaskádním řazením dvou invertujících zesilovacích stupňů s bipolámími tranzistory NPN, přičemž rezonátor slouží jako jeden z vazebních prvků.
Dále je vhodné zmínit i tzv. Butlerův oscilátor, užívající bipolámího tranzistoru v zapojení neinvertujícího zesilovače se společnou bází. Jedná se o zapojení s paralelním LC obvodem v kolektoru, z jehož induktivní nebo kapacitní odbočky je buď veden krystalový rezonátor na emitor zesilovacího tranzistoru přímo, nebo prostřednictvím dalšího neinvertujícího zesilovače se společným kolektorem (viz např. publikace Technical notes anglické firmy EUROQUARTZ Ltd. (www.euroquartz.co.uk/portals/O/pdf/tech-notes.pdf)·
Je třeba zdůraznit, že obvody uvedené v obr. la, lb, jsou pouze příklady z mnoha běžně užívaných variant, prakticky všechny dosud běžné obvody však trpí výše popsanými, i dalšími nevýhodami. Stejně jako obr. la, ani obr. lb neobsahuje samočinné omezení amplitudy generovaných kmitů a i zde se amplituda omezí až hrubým přebuzením zesilovacích tranzistorů.
Například německý patent č. 1516863 je variantou Butlerova oscilátoru s bipolámími tranzistory, zaměřený poněkud jinam, než tato přihláška. Řešení užívá teplotně závislých součástek ke změně vnitřní impedance, budicí křemenný krystal. Její nevýhodou je, že neřeší velikost vybuzení rezonátoru, tedy jeho zatížení.
Jiným příkladem je řešení dle dokumentu US 3 996 530. Zde je velikost vybuzení rezonátoru v oscilátoru, který je opět osazen bipolámími tranzistory, řeší pomocí přídavných nelineárních omezovačích stupňů. Nevýhodou tohoto obvodu je složitost a závislost omezovači charakteristiky obvodu na velikosti napájecího napětí.
Dalším příkladem dosavadních řešení variant Butlerova oscilátoru je WO 9211691. Tento patent je orientován na možnost přelaďování generovaného kmitočtu zaváděním elektronicky řízené proměnné reaktance do budicí impedance rezonátoru a vůbec neřeší otázku omezení zatížení rezonátoru.
Podstata vynálezu
Výše uvedené nevýhody odstraňuje oscilátor s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru podle předkládaného řešení, který je odvozen od dvoutranzistorové verze oscilátoru typu Butler. Jeho podstatou je, žeje tvořen dvěma zesilovacími stupni s prvním unipolámím tranzistorem v zapojení se společným gatem a s druhým unipolámím tranzistorem v zapojení a se společným drainem. Mezi drain prvního unipolámího tranzistoru a sběrnici napájecího napětí je připojena zatěžovací impedance Z a mezi drain druhého unipolámího tranzistoru a sběrnici napájecího napětí je připojen druhý rezistor. K drainu prvního unipolámího tranzistoru je dále zapojen jedním koncem první kapacitor, jehož druhý konec je připojen jedna ke gatu druhého unipolámího tranzistoru a jednak ke spoji čtvrtého a pátého rezistoru. Druhý konec čtvrtého rezistoru je spojen se společným vodičem nebo se sourcem druhého unipolámího tranzistoru. Druhý konec pátého rezistoru je spojen s gatem prvního unipolámího tranzistoru, k němuž je současně připojen jeden konec druhého kapacitoru, jehož druhý konec je spojen se společným vodičem. Současně je source prvního unipolámího tranzistoru spojen s jedním koncem třetího rezistoru a s jedním koncem elektromechanického rezonátoru. Druhý konec elektromechanického rezonátoru je spojen se sourcem druhého unipolámího tranzistoru, ke kterému je připojen jeden konec prvního rezistoru. Druhé konce třetího a prvního rezistoru jsou spojeny se společným vodičem. K drainu druhého
-2CZ 304463 B6 unipolámího tranzistoru je jedním koncem připojen třetí kapacitor, který je druhým koncem připojen k živé svorce výstupního napětí, jehož zemní svorka je spojena se společným vodičem.
