CN2648694Y - 具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器 - Google Patents
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Abstract
一种具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，能解决以开关组件作为初、次级切换时，开关组件截止时间不易控制的问题。由一变压器；一初级切换单元，至少由一第一开关组件及一第一控制电路组成；一次级切换单元，至少由一第二开关组件及一第二控制电路组成；及一隔离单元组成。其中第一控制电路控制隔离单元输出一截止信号至第二控制电路，使第二控制电路于收到截止信号后，令第二开关组件进入截止状态。由此：第一控制电路可控制何时送出截止信号给第二开关组件，使第二开关组件可于次级电流降到零之前或等降到零才进入截止状态，使得本实用新型可操作于连续模式或非连续模式。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，特别是关于一种利用开关组件作关闭、开启的切换行为的电源供应器。
背景技术
如图1A所示，其是现有的一般返驰式交换电源供应器的电路装置。其中S1可为晶体管、闸流管或金属氧化物半导体场效晶体管等具有小信号控制其开关(on/off)作用的开关组件。而D1在导通时会产生0.4V～1.5V不等的电压降(此为二级管的特性)，因此当输出电压(Vo)低时常发生效率低，二极管(D1)消耗功率过大需大面积的散热片等情况。例如当Vo为5Vdc，D1的压降为0.4V，D1反向耐压为30Vdc，电源供应器的输出为50W(5V/10A)，因此在D1上的消耗功率为0.4V*10A＝4W，不计其它组件的消耗，此电源供应器的效率(Efficiency)为50W/(50W+4W)＝92.6％。
如图1B所示，其是目前返驰式交换电源供应器的另一现有电路装置。为了提高返驰式电源供应器的效率，若在D1位置改以S2(可为闸流管、金属氧化物半导体场效晶体管等)代替，以今日科技水准MOSFET可轻易做到10毫欧姆左右的RDS(on)，如SI4410，可将消耗功率降低甚多，克服上述困扰。以上例做为比较，Vo为5Vdc，S2以SI4410(RDS＝11毫欧姆，VDS＝30V)取代，输出功率为50W(5V/10A)则S2的压降为10A*11毫欧姆＝110mVdc，S2的消耗功率为110mV*10A＝1100mW＝1.1W不计其它组件的消耗功率的效率为50W/(50W+1.1W)＝97.8％较使用二极管的效率提升6.2％，此为目前工程人员追求的目标，只是，以S2取代D1的过程中仍有其技术瓶颈存在。
如图2所示，其是现有的返驰变压器各点的电压波形及电流波形。S2必须很精准地控制在t1产生后导通，同时在t2来临前截止，通常t1a较易控制，因为t1是VN2由负转正时的时间，我们可利用VN2为触发信号，延迟若干时间后，令S2导通即可，但返驰变压器t2的产生则随负载(Io)的变化而改变，相当难以预测，且t2a为t2产生前需将S2截止，否则，Co将由S2对N2充电，而于S1再次导通时产生一逆向电流(-IS1)而可能致使S1烧毁。
因此返驰式交换电源供应器将次级侧(指变压器而言)的整流电路变更为以开关组件(如可为闸流管、金属氧化物半导体场效晶体管等)作控制时，一般均以次级侧的开关组件作为主动控制其导通/截止状态，而以初级侧(指变压器而言)的开关组件为被动控制，即返驰式交换电源供应器先令次级侧的开关组件先截止，再令初级侧的开关组件导通。例如利用一电流变流器检测次级电流降到零点时，令次级侧的开关组件截止，再利用变压器的剩磁产生反电动势使初级侧导通。而此技术通常应用于非连续模式(即次级电流降至零点时使开关组件截止，再使初级侧的开关组件导通)。
但上述返驰式交换电源供应器以次级侧的开关组件为主动，而初级侧的开关组件为被动，只能使返驰式交换电源供应器操作于非连续模式，如此将使变压器体积变大、电源供应器效率变差。若能令返驰式交换电源供应器操作于连续模式(即次级电流仍高于零点，即将初级侧的开关组件导通，并另次级侧的开关组件进入截止)，则将使得变压器体积变小、电源供应器效率变高等优点存在。
再者，上述以电流变流器检测次级电流的变化，可能会使以开关组件取代二极管的效果消失。因电流变流器具有直流阻绝的效果，因此需增加电路将直流电平恢复，将致使电流变流器做为电流检测的精确度大打折扣。且此电流变流器检测的准确度，需相当准确，否则交换式电源供应器不是容易烧毁，就是所能提升的效率不高。
由上可知，上述现有的返驰式交换电源供应器，在实际使用上，显然具有不便与缺陷存在，而有待加以改善。
实用新型内容
本实用新型的主要目的，是提供一种具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，针对开关组件的关闭时间提供一有效的控制，使电源供应器能有效提高效率，并能正常工作，以及让返驰式交换电源供应器能操作于连续模式或非连续模式。
