CN221081175U - 一种新型llc电路拓扑结构 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开了一种新型LLC电路拓扑结构，包括一次侧输入电路、变压器T和二次侧输出电路，所述二次侧输出电路由变压器T副边引出的两个绕组、二极管D6、D7、D8、D9、电容C6、C7、Cout、负载R和开关管M5组成；所述副边第一绕组的同名端与二极管D6阳极相连，电容C6两端分别连接二极管D6阴极和副边第一绕组的非同名端；所述副边第二绕组的同名端与二极管D7阴极相连，电容C7两端分别连接二极管D7阳极和副边第二绕组的非同名端；所述开关管M5漏极与二极管D8阴极相连，开关管M5源极与二极管D9阳极相连；通过改进LLC电路二次侧电路拓扑结构，不但提高了整体电路调压能力，还保证了一次侧开关管始终工作在谐振频率下，提高了整体电路工作效率。

Description

一种新型LLC电路拓扑结构
技术领域
本实用新型涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种新型LLC电路拓扑结构。
背景技术
目前抽蓄电站直流系统主要采用高频开关直流电源系统，其核心组成是充电电源和蓄电池组。作为充电电源的重要组成成分，充电电源模块的拓扑形式对各直流用电设备的正常工作起到了至关重要的作用。这些设备都希望其电源或充电设备具有较高的功率密度和较高的工作效率，而LLC谐振变换器都是非常具有吸引力的拓扑结构，其具有结构简单、低电磁干扰和高工作效率等优点。但是LLC谐振变换器的调压能力会受到电路参数的影响，例如谐振电感、谐振电容以及变压器中的寄生电容和开关管中的结电容会进一步降低LLC谐振变换器的调压能力，进而导致传统的LLC谐振变换器无法工作在谐振频率下。
基于上述背景存在的问题，目前主要采用三项解决措施：
1)改变谐振变换器的谐振参数；
2)采用可以重构的初级侧开关网络或先进的控制策略；
3)使用无源或者有源的方法对整流器进行改进。
但是这三种措施容易因引入更多的元器件，造成更高的电路损耗。
因此，我们设计了一种新型的LLC电路拓扑结构，通过改进LLC电路二次侧电路拓扑结构，不但提高了整体电路的调压能力，而且还保证了LLC电路一次侧开关管能够始终工作在谐振频率下，提高整体电路的工作效率。
实用新型内容
本实用新型所要解决的技术问题是现有LLC谐振变换器的调压能力受到电路参数的影响，导致谐振电路无法工作在谐振频率下，降低了电路工作效率的问题，提供一种新型LLC电路拓扑结构，通过在传统LLC电路的二次侧增加两个电容C6、C7、两个二极管D8、D9和开关管M5，使得电路一次侧开关管能够始终工作在谐振频率下，从而提高整体电路的工作效率。
本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：一种新型LLC电路拓扑结构，包括一次侧输入电路、变压器T和二次侧输出电路，所述二次侧输出电路由变压器T副边引出的两个绕组、二极管D6、D7、D8、D9、电容C6、C7、Cout、输出负载R和开关管M5组成；
所述变压器T副边引出的两个绕组分别为副边第一绕组和副边第二绕组，所述副边第一绕组的同名端与二极管D6的阳极相连，所述电容C6的两端分别连接二极管D6的阴极和副边第一绕组的非同名端，所述副边第一绕组、二极管D6和电容C6构成第一回路；
所述副边第二绕组的同名端与二极管D7的阴极相连，所述电容C7的两端分别连接二极管D7的阳极和副边第二绕组的非同名端，所述副边第二绕组、二极管D7和电容C7构成第二回路；
所述二极管D9的阴极与二极管D6的阴极相连，二极管D9的阳极与副边第二绕组的非同名端相连；
所述二极管D8的阳极与二极管D7的阳极相连，二极管D8的阴极与副边第一绕组的非同名端相连；
所述开关管M5的漏极与二极管D8的阴极相连，开关管M5的源极与二极管D9的阳极相连；
所述电容Cout两端分别并接在二极管D9的阴极和二极管D8的阳极，所述输出负载R并接在电容Cout两端；
所述二次侧输出电路通过调节开关管M5的占空比，实现电容Cout和输出负载R的输出电压Vout在Vc与2Vc之间调节，其中，Vc表示电容C6和电容C7上的电压有效值。
进一步的，所述二次侧输出电路处于充电模式时，具体为：
所述变压器T的一次侧电流从原边绕组的同名端流入时，二次侧电流从副边绕组的同名端流出，二极管D6导通、二极管D7截止，第一回路中的电容C6通过二极管D6进行充电；