V jednom možném provedení je zatěžovací impedance tvořena šestým rezistorem, ve druhém možném provedení pak je zatěžovací impedance tvořená paralelním rezonančním obvodem sestávajícím z induktoru a čtvrtého kapacitoru, přičemž tento rezonanční obvod je naladěn na kmitočet rezonátoru.
První a druhý unipolámí tranzistor mohou být tranzistory JFET. Je také možná varianta, kdy jsou první a druhý unipolámí tranzistor tranzistory typu MOS. V tomto případě je paralelně ke čtvrtému rezistoru připojena dioda. V případě tranzistorů MOS s kanálem N je dioda připojená anodou ke gatu druhého unipolámího tranzistoru a katodou kjeho sourcu. V případě použití tranzistorů MOS s kanálem P je dioda připojena opačně. V těchto případech je možné ke spoji druhého konce čtvrtého rezistoru a katody diody připojit spoj sedmého rezistoru a druhý konec pátého kapacitoru jsou spojeny se společným vodičem, a druhý konec osmého rezistoru je spojen se sběrnicí napájecího napětí.
Polarita napájecího napětí je samozřejmě volena podle typu použitých unipolámích tranzistorů, tedy pro tranzistory JFET nebo MOS s kanálem typu N je napájecí napětí kladné, zatím co pro tranzistory s kanálem P je záporné.
Výhodou uvedeného řešení je, že oscilátor samočinně nastavuje zesílení ve zpětnovazební smyčce na hodnotu minimálně potřebnou k udržení autonomních kmitů, a to nezávisle na činiteli jakosti elektromechanického rezonátoru. Tím se omezí amplituda kmitů rezonátom, která by zejména u rezonátorů s vysokým činitelem jakosti vedla k jejich přetěžování, zahřívání a tím ke zhoršení stabilita generovaného kmitočtu. Zároveň je umožněno spolehlivé rozkmitání i rezonátorů s horším činitelem jakosti. To vše probíhá bez nutnosti vnějšího seřizování parametrů obvodu. Tyto vlastnosti obvodu podle vynálezu mají zásadní význam v případech, kdy se užívá rezonátorů, jejichž činitel jakosti se může v provozu silně měnit, například při užití elektromechanických rezonátorů jako senzorů neelektrických veličin.
Přehled obrázků na výkresech
Oscilátor s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru podle předkládaného řešení bude dále objasněn pomocí přiložených výkresů. Na obr. Ia a na obr. Ib jsou uvedeny typické příklady popisující stávající stav, jak bylo uvedeno výše. Na obr. 2 a na obr. 3 jsou uvedeny dvě varianty zapojení, kde je impedanční zátěž Z tvořena odporem. Varianty s unipolámími tranzistory MOS a se zařazením diody jsou na obr. 6 a na obr. 7. Obr. 4 a obr. 5 znázorňují obvody, kde je impedanční zátěž Z tvořena LC obvodem a jejich doplnění o diodu při užití tranzistorů MOS je na obr. 8 a na obr. 9.
Příklady provedení vynálezu
Obvod oscilátoru lze jako variantu 1 uspořádat podle obr. 2. Zde je impedanční zátěž Z tvořená šestým rezistorem R6. První unipolámí tranzistor Ol má v tomto případě k drainu připojen jeden konec tohoto šestého rezistoru R6 a jeden konec prvního kapacitoru Cl. Druhý konec šestého rezistoru R6 je spojen s kladnou svorkou napájecího napětí Vnn. Druhý konec prvního kapacitoru Cl je spojen s gatem druhého unipolámího tranzistoru Q2 a dále s jedním koncem čtvrtého rezistoru R4 a s jedním koncem pátého rezistoru R5. Druhý konec pátého rezistoru R5 je spojen s gatem prvního unipolámího tranzistoru Q1 a s jedním koncem druhého kapacitoru C2, jehož druhý konec je spojen se společným vodičem, s nímž je spojen i druhý konec čtvrtého rezistom R4. Source prvního unipolámího tranzistoru Q1 je spojen s jedním koncem třetího rezistom R3 a s jedním koncem krystalového rezonátom XI. Druhý konec krystalového rezonátom XI je spo-3CZ 304463 B6 jen se sourcem druhého unipolámího tranzistoru 02 a sjedním koncem prvního rezistorů Rl. Druhý konec prvního rezistorů Rl, druhý konec třetího rezistorů R3 jsou spojeny se společným vodičem. Drain druhého unipolámího tranzistoru Q2 je spojen sjedním koncem druhého rezistoru R2 a sjedním koncem třetího kapacitoru C3. Druhý konec druhého rezistorů R2 je spojen s kladnou svorkou napájecího napětí Vnn. Druhý konec třetího kapacitoru C3 je spojen s živou svorkou výstupního napětí V™*. Zemní svorka výstupního napětí Vgut je spojena se společným vodičem, se kterým je spojen i záporný pól napájecího napětí Vnn.
