CN1228909C - 用于直流变换器的同步整流驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种用于直流变换器的同步整流驱动电路，包括脉宽调制电路、主开关管驱动电路、续流管驱动电路、脉宽调制电路一路通过主开关管驱动电路控制主开关管的开关，续流管驱动电路包括反相微分电路和互补功率放大电路，反相微分电路的输入端与脉宽调制电路的输出端相连，反相微分电路的输出端接至互补功率放大电路的输入端，互补功率放大电路的输出端接续流管的控制端。通过调节反相微分电路的参数可以降低互补功率放大电路的交叉导电损耗；通过调节反相微分电路的微分时间，使得互补功率放大电路的输入端高电平信号保持时间不会超过一个脉冲周期。这样，模块关机时，不会出现关机反压现象。
Description
技术领域：
本发明涉及一种用于直流变换器的同步整流驱动电路，尤其涉及一种用于BUCK变换器的用于直流变换器的同步整流驱动电路。
背景技术：
为了适应电子、通信设备和大规模集成电路的供电要求，DC/DC模块电源输出电压越来越低，而输出电流却越来越大。传统的肖特基整流方式逐渐被同步整流方式所取代。用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功率密度。
传统的Buck电路的主开关管通常采用MOSFET，而续流管由于受驱动芯片功能、驱动复杂性等问题的困扰，通常采用肖特基二极管。很明显对于低电压、大电流输出，肖特基续流管消耗大量的功率，导致该电路的效率难以提高。
已有的Buck变换器用于直流变换器的同步整流驱动电路之一，如图1所示，该驱动方案利用两个互补的第三、第四三极管Q3、Q4实现驱动信号的反向及放大，方案简单，但是由于基极的驱动电阻R8、R9的限流作用，使得续流管(MOSFET管)的开通和关断较慢，导致主开关管Q1与续流管Q2的交叉导电损耗较大。
已有的Buck变换器用于直流变换器的同步整流驱动电路之二，与图1所示的已有同步驱动方案不同之处在于，该电路在图1的基础上进行了改进，分别在驱动电阻R7、R8上并联了加速电容C5、C6，使得主开关管Q1与续流管Q2的交叉导通损耗能够大大减少，但是在模块关机，即脉宽调制电路(PWM芯片)停止工作的情况下，续流管Q2由于极间电容(简称Cgs)的电荷存储作用，极间电压(简称Vgs)一直为高电平，续流管Q2处于导通状态，导致模块关机反压出现。
发明内容：
本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种用于直流变换器的同步整流驱动电路，该电路可降低导电损耗，且在模块关机时续流管立即关断不会出现关机反压现象。
为实现上述目的，本发明提出一种用于直流变换器的同步整流驱动电路，包括脉宽调制电路、主开关管驱动电路和续流管驱动电路，脉宽调制电路一路通过主开关管驱动电路控制主开关管的开关，续流管驱动电路包括反相微分电路和互补功率放大电路，反相微分电路的输入端与脉宽调制电路的输出端相连，反相微分电路的输出端接至互补功率放大电路的输入端，互补功率放大电路的输出端接续流管的控制端。
由于采用了以上的方案，反相微分电路驱动互补功率放大电路工作，通过调节反相微分电路的参数可以降低互补功率放大电路的交叉导电损耗；另外，在模块关机时，即脉宽调制电路停止工作后，通过调节反相微分电路的微分时间。这样，续流管的极间电容上的电荷很快通过互补功率放大电路放掉，续流管不会一直导通，从而避免了模块出现关机反压现象。
附图说明：
图1是现有技术中Buck变换器的同步整流驱动方案电路图；
图2是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第一种实施例电路图；
图3是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第二种实施例电路图。
图4是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第三种实施例电路图。
图5是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第四种实施例电路图。
图6是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第五种实施例电路图。
图7是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第六种实施例电路图。
图8是本发明用于直流变换器的同步整流驱动电路第七种实施例电路图。
具体实施方式：
下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。