所述变压器T的一次侧电流从原边绕组的同名端流出时，二次侧电流从副边绕组的同名端流入，二极管D7导通、二极管D6截止，第二回路中的电容C7通过二极管D7进行充电。
进一步的，所述电容C6和电容C7上的电压有效值Vc均相等。
进一步的，所述二次侧输出电路处于放电模式时，具体为：
所述开关管M5导通时，二极管D9并联在电容C6上，二极管D8并联在电容C7上，电容C6、C7串联为电容Cout和输出负载R供电，输出电压Vout为2Vc；
所述开关管M5断开时，电容C6与电容C7并联为电容Cout和输出负载R供电，输出电压Vout为Vc。
进一步的，所述电容Cout和输出负载R的输出电压Vout所采用的计算公式如下：
Vout＝(1+D)Vc
其中，D表示开关管M5的占空比，Vc表示电容C6、C7上的电压有效值。
进一步的，所述一次侧输入电路由开关管M1、M2、M3、M4、输入电源Vin、谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和变压器T的原边绕组构成，所述开关管M1与开关管M3的源极分别并接在输入电源Vin的正极端，开关管M1与开关管M3的漏极分别并接在开关管M2和开关管M4的源极，开关管M2与开关管M4的漏极分别并接在输入电源Vin的负极端，开关管M1的漏极依次通过谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr与开关管M4的源极相连，所述变压器T的原边绕组并接在励磁电感Lm两端；
所述开关管M1、M2、M3、M4上分别并联一个寄生电容C1、C2、C3、C4和续流二极管D1、D2、D3、D4。
进一步的，所述开关管M5与开关管M1、M2、M3、M4均选用相同的Mosfet开关管；
所述开关管M5上并接有续流二极管D5和寄生电容C5。
进一步的，所述变压器T选用三绕组变压器。
与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：一种新型LLC电路拓扑结构，通过在传统LLC电路的二次侧增加两个电容C6、C7、两个二极管D8、D9和开关管M5，使得电路一次侧开关管能够始终工作在谐振频率下，从而提高整体电路的工作效率；
通过调节二次侧开关管M5的占空比，实现整体电路输出电压的调节，相比于传统的LLC变换器，提高了整体电路的调压能力。
附图说明
图1为传统的LLC电路结构示意图；
图2为本实用新型电路结构示意图；
图3为开关管M5导通时的等效电路图；
图4为开关管M5关断时的等效电路图；
图5为开关管M5关断时电路的仿真输出电压波形图；
图6为开关管M5的占空比10％下输出电压波形图；
图7为开关管M5的占空比30％下输出电压波形图；
图8为开关管M5的占空比50％下输出电压波形图；
图9为开关管M5的占空比70％下输出电压波形图。
图中：1、一次侧输入电路；2、变压器T；3、二次侧输出电路；
21、原边绕组；22、副边第一绕组；23、副边第二绕组；24、标识“*”为同名端。
具体实施方式
下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
请参阅图2-4，本实用新型提供一种技术方案：一种新型LLC电路拓扑结构，包括一次侧输入电路1、变压器T2和二次侧输出电路3，所述一次侧输入电路1由开关管M1、M2、M3、M4、输入电源Vin、谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和变压器T2的原边绕组21构成，所述开关管M1与开关管M3的源极分别并接在输入电源Vin的正极端，开关管M1与开关管M3的漏极分别并接在开关管M2和开关管M4的源极，开关管M2与开关管M4的漏极分别并接在输入电源Vin的负极端，开关管M1的漏极依次通过谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr与开关管M4的源极相连，变压器T的原边绕组并接在励磁电感Lm两端；开关管M1、M2、M3、M4上分别并联一个寄生电容C1、C2、C3、C4和续流二极管D1、D2、D3、D4；由于一次侧输入电路与传统型LLC电路拓扑相同，一次侧的运行方式不再赘述。本实施例中变压器T选用三绕组变压器，变压器T的原边绕组及副边绕组上标识“*”的一端均为同名端24；
所述二次侧输出电路3由变压器T2副边引出的两个绕组、二极管D6、D7、D8、D9、电容C6、C7、Cout、输出负载R和开关管M5组成；