V obr. 3 je nakreslena druhá varianta řešení obvodu z obr. 2. Jediný rozdíl spočívá v tom, že druhý konec čtvrtého rezistorů R4 je spojen se sourcem druhého unipolámího tranzistoru Q2 místo se společným vodičem, takže počáteční klidový stejnosměrný stav obvodu po zapnutí před rozkmitáním odpovídá nulové hodnotě stejnosměrného předpětí gatů obou tranzistorů Ql a Q2. Po všech ostatních stránkách jsou oba obvody funkčně totožné. Varianta podle obr. 3 se hodí pro ty typy tranzistorů, které už při nulové hodnotě stejnosměrné složky Uqs, tedy klidového předpětí gatu, mají velkou hodnotu diferenciálního parametru vtts, a tím i velké zesílení.
Obvod podle obr. 2 je velmi univerzální tím, že neobsahuje žádné jiné součástky, určující pracovní kmitočet, než rezonátor XI. Této univerzálnosti obvod dosahuje za cenu menšího zesílení ve stupni s prvním unipolámím tranzistorem Ol, než je v praxi maximálně dosažitelné. Pokud je zapotřebí rozkmitávat i rezonátory s nepříliš dobrou jakostí, může zesílení, dosahované v obvodu podle obr. 2 být nedostatečné. V takové situaci je vhodnější užít varianty, uvedené v obr. 4. Zde má první unipolámí tranzistor Q1 k drainu místo šestého rezistorů R6 připojen jako impedanční zátěž Z paralelní rezonanční obvod tvořený čtvrtým kapacitorem C4 a induktorem LI, kde tento rezonanční obvod je naladěný na kmitočet rezonátoru XI. Jeden konec čtvrtého kapacitoru C4 a jeden konec induktoru LT jsou připojeny spolu sjedním koncem prvního kapacitoru Cl k drainu prvního unipolámího tranzistoru Ql. Druhý konec induktoru LI a druhý konec čtvrtého kapacitoru C4 jsou spojeny s kladnou svorkou napájecího napětí Vnn. Všechny ostatní části obvodu jsou zapojeny shodně s obvodem podle obr. 2, a oba obvody pracují podle týchž pravidel.
V obr. 5 je uvedena varianta řešení obvodu z obr. 4. Jediný rozdíl zde spočívá v tom, že pravý konec čtvrtého rezistorů R4 je spojen se sourcem druhého unipolámího tranzistoru Q2 místo se společným vodičem, takže počáteční klidový stejnosměrný stav obvodu po zapnutí před rozkmitáním odpovídá nulové hodnotě stejnosměrného předpětí gatů obou unipolámích tranzistorů Ql a Q2. Po všech ostatních stránkách jsou oba obvody funkčně totožné. Varianta podle obr. 5 se hodí pro ty typy unipolámích tranzistorů, které i v pracovním bodě s nulovou hodnotou stejnosměrné složky UGS, tedy klidového předpětí řídicí elektrody, mají velkou hodnotu diferenciálního parametru y22s, a tím už i velké zesílení. Tato varianta je, až na větší zesílení, dosahované užitím laděného obvodu LC v drainu prvního unipolámího tranzistoru Ql, zapojením a funkcí shodná s obvodem podle obr. 3.