本发明的具体实施施方案为：用于BUCK变换器的同步整流驱动电路，包括脉宽调制电路PWM、主开关管驱动电路1、延时电路4和续流管驱动电路2，续流管驱动电路2包括互补功率放大电路5和反相微分电路3，互补功率放大电路5包括第三和第四三极管Q3、Q4，脉宽调制电路PWM一路通过延时电路4和主开关管驱动电路1控制主开关管Q1的开关，另一路通过续流管驱动电路2控制续流管Q2的开关，反相微分电路的输入端与脉宽调制电路PWM的输出端相连，反相微分电路的输出端A接至互补功率放大电路5的输入端，互补功率放大电路5的输出端接至续流管Q2的控制端，反相微分电路3用于控制互补功率放大电路5的通断。在脉宽调制电路PWM停止工作后，使得互补功率放大电路5的输入端在一个脉冲周期内变为低电平，续流管Q2立即关断。延时电路4可以配合反相微分电路3调节主开关管Q1和续流管Q2的导通时序，减少交叉损耗。如图3至图8所示，可以采用隔离电路，变压器T1为隔离变压器或光电耦合管为隔离光电耦合管，使得主开关管驱动信号与续流管驱动信号隔离，可以减少前级电路对后级电路的干扰。在不采用隔离电路时光电耦合管U1和变压器T1的接地端相连。当使用隔离电路时，变压器T1的原级和副级之间的接地端分开，而光电耦合管U1的发光二极管与光敏三极管之间的接地端相分开。
对于上述方案可用于BUCK变换器、BOOST变换器和BUCK变换器、BOOST变换器的变形变换器等。
实施例一：
如图3至8所示，所述的延时电路4，包括相互并联的第四电阻R4和第二二极管D2，第二二极管D2的正极与主开关管驱动电路1相连，第二二极管D2的负极与脉宽调制电路相连。反相微分电路3包括第一耦合电容C2、变压器T1、第二耦合电容C3、第一二极管D1和第一电阻R1，所述的第一耦合电容C2的一端B作为反相微分电路的输入端，另一端接至变压器的输入端，变压器的异名输出端与第二耦合电容C3的一端相连，第二耦合电容C3的另一端A为反相微分电路的输出端，它与变压器同名输出端之间接有相并联的第一二极管D1和第一电阻R1，第一二极管D1的正极接变压器的同名输出端。第三和第四三极管Q3、Q4的基极相互连接作为互补功率放大电路5的输入端，第三、第四三极管Q3、Q4的发射极分别接有第二电阻R2和第三电阻R3，第二电阻R2和第三电阻R3另一端相互连接，作为互补功率放大电路5的输出端，接至续流管Q2的控制端。该电路中的第一电阻R1的阻值应足够大，这样能保证互补功率放大电路5正常工作。
第四电阻R4和第二二极管D2组成的延时电路4是为了配合第二电阻R2和第三电阻R3调节主开关管Q1和续流管Q2的导通时序，减少交叉导通损耗。通常情况是第二电阻R2大约10欧姆，第三电阻R3为0欧姆。调节第二电阻R2是改变续流管Q2导通的快慢，调节第三电阻R3是改变续流管Q2关断的快慢。调节第二电阻R2和第三电阻R3努力实现续流管Q2的开通与主开关管Q1的开通尽量错开，避免两者同时导通造成不必要的损耗。
该电路的工作原理如下：当B点电压为高电平时，通过第二耦合电容C3耦合到变压器上，当原边上端为高电平时，变压器的同名端即副边下端为高电平，第一二极管D1导通，A点为低电平，与B点电平相反，这就是所谓的反相。
当B点电压变低时，第二耦合电容C3通过第一电阻R1、变压器副边放电，A点的电压呈指数关系下降，这就是所谓微分电路。调节第一电阻R1、第二耦合电容C3的大小，可以让微分电路A点电压保持高电平的时间不超过一个周期后即为低电平。A点为低电平时，续流管极间电容Cgs上存储的电荷通过第三电阻R3、第四三极管Q4放掉，续流管极间电容Cgs放电完毕，也就是续流管驱动电压Vgs下降为低电平，从而续流管Q2关断。
脉宽调制电路PWM关断后，B点一直是低电平，A点高电平最多一个周期，也就是续流管Q2最多只导通一周期，避免了关机反压的出现。
实施例二：
如图2至4所示，是本发明用于BUCK变换器的同步整流驱动电路图。反相微分电路3包括光电耦合管U1、第五电阻R5、第六电阻R6、第四耦合电容C4和第七电阻R7，第五电阻R5与光电耦合管的发光二极管正极相连，第五电阻的另一端作为反相微分电路的输入端，光电耦合管的发光二极度管负极与地相连，稳压电源Vcc1经第六电阻R6和光电耦合管的光敏三极管相连。光电耦合管的光敏三极管的信号输出端依次与第四耦合电容C4和第七电阻R7相连，第七电阻R7的另一端接地，第四耦合电容C4与第七电阻R7的相连端A为反相微分电路的输出端。在互补功率放大电路5的第三、第四三极管Q3、Q4的发射极分别接有第二电阻R2、第三电阻R3，第二电阻R2和第三电阻R 3的另一端相互连接，作为互补功率放大电路5的输出端，接至续流管Q2的控制端。