为了实现上述目的，本实用新型提供了一种具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，包括：一变压器；一初级切换单元，至少由一第一开关组件及一第一控制电路组成，该第一开关组件连接于该电压器的初级侧，该第一控制电路控制该第一开关组件的导通状态；一次级切换单元，至少由一第二开关组件组成，该第二开关组件连接于该变压器的次级侧；及一隔离单元，连接于该第一控制电路与该第二开关组件之间；其中该第一控制电路控制该隔离单元输出一截止信号至该次级切换单元，该次级切换单元的第二开关组件接收到该截止信号后进入截止。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该第一开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该第二开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该隔离单元为变压器或光耦合器。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该次级切换单元还包括一第二控制电路，该第二控制电路接收该截止信号从而控制该第二开关组件的导通状态。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该第一开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第一控制电路是脉宽调变控制IC。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中该脉宽调变控制IC的编号是3843、3842或6841。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该第二开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该第二控制电路包括：一电平参考电路，提供一电平参考值；一缓冲电路，输出电压控制该第二开关组件的阻值变化；及一驱动电路，根据该电平参考值调整该缓冲电路的输出电压大小，使得流经该第二开关组件的电流所产生的压降能维持在一固定电压，而让该第二开关组件的阻值能随该变压器输出的电流呈反比变化。
如上所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其中，该隔离单元为变压器或光耦合器。
本实用新型的有益效果是，针对现有技术中返驰式交换电源供应器利用开关组件控制变压器输出而言，而由于开关组件本身的消耗功率甚低，如此可有效提高电源供应器的效率。通过很精准控制开关组件的导通与截止时间，提供一有效的控制，使电源供应器能有效提高效率，并能正常工作，以及让返驰式交换电源供应器能操作于连续模式或非连续模式。
下面结合具体实施方式和附图对本实用新型作进一步说明。
附图说明
图1A是现有一般返驰式交换电源供应器的电路装置；
图1B是现有目前返驰式交换电源供应器的电路装置；
图2是图1B的电压及电流波形图；
图3是本实用新型第一实施例的电路方块示意图；
图4是本实用新型第二实施例的电路接线图；
图5是图4的波形图；
图6是本实用新型第三实施例的电路接线图；及
图7是图6的波形图。
其中，附图标记说明如下：
1变压器
11初级侧 12次级侧
2初级切换单元
21第一开关组件 22、22′第一控制电路
3次级切换单元
31第二控制电路 32第二开关组件
311电平参考电路 312驱动电路
313缓冲电路
4隔离单元
具体实施方式
如图3所示，是本实用新型第一实施例的电路方块图。本实用新型是一种具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，包括一变压器1、一初级切换单元2及一次级切换单元3及一隔离单元，其中：
变压器1设有一初级侧11及一次级侧12，而初级切换单元2连接于初级侧11，次级切换单元3连接于次级侧12。变压器1在返驰式交换电源供应器中主要是将初级侧11的能量转换至次级侧12，且初级侧11与次级侧12的输出端各设有正负反向的电压及其相对电流。
初级切换单元2连接于一供应的Vsource，以切换出高频信号Vin及初级电流Iin。其中初级切换单元2是由一第一开关组件21及一第一控制电路22组成，而第一开关组件21连接于变压器1的初级侧11，第一控制电路22是用以控制第一开关组件21的导通/截止状态，如此即可控制变压器1的转态动作。而其中第一开关组件21是指以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管(Thyristor)。
次级切换单元3是由一第二开关组件32与变压器1的次级侧12连接，而输出电容Co则连接于第二开关组件32的输出端，并由输出电容Co得到一输出电压Vo。其中第二开关组件32是根据变压器1的转态以控制次级电流ID1的输出，而第二开关组件32是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
隔离单元4连接于第一控制电路22与第二开关组件32之间，用以输出一截止信号至第二开关组件32，使第二开关组件32进入截止状态。