所述变压器T副边引出的两个绕组分别为副边第一绕组22和副边第二绕组23，所述副边第一绕组22的同名端与二极管D6的阳极相连，所述电容C6的两端分别连接二极管D6的阴极和副边第一绕组22的非同名端，所述副边第一绕组22、二极管D6和电容C6构成第一回路；
所述副边第二绕组23的同名端与二极管D7的阴极相连，所述电容C7的两端分别连接二极管D7的阳极和副边第二绕组23的非同名端，所述副边第二绕组23、二极管D7和电容C7构成第二回路；
所述二极管D9的阴极与二极管D6的阴极相连，二极管D9的阳极与副边第二绕组23的非同名端相连；
所述二极管D8的阳极与二极管D7的阳极相连，二极管D8的阴极与副边第一绕组22的非同名端相连；
所述开关管M5的漏极与二极管D8的阴极相连，开关管M5的源极与二极管D9的阳极相连；
所述电容Cout两端分别并接在二极管D9的阴极和二极管D8的阳极，所述输出负载R并接在电容Cout两端；
所述二次侧输出电路3通过调节开关管M5的占空比，实现电容Cout和输出负载R的输出电压Vout在Vc与2Vc之间调节，其中，Vc表示电容C6和电容C7上的电压有效值。本实施例通过控制开关管M5的通断，调节占空比，可令电容Cout与负载R的电压大小在Vc和2Vc之间调节，实现了宽电压范围的调节。
本实施例中开关管M5与开关管M1、M2、M3、M4均选用相同的Mosfet开关管，开关管M5上并接有续流二极管D5和寄生电容C5。
请参阅图1，所述二次侧输出电路3处于充电模式时，具体为：
所述变压器T2的一次侧电流从原边绕组21的同名端流入时，二次侧电流从副边绕组的同名端流出，二极管D6导通、二极管D7截止，第一回路中的电容C6通过二极管D6进行充电；
所述变压器T2的一次侧电流从原边绕组21的同名端流出时，二次侧电流从副边绕组的同名端流入，二极管D7导通、二极管D6截止，第二回路中的电容C7通过二极管D7进行充电。本实施例由于变压器T一次侧电流方向从同名端(即：原边绕组上标识“*”的一端)流入时，二次侧电流由同名端(即：副边绕组上标识“*”的一端)流出，此时二极管D6导通、D7截止，电容C6由变压器T的副边进行充电；变压器T一次侧电流方向为从同名端流出时，二次侧电流由同名端流入，此时二极管D6截止、D7导通，电容C7由变压器T的副边进行充电。由于电路的对称性，电容C6和C7上的电压有效值Vc相等，并通过一次侧的控制，可对电容C6、C7上的电压大小Vc进行控制。
所述电容C6和电容C7上的电压有效值Vc均相等。
所述二次侧输出电路3处于放电模式时，具体为：
请参阅图3，所述开关管M5导通时，二极管D9并联在电容C6上，二极管D8并联在电容C7上，由于二极管D9阴极电位为正、阳极电位为负而被截止，二极管D8阴极电位为正、阳极电位为负而被截止，电容C6、C7串联为电容Cout和输出负载R供电，输出电压Vout为2Vc；
请参阅图4，所述开关管M5断开时，由于二极管D8和D9不再被截止，电容C6与电容C7并联为电容Cout和输出负载R供电，输出电压Vout为Vc。
所述电容Cout和输出负载R的输出电压Vout所采用的计算公式如下：
Vout＝(1+D)Vc (1)
其中，D表示开关管M5的占空比，Vc表示电容C6、C7上的电压有效值。
请参阅图1和图2，由于本方案所提出的新型LLC电路拓扑的一次侧输入电路与传统LLC电路相同，因此其控制方式、参数计算与传统的LLC电路相同，本实施例针对一次侧输入电路不再赘述。
参阅表1所示为本申请仿真模型所选用的参数如下表所示：
参数 取值
输入电压 100V
额定功率 1000W
变压器变比 2：1：1
开关频率 100kHz
谐振电感Lr 12.7μH
励磁电感Lm 63.5μH
谐振电容Cr 198nF
开关管M5关断时电路的输出电压波形(如图5所示)，电路的输出电压Vout约为46.6V，比理论输出电压50V略低，这主要是由于电路中开关管M5和二极管D8、D9的压降造成的；
当开关管M5的占空比分别为10％、30％、50％和70％时，电路的输出电压波形(如图6-9所示)，实际输出电压与上述公式(1)计算得出的理论输出电压差值在2.1V～3.2V，这也是由电路中开关管和二极管的压降造成的，同时也可以看出本方案与传统的LLC电路相比，所提出的新型LLC电路具有更宽范围的调压能力。
尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (8)