Oscilátorový obvod užívá sourcově vázaného dvoustupňového zesilovače s unipolámími tranzistory Ql, Q2 JFET. Stupeň s prvním unipolámím tranzistorem Ql pracuje v zapojení se společným gatem, stupeň s druhým unipolámím tranzistorem Q2 pracuje v zapojení se společným drainem. Elektrody source obou unipolámích tranzistorů Ql, Q2 nejsou vzájemně spojeny přímo, ale prostřednictvím elektromechanického rezonátoru XI. Ten na svém kmitočtu sériové rezonance představuje velmi malý odpor, který zprostředkovává přenos signálu pracovního kmitočtu, na jiných kmitočtech se chová jako velká impedance, takže signál nepřenáší. Oscilátor tedy pracuje na sériovém rezonančním kmitočtu rezonátoru XI, který je, jak známo, odolnější proti vnějším vlivům, než kmitočet paralelní rezonance. Prvním unipolámím tranzistorem Ql napěťově zesílený signál se z jeho drainu přenáší na gate druhého unipolámího tranzistoru Q2 prvním kapacitorem CE Jakmile amplituda signálu na drainu druhého unipolámího tranzistoru Q2 překročí hodnotu stejnosměrného úbytku na prvním rezistorů RT, vyvolaného klidovým proudem druhého unipolámího tranzistoru 02 o hodnotu prahového napětí izolačního přechodu gate-source prvního tranzistoru Ql, začne přechod PN mezi řídicí elektrodu a sourcem druhého unipolámího tranzistoru Q2 signál usměrňovat, takže napětí na gatu druhého unipolámího tranzistoru Q2 začne
-4CZ 304463 B6 dostávat zápornou stejnosměrnou složku. Tím se pracovní bod druhého unipolámího tranzistoru Q2 posouvá po jeho převodní charakteristice do oblasti s menší hodnotou diferenciálního parametru y2is a tím se zmenšuje zesílení druhého unipolámího tranzistoru Q2.
Hodnota čtvrtého rezistorů R4 musí být veliká ve srovnání s diferenciálním odporem spoje drainu druhého unipolámího tranzistoru Q2 a paralelního obvodu LI Cl, naladěného na sériový rezonanční kmitočet krystalového rezonátoru XI, proti společnému vodiči. Časové konstanty R4C3 a R5C2 musejí být veliké proti době trvání kmitu rezonátoru XI. Tyto podmínky lze v praxi splnit bez obtíží. Záporná stejnosměrná složka se z gatu druhého unipolámího tranzistoru Q2 přenáší pátým rezistorem R5 na gate prvního unipolámího tranzistoru Ol, takže i jeho zesílení je tak regulováno. Gate prvního unipolámího tranzistoru Ql je přitom z hlediska střídavých složek signálu druhým kapacitorem C2 spojen se společným vodičem, takže z hlediska střídavého signálu první unipolámí tranzistor Ql pracuje jako stupeň se společným gatem. Tato samočinná regulace zesílení v obou stupních velmi účinně omezuje amplitudu střídavé složky signálu, takže nemůže dojít k přetížení krystalového rezonátoru. Přitom při uvádění obvodu do chodu na gatech prvního unipolámího tranzistoru Ql a drahého unipolámího tranzistoru Q2 žádná přídavná záporná stejnosměrná složka není ještě přítomná, takže oba stupně pracují s maximálním možným zesílením, a jsou tak schopné přivést k rozkmitání i rezonátor s poměrně špatným činitelem jakosti. Výstupní signál se z obvodu odebírá z drahého rezistorů R2, umístěného v napájení drainu drahého unipolámího tranzistoru Q2, který leží mimo zpětnovazební trasu zpracovávaného signálu, takže vliv změn vnější zátěže na stabilitu kmitočtu vytvářených kmitů je minimalizován.
