CN2884684Y - 二极管钳位式三电平半桥变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种应用于开关电源的二极管钳位式三电平半桥变换器，它包括中心接地的对称正负电源、与该电源并接的电容分压支路和半桥交流桥臂、及接在桥臂中点与电容分压支路中点间的高频降压变压器，电容分压支路的中点接电源的地端；半桥交流桥臂包括四个开关管，第一至第四开关管依次串接后再并接在电源的正、负端之间；高频降压变压器接在电容分压支路中点与第二第三开关管的串接点之间；第一第二开关管的串接点与电源的地端间反向跨接第一续流二极管，第三第四开关管的串接点与电源的地端间正向跨接第二续流二极管。其具有以下优点：开关管电压应力小，理论上承受的电压为输入电压的一半，比传统半桥电路耐压要求降低一半；控制方法简单。

Description

二极管钳位式三电平半桥变换器

技术领域

本实用新型涉及一种半桥变换器，属于开关电源技术领域。

背景技术

近年来，单元串联式高压变频器的应用越来越普遍。在这种电路方案中，功率单元输入电压通常为三相690V，全桥整流后的电压在900V以上。如此高的输入电压对于功率单元的辅助电源设计来讲，有以下几种方案可选择：

1.纯粹线形电源方案。首先通过工频变压器降压，在变压器的次边得到合适电压等级的三相交流，再经过整流、滤波、线形功率器件稳压，最后得到稳定的直流电压供给功率单元控制电路供电。这种方案的缺点：需要笨重的工频降压变压器、效率低、适应电压范围窄。

2.工频降压+开关稳压方案。与第一种方案不同的是，在降压变压器的次边整流滤波电路之后，采取开关方式实现稳压输出。相比第一种方案，可以克服效率低、适应电压范围窄的缺点，但还存在笨重的工频降压变压器问题。

3.纯粹的开关电源方案。直接利用主回路整流之后的900V直流电压，通过高频功率变换和高频降压变压器实现隔离和降压。这种电路是电力电子技术发展的趋势，它的优点是：体积小、效率高、适应电压范围宽，缺点是高频功率变换电路中的功率器件承受的电压应力大、器件成本高、工作可靠性相应降低。

在开关电源领域广泛采用的电路拓扑中，半桥电路由于具有电路简单、开关管承受电压小、自动纠正变压器偏磁等优点而得到广泛应用。在图1所示的半桥电路中，两个开关管Q承受的电压为均Vin，由于这里的输入电压Vin已经达到900V，考虑电压波动和寄生参数带来的开关尖峰电压，必须选择耐压在1500以上的开关管。由于目前市场主流提供的MOSFET耐压均在900V左右，所以传统的半桥电路还是无法解决这一问题。

发明内容

鉴于上述，本实用新型的目的就是提供一种能够降低功率器件耐压要求的半桥变换器。

为达此目的，本实用新型采用以下技术方案：

一种二极管钳位式三电平半桥变换器，它包括电源、与该电源并接的电容分压支路和半桥交流桥臂、及接在桥臂中点与电容分压支路中点间的高频降压变压器，其特征是：

所述电源为中心接地的对称正负电源，所述电容分压支路的中点接该电源的地端；

所述半桥交流桥臂包括四个开关管，所述第一至第四开关管依次串接后再并接在所述正负电源的正端和负端之间；

所述高频降压变压器接在所述电容分压支路中点与所述第二第三开关管的串接点之间；

所述第一第二开关管的串接点与所述电源的地端间反向跨接第一续流二极管，所述第三第四开关管的串接点与所述电源的地端间正向跨接第二续流二极管。

通过驱动信号使四只开关管按“第一第二开关管开，第三第四开关管关”→“第二第三开关管开，第一第四开关管关”→“第三第四开关管开，第一第二开关管关”→“第二第三开关管开，第一第四开关管关”这样的四个状态循环工作，就可使各开关管承受的电压为Vin/2。

本实用新型具有以下优点：

1.开关管电压应力小，理论上承受的电压为Vin/2，比传统半桥电路耐压要求降低一半；

2.控制方法简单。

附图说明

下面结合附图作进一步说明。

图1为传统半桥电路拓扑图；

图2为二极管钳位式三电平半桥变换器电路图；

图3为图2中驱动信号的波形图。

具体实施方式

本实用新型是一种二极管钳位式三电平半桥变换器，其电路如图2所示，它包括：

带中心接地端的对称正负电源+Vin/2、-Vin/2；

由电容C1、C2串接成的电容分压支路，该电容分压支路并接在正负电源间，该电容分压支路的中点接电源的地端n；

由四个开关管Q1-Q4构成的半桥交流桥臂，Q1-Q4依次串接后并接在正负电源+Vin/2、-Vin/2之间，此处串接的含义是指前一开关管的源极与后一开关管的漏极相接，Q1的漏极接电源+Vin/2，Q4的源极接电源-Vin/2；