该电路的工作原理如下：当发光二极管导通、光敏三极管也导通，光电耦合管的的发光二极管正极与光敏三极管的信号输出端电平刚好相反。发光二极管正极高光敏三极管的信号输出端为低，发光二极管正极低光敏三极管的信号输出端为高，即所谓的反相。第六电阻R6起到限流作用。反相微分电路3的微分原理如下：光电耦合管的发光二极管正极为高电平时，光敏三极管的信号输出端为低电平，通过第四耦合电容C4耦合后，A点也为低电平；当发光二极管正极为低电平时，光敏三极管的信号输出端为高电平，通过第四耦合电容C4耦合后，A点也为高电平。不过高、低电平都不会持续太久，以高电平为例，第四耦合电容C4冲满电后，A点的电平就下去了，也是按指数规律下降的，我们同样可选择第七电阻R7、第四耦合电容C4的大小，让A点高电平的持续时间不超过一个脉宽调制周期。
在关机后，脉宽调制电路(PWM芯片)停止工作，的发光二极管正极为低电平，光敏三极管的信号输出端将一直为高电平，A点高电平不会持续一个周期，亦即Q2不会一直导通下去，造成关机反压。
另外，由于光电耦合管U1有耦合电容，在续流管Q2导通和关断的过程中，可以加速续流管的导通和关断，从而减少主开关管Q1、续流管Q2的交叉导电损耗，提高效率。
Claims (8)
1.一种用于直流变换器的同步整流驱动电路，包括脉宽调制电路(PWM)、主开关管驱动电路(1)，脉宽调制电路(PWM)一路通过主开关管驱动电路(1)控制主开关管(Q1)的开关，其特征是：还包括续流管驱动电路(2)，所述的续流管驱动电路(2)包括反相微分电路(3)和互补功率放大电路(5)，所述的反相微分电路的输入端与脉宽调制电路(PWM)的输出端相连，反相微分电路的输出端(A)接至互补功率放大电路(5)的输入端，互补功率放大电路(5)的输出端接续流管(Q2)的控制端。
2.如权利要求1所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：在脉宽调制电路(PWM)关断后，所述的反相微分电路(3)的输出端(A)在一个脉冲周期内变为低电平。
3.如权利要求1所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：所述的反相微分电路(3)包括第一耦合电容(C2)、变压器(T1)、第二耦合电容(C3)、第一二极管(D1)和第一电阻(R1)，所述的第一耦合电容(C2)的一端(B)作为反相微分电路的输入端，另一端接至变压器的输入端，变压器的异名输出端与第二耦合电容(C3)的一端相连，第二耦合电容(C3)的另一端(A)为反相微分电路的输出端，它与变压器同名输出端之间接有相并联的第一二极管(D1)和第一电阻(R1)，第一二极管(D1)的正极接变压器的同名输出端。
4.如权利要求1所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：所述的反相微分电路(3)包括光电耦合管(U1)、第五电阻(R5)、第六电阻(R6)、第四耦合电容(C4)和第七电阻(R7)，第五电阻(R5)与光电耦合管的发光二极管正极相连，另一端作为反相微分电路的输入端，稳压电源(Vcc1)经第六电阻(R6)和光电耦合管的光敏三极管相连，光电耦合管的光敏三极管信号输出端依次与第四耦合电容(C4)和第七电阻(R7)相连，第七电阻(R7)的另一端接地，第四耦合电容(C4)与第七电阻(R7)的相连端(A)为反相微分电路的输出端。
5.如权利要求1至4中任何一个权利要求所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：还包括延时电路(4)，用于配合反相微分电路(3)调节主开关管(Q1)和续流管(Q2)的导通时序，减少交叉导通损耗，主开关管驱动电路(1)经延时电路(4)控制脉宽调制电路。
6.如权利要求5所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：将用于直流变换器的同步整流驱动电路应用于BUCK变换器或BOOST变换器。
7.如权利要求5所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：所述的延时电路(4)，包括相互并联的第四电阻(R4)和第二二极管(D2)，第二二极管(D2)的正极与主开关管驱动电路(1)相连，第二二极管(D2)的负极与脉宽调制电路相连。
8.如权利要求1至4中的任何一个权利要求所述的用于直流变换器的同步整流驱动电路，其特征是：所述的互补功率放大电路(5)包括第三和第四三极管(Q3、Q4)、第二电阻(R2)和第三电阻(R3)，第三和第四三极管(Q3、Q4)的基极相互连接作为互补功率放大电路(5)的输入端，第二电阻(R2)和第三电阻(R3)的一端分别与第三、第四三极管(Q3、Q4)的发射极相连，另一端相互连接，作为互补功率放大电路(5)的输出端。
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