Všechny varianty obvodu podle obr. 2 až obr. 5 byly konstruovány s unipolámími tranzistory s gatem izolovaným přechodem PN, čili typu JFET. Je však možné sestavit zcela obdobně pracující oscilátorové obvody i s tranzistory s gatem izolovaným dielektricky, čili s tranzistory typu MOS, někdy též označovanými jako typ MIS. V obr. 6 je uvedena varianta s tranzistorem MOS s vodivostí kanálu typu N, s kanálem vodivým při nulové hodnotě napětí gate-source. Na první pohled je vidět, že obvod je prakticky totožný s obvodem z obr. 2 až na to, že je přidána dioda Dl, spojená anodou s gatem drahého unipolámího tranzistoru Q2 a katodou se sourcem téhož druhého unipolámího tranzistoru Q2. Dioda Dl zastává při chodu obvodu funkci usměrňovače střídavé složky napětí na gatu drahého unipolámího tranzistoru Q2, kterou v obvodu na obr. 2 zastával izolační přechod PN gatu tranzistoru typu JFET. Ve všech ostatních aspektech činnosti se obvod shoduje s obvodem, podle obr. 2.
Pokud se v obvodu oscilátoru užijí tranzistory MOS s indukovaným kanálem, tj. tranzistory, u nichž při nulovém napětí gate-source není vodivý kanál vytvořen, a kjeho vytvoření je zapotřebí na gate přivést proti sourcu kladné předpětí, užije se obvod podle obr. 7. Proti variantě z obr. 6 je zde přidán napěťový dělič tvořený sedmým rezistorem R7 a osmým rezistorem R8, který z napájecího napětí Vnn tvoří přiměřený díl, nutný pro vytvoření indukovaného kanálu v unipolámích tranzistorech Ql, Q2. Spoj sedmého rezistorů R7 a osmého rezistorů R8 je pro střídavé složky napětí zkratován na společný vodič pátým kapacitorem C5. Paralelní kombinace diody Dl a čtvrtého rezistorů R4 zde není připojena mezi gate druhého unipolámího tranzistoru Q2 a jeho source, ale mezi jeho gate a spoj sedmého rezistorů R7 a osmého rezistorů R8. Pátý kapacitor C5 slouží především jako opěrný bod pro usměrňovači činnost diody DL Ve všech ostatních aspektech činnosti je obvod z obr. 7 shodný s obvodem z obr. 6.
Stejně jako v případě obvodů s tranzistory typu JFET je i při užití tranzistorů typu MOS výhodné zvětšit napěťové zesílení ve zpětnovazební smyčce užitím impedanční zátěže Z drainu tranzistoru Ql ve tvaru laděného obvodu LC místo pouhého rezistorů. V obr. 8 je uvedeno zapojení varianty, která je shodná s obvodem podle obr. 6, až na nahrazení šestého rezistorů R6 paralelním obvodem LI C4, naladěným na kmitočet elektromechanického rezonátoru XI. Zařazením laděného obvodu se zvětší napěťové zesílení ve zpětnovazební smyčce; jinak je obvod funkčně shodný s obvodem podle obr. 6. Obvod podle varianty uvedené na obr. 8 je vhodný pro užití tranzistorů MOS s vodivým kanálem, tedy s kanálem vytvořeným i při nulovém napětí gate-source.
-5CZ 304463 B6
V případě použití užít tranzistorů MOS s indukovaným kanálem, je nutné gatům tranzistorů dodat dostatečné nenulové stejnosměrné předpětí v klidovém pracovním bodě, tj. při rozběhu obvodu. Tuto situaci řeší obvod podle obr. 9. Obvod je shodný s obvodem podle obr. 7, až na nahrazení šestého rezistoru R6 v drainu prvního unipolámího tranzistoru Q1 paralelním rezonančním obvodem LI C4. naladěným na kmitočet elektromechanického rezonátoru XI. Jinak je tento obvod funkčně shodný s variantou z obr. 7.
Uvedené příklady obvodů jsou kresleny pro unipolámí tranzistory s kanálem typu N, ale funkčně totožné obvody lze sestavit i s tranzistory s kanálem typu P. Jediný rozdíl v tomto případě je opačná polarita napájecího napětí Vnn, opačná polarita diody Dl u obvodů, kde je zařazená a samozřejmě je opačná i polarita stejnosměrné složky signálu, kterou obvod samočinně vytvářejí na gatech unipolámích tranzistorů Q1 a 02.
Průmyslová využitelnost
Oscilátor s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru podle předkládaného řešení má široké využití, a to v měřicí technice, v automatizačních soustavách nebo v senzorových aplikacích.