因此在本实施例中，主要的动作原理说明如下，首先假设，初级侧11的第一开关组件21为截止，次级侧12的第二开关组件32为导通。此时次级电流ID1呈现倒三角的变化波形，即次级电流ID1由大至小逐渐变化。第一控制电路22的主要作用除了控制第一开关组件21何时导通之外，最重要的一点就是必须在第一开关组件21导通之前通过隔离单元4送出一截止信号至第二开关组件32，使第二开关组件32进入截止状态。如此第一开关组件21在导通后，变压器1产生转态变化时，可避免初、次级的开关组件同时导通的缺陷。且第一控制电路22可控制何时送出截止信号给第二开关组件32，使第二开关组件32可在次级电流ID1降到零之前或等降到零才进入截止状态，将使得本实施例可操作于连续模式或非连续模式。而其中第一开关组件21导通时间的长短也是由第一控制电路22作控制，当第一开关组件21截止时，变压器1即转态，次级电流ID1又会呈现上述倒三角变化的波形。
请参阅图4，是本实用新型第二实施例的电路接线图。其中第一开关组件21是指P型金属氧化物半导体场效晶体管Q6；第一控制电路22是指编号为3843(或3842)的脉宽调变控制IC U1、电容C1，C2，CT、电阻R5，R6，RT及晶体管Q7，Q8所组成的组件而言；隔离单元4是指变压器T2、电阻R4、二级管D4及晶体管Q5所组成的组件而言；第二开关组件32为N型金属氧化物半导体场效晶体管Q1。值得注意的是本实施例所增加的第二控制电路31是用来控制第二开关组件32的截止状态，并用来接收隔离单元4输出的截止信号。
而第二控制电路31是由电平参考电路311、驱动电路312及缓冲电路313组成。其中电平参考电路311是提供一电平参考值，缓冲电路313输出电压控制第二开关组件32的阻值变化，而驱动电路312则根据电平参考值调整缓冲电路313的输出电压大小，使得流经第二开关组件32的电流所产生的压降能维持在一固定电压，并让第二开关组件32的阻值能随变压器1输出的电流呈反比变化。
在此先对第二控制电路31的动作原理作说明，并假设此时次级电流ID1呈现例三角的变化波形，而其中二级管D1、D2、D3提供电流隔绝作用，而为了方便下述说明二极管D1、D2、D3的压降忽略不记。并假设Q1的导通电阻为15毫欧姆，Q4的Vbe电压为0.6V，V3电压设定为6.15V。
其中V3此一端点所并联的另一回路为Q4的b-e两端与Q1的s-d两端所作的串联。因此当Q4欲导通过落于Q1的S-D两端压降不得大于0.15V(因此时Q4的Vbe电压为0.6V)。反之当Q4截止代表此时Q1的s-d两端压降为大于0.15V。
当变压器1输出的电流如图2的ID1变化时，电流ID1在大于1A时，Q4截止，Q1的Vgs电压使Q1全速导通。并于电流ID1小于1A时，Q4导通，使Q1的s-d两端压降维持固定在0.15V，而当电流ID1为零时，Q1的阻抗将为无限大，使Q1自动进入截止。
也就是说在本实施例中第二控制电路31主要作用是提供第二开关电路32的阻值能随次级电流ID1输出呈反比变化。如此可在次级电流ID1降到为零时，因Q1阻值变为无限大而自动进入截止状态。
但上述的第二控制电路31只能在次级电流ID1降到为零时，Q1才会截止，换言之此时返驰式电源供应器系操作于非连续模式。若要让返驰式交换电源供应器操作于连续模式，则需由第一控制电路22对第二开关组件32作主动控制送出截止信号。本实施例的连续模式操作如下所述，并请同时参阅图5所示的波形图。
同样先假设次级电流ID1呈现倒三角的变化波形，而第一开关组件21为截止，第二开关组件32为导通。其中控制IC U1是通过接脚6控制第一开关组件21的导通或截止，控制IC U1的接脚4则输出锯齿波波形推动晶体管Q7、Q8组成的缓冲器，再由缓冲器输出信号以驱动变压器T2的转态变化。而此锯齿波波形的频率可由电阻RT及电容CT作调整。
如图5所示在T1时间，控制IC U1的接脚4(Vpin4)电平开始由4V往1V下降，使得变压器T2的次级侧输出产生转态变化，并使原本为截止状态的晶体管Q5进入导通状态，晶体管Vce3及Vce4的电平则从高电平降至零电平，使得Q1阻值趋于无限大而进入截止状态。因此在T2时间次级电流ID1将降为零，并于T2时间，控制IC U1的接脚6输出信号以驱动第一开关组件21进入导通。而在次级电流ID1在未下降至零之前，即因在T1时间的晶体管Vce3及Vce4的电平即降至零电平，而强迫令第二开关组件32于T2时间进入截止状态，使得返驰式电源供应器得以操作在连续模式。
请参阅图6，是本实用新型第三实施例的电路接线图。其中第一控制电路22′是指编号为6841的脉宽调变控制IC U2、电容C3，C4，C5、电阻R7-R11、二级管D5-D7及晶体管Q9，Q10所组成的组件而言。
如第图7所示，控制IC U2的接脚8为输出控制接脚，其电压输出并非立即升至VCC而是先从0V沿上升斜率升至5V再直接到VCC电压，因此控制IC U2的接脚8输出电压至5V左右时，晶体管Q6才开始导通。本实施例利用0V上升斜率升至5V这段时间(约为800nS)，晶体管Q6尚未导通前取得同步脉波信号先关闭晶体管Q1以免晶体管Q1、Q6同时导通的情形。