1.一种新型LLC电路拓扑结构，包括一次侧输入电路、变压器T和二次侧输出电路，其特征在于：所述二次侧输出电路由变压器T副边引出的两个绕组、二极管D6、二极管D7、二极管D8、二极管D9、电容C6、电容C7、电容Cout、输出负载R和开关管M5组成；
所述变压器T副边引出的两个绕组分别为副边第一绕组和副边第二绕组，所述副边第一绕组的同名端与二极管D6的阳极相连，所述电容C6的两端分别连接二极管D6的阴极和副边第一绕组的非同名端，所述副边第一绕组、二极管D6和电容C6构成第一回路；
所述副边第二绕组的同名端与二极管D7的阴极相连，所述电容C7的两端分别连接二极管D7的阳极和副边第二绕组的非同名端，所述副边第二绕组、二极管D7和电容C7构成第二回路；
所述二极管D9的阴极与二极管D6的阴极相连，二极管D9的阳极与副边第二绕组的非同名端相连；
所述二极管D8的阳极与二极管D7的阳极相连，二极管D8的阴极与副边第一绕组的非同名端相连；
所述开关管M5的漏极与二极管D8的阴极相连，开关管M5的源极与二极管D9的阳极相连；
所述电容Cout两端分别并接在二极管D9的阴极和二极管D8的阳极，所述输出负载R并接在电容Cout两端；
所述二次侧输出电路通过调节开关管M5的占空比，实现电容Cout和输出负载R的输出电压Vout在Vc与2Vc之间调节，其中，Vc表示电容C6和电容C7上的电压有效值。
2.根据权利要求1所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述二次侧输出电路处于充电模式时，具体为：
所述变压器T的一次侧电流从原边绕组的同名端流入时，二次侧电流从副边绕组的同名端流出，二极管D6导通、二极管D7截止，第一回路中的电容C6通过二极管D6进行充电；
所述变压器T的一次侧电流从原边绕组的同名端流出时，二次侧电流从副边绕组的同名端流入，二极管D7导通、二极管D6截止，第二回路中的电容C7通过二极管D7进行充电。
3.根据权利要求2所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述电容C6和电容C7上的电压有效值Vc均相等。
4.根据权利要求1所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述二次侧输出电路处于放电模式时，具体为：
所述开关管M5导通时，二极管D9并联在电容C6上，二极管D8并联在电容C7上，电容C6、C7串联为电容Cout和输出负载R供电，输出电压Vout为2Vc；
所述开关管M5断开时，电容C6与电容C7并联为电容Cout和输出负载R供电，输出电压Vout为Vc。
5.根据权利要求1所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述电容Cout和输出负载R的输出电压Vout所采用的计算公式如下：
Vout＝(1+D)Vc
其中，D表示开关管M5的占空比，Vc表示电容C6、C7上的电压有效值。
6.根据权利要求1所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述一次侧输入电路由开关管M1、M2、M3、M4、输入电源Vin、谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和变压器T的原边绕组构成，所述开关管M1与开关管M3的源极分别并接在输入电源Vin的正极端，开关管M1与开关管M3的漏极分别并接在开关管M2和开关管M4的源极，开关管M2与开关管M4的漏极分别并接在输入电源Vin的负极端，开关管M1的漏极依次通过谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr与开关管M4的源极相连，所述变压器T的原边绕组并接在励磁电感Lm两端；
所述开关管M1、M2、M3、M4上分别并联一个寄生电容C1、C2、C3、C4和续流二极管D1、D2、D3、D4。
7.根据权利要求6所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述开关管M5与开关管M1、M2、M3、M4均选用相同的Mosfet开关管；
所述开关管M5上并接有续流二极管D5和寄生电容C5。
8.根据权利要求1所述的一种新型LLC电路拓扑结构，其特征在于：所述变压器T选用三绕组变压器。
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