Claims (7)
1. Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru, vyznačující se tím, že je tvořen dvěma zesilovacími stupni s prvním unipolámím tranzistorem (Ql) v zapojení se společným gatem a druhým unipolámím tranzistorem (Q2) v zapojení a se společným drainem, ve kterých je mezi drain prvního unipolámího tranzistoru (Ql) a sběrnici napájecího napětí (VDD), připojena zatěžovací impedance (Z) a mezi drain druhého unipolámího tranzistoru (Q2) a sběrnici napájecího napětí (VDD) je připojen druhý rezistor (R2), dále je k drainu prvního unipolámího tranzistoru (Ql) zapojen jedním koncem první kapacitor (Cl), jehož druhý konec je připojen jednak ke gatu druhého unipolámího tranzistoru (Q2) a jednak ke spoji čtvrtého rezistoru (R4) a pátého rezistoru (R5), kde druhý konec čtvrtého rezistoru (R4) je spojen se společným vodičem nebo se sourcem druhého unipolámího tranzistoru (Q2) a druhý konec pátého rezistoru (R5) je spojen s gatem prvního unipolámího tranzistoru (Ql), k němuž je současně připojen jeden konec druhého kapacitoru (C2), jehož druhý konec je spojen se společným vodičem, a současně source prvního unipolámího tranzistoru (Ql) je spojen sjedním koncem třetího rezistoru (R3) a sjedním koncem elektromechanického rezonátoru (XI), jehož druhý konec je spojen se sourcem druhého unipolámího tranzistoru (Q2), ke kterému je připojen jeden konec prvního rezistoru (Rl), přičemž druhé konce třetího rezistoru (R3) a prvního rezistoru (Rl) jsou spojeny se společným vodičem, a k drainu druhého unipolámího tranzistoru (Q2) je jedním koncem připojen třetí kapacitor (C3), který je druhým koncem připojen k živé svorce výstupního napětí (Vout), jehož zemní svorka je spojena se společným vodičem.
2. Oscilátor podle nároku 1, vyznačující se tím, že zatěžovací impedance (Z) je tvořena šestým rezistorem (R6).
3. Oscilátor podle nároku 1, vyznačující se tím, že zatěžovací impedance (Z) je tvořená paralelním rezonančním obvodem sestávajícím z induktoru (LI) a čtvrtého kapacitoru (C4), kde tento rezonanční obvod je naladěný na kmitočet rezonátoru (XI).
4. Oscilátor podle některého z nároků laž3, vyznačující se tím, že první unipolární tranzistor (Ql) a druhý unipolámí tranzistor (Q2) jsou tranzistory JFET.
-6CZ 304463 B6
5. Oscilátor podle některého z nároků 1 až 3, vyznačující se tím, že první unipolární tranzistor (Ql) a druhý unipolámí tranzistor (Q2) jsou tranzistory typu MOS, a paralelně ke čtvrtému rezistoru (R4) je připojena dioda (Dl), a to v případě tranzistorů MOS s kanálem N anodou ke gatu druhého unipolámího tranzistoru (Q2) a katodou k jeho sourcu, v případě tranzis5 torů MOS s kanálem P je dioda (Dl) připojena opačně a napájecí napětí (Vdd) má opačnou polaritu.