高频降压变压器T，其原边接在电容分压支路中点与开关管Q2、Q3的串接点a之间；

第一续流二极管D1，其反向跨接于开关管Q1、Q2的串接点与电源的地端n之间；

第二续流二极管D2，其正向跨接于开关管Q3、Q4的串接点与电源的地端n之间。

C1、C2为两只容量、耐压相等的电容，串联后并联在高压输入端，其上的电压Vc1＝Vc2＝Vin/2，为分析方便，假设电容串联支路中点n的电压Vn＝0。Q1、Q2、Q3、Q4为型号相同的MOSFET功率开关器件，它们串联构成变换桥臂，桥臂中点电压Va随着Q1、Q2、Q3、Q4开关状态的变化而产生+Vin/2、0、-Vin/2的变化。

四只功率开关器件Q1-Q4的驱动信号波形见图3。在图中，g1、g2、g3、g4分别代表着Q1、Q2、Q3、Q4的驱动信号，其中g1、g4代表着双端PWM(脉宽调制)控制芯片的脉宽调制输出信号，在相位上差180°。g3为g1输出信号的逻辑反，g2为g4输出信号的逻辑反。为分析问题方便，不考虑g3与g1、g2与g4之间的死区时间，但在实际电路设计时，必须考虑在他们之间留出足够的死区时间。

为分析方便，暂不考虑电路寄生参数对开关管承受电压的影响。图2电路在图3逻辑信号的控制下，工作过程如下：

阶段1(S1)：Q1、Q2为ON；Q3、Q4为OFF，Van＝Vc1＝Vin/2，Q3、Q4处于截止状态，VQ3+VQ4＝Vin；电路稳态工作时，阶段1是从阶段4过渡而来，阶段4中Q1上的电压为Vin/2，没有放电回路，所以在阶段1能保证VQ3＝VQ4＝Vin/2。

阶段2(S2)：Q2、Q3为ON；Q1、Q4为OFF，电容支路与变换器桥臂之间没有能量交换过程，变压器原边通过二极管D1、Q2续流，Q1、Q4处于截止状态，VQ1+VQ4＝Vin，并且因为Q2、Q3导通，通过D1、Q2或D2、Q3，可以严格保证VQ1＝VQ4＝Vin/2。

阶段3(S3)：Q3、Q4为ON；Q1、Q2为OFF，Van＝Vc2＝-Vin/2，Q1、Q2处于截止状态，VQ1+VQ2＝Vin，由于在阶段2，Q1上的电压＝Vin/2，进入阶段3后Q1状态没有发生变化，并且没有放电通路，因此会得到VQ1＝VQ2＝Vin/2的结果。

阶段4(S4)：Q2、Q3为ON；Q1、Q4为OFF，电容支路与变换器桥臂之间没有能量交换过程，变压器原边通过二极管D2、Q3续流，Q1、Q4处于截止状态，VQ1+VQ4＝Vin，并且Q2、Q3导通，通过D1、Q2或D2、Q3回路，可以严格保证VQ1＝VQ4＝Vin/2

电路接下来的工作过程重复阶段1～阶段4，周而复始。

本实用新型的名称为“二极管钳位式三电平半桥变换器”，其中：二极管钳位的含义是指，在阶段2和阶段4，存在如下现象：由于钳位二极管D1、D2的钳位作用，通过Q2、Q3提供的通路，保证了a点电压与n点电压完全相等，此时Q1、Q4关断，Vds1＝Vds4＝Vin/2，并且在向下一阶段过渡时，Vds1或Vds4继续维持Vin/2不变，保证在任何阶段所有开关管承受的电压都不超过Vin/2。三电平则是指变压器原边a点的电压在电路工作过程中存在+Vin/2、0、-Vin/2三个电平。

采用本实用新型提出的电路和控制方法，除具有传统半桥电路的优点外，还有以下优点：

1.开关管电压应力小，理论上承受的电压为Vin/2，比传统半桥电路耐压要求降低一半；

2.控制方法简单，Q1、Q4采用传统半桥电路的180°相位差的脉宽调制驱动信号，Q2采用Q4的逻辑反信号，Q3采用Q1的逻辑反信号。

Claims (1)

1.一种二极管钳位式三电平半桥变换器，它包括电源、与该电源并接的电容分压支路和半桥交流桥臂、及接在桥臂中点与电容分压支路中点间的高频降压变压器，其特征在于：

所述电源为中心接地的对称正负电源，所述电容分压支路的中点接该电源的地端；

所述半桥交流桥臂包括四个开关管，所述第一至第四开关管依次串接后再并接在所述正负电源的正端和负端之间；

所述高频降压变压器接在所述电容分压支路中点与所述第二第三开关管的串接点之间；

所述第一第二开关管的串接点与所述电源的地端间反向跨接第一续流二极管，所述第三第四开关管的串接点与所述电源的地端间正向跨接第二续流二极管。