而当控制IC U2的接脚8输出电压为0V时，晶体管Q10不导通并使得晶体管Q9导通及电容C5充电，变压器T2初级侧因二极管D5顺向导通使得端电压此时为0.6V左右，变压器T2次级侧为低电位及晶体管Q5关闭。而当控制IC U2的接脚输出电压从0V升至1V时，晶体管Q10立即导通(Q10须选择1V可导通的FET)，但此时晶体管Q6尚未导通，而晶体管Q10导通使得晶体管Q9关闭及电容C5放电，变压器T2初级侧因电容C5放电而产生-VCC的负脉波，此负脉波因变压器T2初/次级极性相反，导致变压器T2次级侧电压转为正脉波信号以驱动晶体管Q5导通，而晶体管Q5导通将使得晶体管Q1关闭。而控制IC U2的接脚8输出电压升至5V左右时晶体管Q6开始导通，等到控制IC U2的接脚8电压再由高电位转为低电压时，则晶体管Q6关闭而晶体管Q1开始导通。据上所述，由第一控制电路22控制隔离单元4输出截止信号至第二开关组件32的时间，而可以让本实用新型操作于连续模式或非连续模式，且能保证变压器1在转态的过程中，第一开关组件21及第二开关组件32不会同时导通，以避免因第一开关组件21及第二开关组件32同时导通时，第二开关组件32容易导致烧毁的缺陷。而其中非连续模式的操作可由第一控制电路22在次级电流ID1下降至零，即送出截止信号，或者当第一控制电路22未送出截止信号，当次级电流ID1下降至零，因由第二控制电路31控制第二开关组件32的阻值随变压器1输出的电流呈反比变化，使得第二开关组件32因阻值为无限大而进入截止状态。
以上所述，仅为本实用新型最佳的具体实施例的详细说明与附图，本实用新型的特征并不局限于此，如隔离单元中所采用的变压器也可改为光耦合器，本实用新型的所有范围应以下述的权利要求为准。
Claims (11)
1.一种具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，包括：
一变压器；
一初级切换单元，至少由一第一开关组件及一第一控制电路组成，该第一开关组件连接于该电压器的初级侧，该第一控制电路控制该第一开关组件的导通状态；
一次级切换单元，至少由一第二开关组件组成，该第二开关组件连接于该变压器的次级侧；及
一隔离单元，连接于该第一控制电路与该第二开关组件之间；
其中该第一控制电路控制该隔离单元输出一截止信号至该次级切换单元，该次级切换单元的第二开关组件接收到该截止信号后进入截止。
2、如权利要求1所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第一开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
3、如权利要求1所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第二开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
4、如权利要求1所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该隔离单元为变压器或光耦合器。
5、如权利要求1所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该次级切换单元还包括一第二控制电路，该第二控制电路接收该截止信号从而控制该第二开关组件的导通状态。
6、如权利要求5所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第一开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
7、如权利要求5所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第一控制电路是脉宽调变控制IC。
8、如权利要求7所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该脉宽调变控制IC的编号是3843、3842或6841。
9、如权利要求5所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第二开关组件是以小信号控制的金属氧化物半导体场效晶体管或闸流管。
10、如权利要求5所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该第二控制电路包括：
一电平参考电路，提供一电平参考值；
一缓冲电路，输出电压控制该第二开关组件的阻值变化；及
一驱动电路，根据该电平参考值调整该缓冲电路的输出电压大小，使得流经该第二开关组件的电流所产生的压降能维持在一固定电压，而让该第二开关组件的阻值能随该变压器输出的电流呈反比变化。
11、如权利要求5所述的具有初/次级同步控制的返驰式交换电源供应器，其特征在于，该隔离单元为变压器或光耦合器。
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| GR01 | Patent grant | ||
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20041013 Termination date: 20110714 |