6. Oscilátor podle nároku 5, vyznačující se tím, že ke spoji druhého konce čtvrtého rezistoru (R4) a katody diody (Dl) je připojen spoj sedmého rezistoru (R7), osmého rezistoru
10 (R8) a čtvrtého kapacitoru (C5), přičemž druhý konec sedmého rezistoru (R7) a druhý konec pátého kapacitoru (C5) jsou spojeny se společným vodičem, a druhý konec osmého rezistoru (R8) je spojen se sběrnicí napájecího napětí (VDd)·
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ2013-349A CZ304463B6 (cs) | 2013-05-13 | 2013-05-13 | Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ2013-349A CZ304463B6 (cs) | 2013-05-13 | 2013-05-13 | Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ2013349A3 CZ2013349A3 (cs) | 2014-05-14 |
| CZ304463B6 true CZ304463B6 (cs) | 2014-05-14 |
Family
ID=50685362
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ2013-349A CZ304463B6 (cs) | 2013-05-13 | 2013-05-13 | Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ304463B6 (cs) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3054973A (en) * | 1958-05-26 | 1962-09-18 | Itt | Crystal controlled oscillator circuit with frequency control means |
| DE1516863A1 (de) * | 1966-04-28 | 1969-08-28 | Telefunken Patent | Transistorisierter butler-Oszillator |
| DE1591740A1 (de) * | 1967-10-27 | 1971-03-04 | Telefunken Patent | Oberwellenquarz-Oszillatorschaltung mit Ziehkondensator zur Frequenzeinstellung |
| US3836873A (en) * | 1973-07-02 | 1974-09-17 | Westinghouse Electric Corp | Low noise vhf crystal harmonic oscillator |
| US3996530A (en) * | 1975-06-30 | 1976-12-07 | International Business Machines Corporation | Butler oscillator |
| WO1992011691A1 (en) * | 1990-12-20 | 1992-07-09 | Northern Telecom Limited | Crystal oscillator |
-
2013
- 2013-05-13 CZ CZ2013-349A patent/CZ304463B6/cs not_active IP Right Cessation
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3054973A (en) * | 1958-05-26 | 1962-09-18 | Itt | Crystal controlled oscillator circuit with frequency control means |
| DE1516863A1 (de) * | 1966-04-28 | 1969-08-28 | Telefunken Patent | Transistorisierter butler-Oszillator |
| DE1591740A1 (de) * | 1967-10-27 | 1971-03-04 | Telefunken Patent | Oberwellenquarz-Oszillatorschaltung mit Ziehkondensator zur Frequenzeinstellung |
| US3836873A (en) * | 1973-07-02 | 1974-09-17 | Westinghouse Electric Corp | Low noise vhf crystal harmonic oscillator |
| US3996530A (en) * | 1975-06-30 | 1976-12-07 | International Business Machines Corporation | Butler oscillator |
| WO1992011691A1 (en) * | 1990-12-20 | 1992-07-09 | Northern Telecom Limited | Crystal oscillator |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| EUROQUARTZ TECHNICAL NOTES http://www.euroquartz.co.uk/portals/0/pdf/tech-notes.pdf, str. 4 24. 10. 2012 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ2013349A3 (cs) | 2014-05-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4889761B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| KR20090049020A (ko) | 압전 발진기 | |
| KR20100123381A (ko) | 부성저항을 개선시킨 차동 콜피츠 전압 제어 발진기 | |
| US20150372664A1 (en) | Apparatus and methods for switch-coupled oscillators | |
| EP1284046B1 (en) | Oscillator circuit | |
| JP2025036726A (ja) | 発振回路および電子機器 | |
| KR20190004332A (ko) | 발진기 | |
| CN107112948A (zh) | 用于动态地偏置振荡器以获得最优相位噪声的系统和方法 | |
| TW202042494A (zh) | 壓控振盪器 | |
| JP5883477B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| CZ304463B6 (cs) | Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru | |
| CZ25778U1 (cs) | Oscilátor typu Butler s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru | |
| US7768358B2 (en) | Oscillatory signal output circuit for capacitive coupling an oscillating signal with bias voltage applied | |
| JP2011166461A5 (cs) | ||
| RU2517429C1 (ru) | Генератор управляемый напряжением | |
| CZ302141B6 (cs) | Preladitelný LC oscilátor s konstantní amplitudou | |
| Foit et al. | Special purpose oscillators | |
| EP0853837B1 (en) | Oscillator comprising a starting circuit | |
| KR101527291B1 (ko) | 광대역 lc 전압제어 발진기 | |
| KR101328057B1 (ko) | Ｌｃ 전압제어 발진기 | |
| US9077281B2 (en) | Oscillator circuit | |
| KR101328134B1 (ko) | 저전압 ｌｃ 전압제어 발진기 | |
| CZ20874U1 (cs) | Přeladitelný LC oscilátor s konstantní amplitudou | |
| Aniruddhan | Quadrature generation techniques in CMOS relaxation oscillators | |
| JP2007074465A (ja) | 交流増幅器及び圧電振電子発振器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20200513 |