CN218352399U - 升压转换电路及升压转换系统 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种升压转换电路及升压转换系统，采用三相耦合电感搭建倍增电路，以形成三相耦合电感倍增电路，开关器件的控制端连接至驱动电路，通过驱动电路输出的脉冲宽度调制信号实现对开关器件的通断控制。当开关器件在零电流开关条件(ZCS)下开始导通之后，电压源输出的电压能够为三相耦合电感倍增电路进行充电，之后在三相耦合电感倍增电路的升压倍增作用下，将电压源的电压倍增升压后输出，提供给外部负载。上述方案，由于在升压电路中采用三相耦合电感搭建形成的倍增电路，可以让升压转换电路在较低占空比下，实现更高的电压增益，以满足可再生能源等领域中的高电压增益需求。

Description

升压转换电路及升压转换系统

技术领域

本申请涉及电源技术领域，特别是涉及一种升压转换电路及升压转换系统。

背景技术

随着可再生能源(RES)技术的发展，对高电压增益的升压DC/DC(Direct Current/Direct Current，直流-直流)转换器需求越来越高。传统的DC/DC转换器虽然能够在非常大的占空比下提供较高电压增益，然而，实践应用表明，主电源开关两端的高电压应力以及相当大的二极管反向恢复损耗，DC/DC转换器的电压增益会受到限制。因此，传统的DC/DC转换器电压增益有限，难以满足可再生能源等领域中的高电压增益需求。

实用新型内容

基于此，有必要针对DC/DC转换器电压增益有限的问题，提供一种升压转换电路及升压转换系统，该升压转换电路及系统能够以较低的占空比，提供足够大的电压增益，以满足可再生能源等领域中的高电压增益需求。

一种升压转换电路，包括：输入电感、三相耦合电感倍增电路和开关器件，所述输入电感的第一端连接电压源，所述输入电感的第二端连接所述三相耦合电感倍增电路，所述三相耦合电感倍增电路用于连接外部负载；所述三相耦合电感倍增电路为采用三相耦合电感搭建的具有电压倍增功能的电路；所述开关器件的控制端连接驱动电路，所述开关器件的第一端连接所述三相耦合电感倍增电路，所述开关器件的第二端接地；所述开关器件用于根据所述驱动电路输出的脉冲宽度调制信号进行通断，以控制所述三相耦合电感倍增电路将所述电压源的电压升压后输出。

上述升压转换电路，采用三相耦合电感搭建倍增电路，以形成三相耦合电感倍增电路，开关器件的控制端连接至驱动电路，通过驱动电路输出的脉冲宽度调制信号实现对开关器件的通断控制。当开关器件在零电流开关条件(ZCS)下开始导通之后，电压源输出的电压能够为三相耦合电感倍增电路进行充电，之后在三相耦合电感倍增电路的升压倍增作用下，将电压源的电压倍增升压后输出，提供给外部负载。上述方案，由于在升压电路中采用三相耦合电感搭建形成的倍增电路，可以让升压转换电路在较低占空比下，实现更高的电压增益，以满足可再生能源等领域中的高电压增益需求。

在一个实施例中，所述输入电感包括第一输入电感和第二输入电感，所述开关器件包括第一开关器件和第二开关器件，所述三相耦合电感倍增电路包括第一个三相耦合电感倍增电路和第二个三相耦合电感倍增电路；所述第一输入电感的第一端和所述第二输入电感的第一端分别连接所述电压源；所述第一个三相耦合电感倍增电路连接所述第一输入电感的第二端，所述第一个三相耦合电感倍增电路还用于连接外部负载，所述第二个三相耦合电感倍增电路连接所述第二输入电感的第二端，所述第二个三相耦合电感倍增电路连接所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第二个三相耦合电感倍增电路还用于连接外部负载，所述第一开关器件的控制端和所述第二开关器件的控制端分别连接所述驱动电路，所述第一开关器件的第一端连接所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一开关器件的第二端接地，所述第二开关器件的第一端连接所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二开关器件的第二端接地。

在一个实施例中，升压转换电路还包括第一无源钳位电路，所述第一无源钳位电路连接所述第一开关器件的第一端和所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一无源钳位电路连接所述第一个三相耦合电感倍增电路。

在一个实施例中，升压转换电路还包括第二无源钳位电路，所述第二无源钳位电路连接所述第二开关器件的第一端和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二无源钳位电路连接所述第二个三相耦合电感倍增电路。

在一个实施例中，所述第一无源钳位电路包括第一钳位二极管和第一钳位电容，所述第一钳位二极管的阳极连接所述第一开关器件的第一端和所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一钳位二极管的阴极连接所述第一钳位电容的第一端和所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一钳位电容的第二端接地；

和/或，所述第二无源钳位电路包括第二钳位二极管和第二钳位电容，所述第二钳位二极管的阳极连接所述第二开关器件的第一端和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二钳位二极管的阴极连接所述第二钳位电容的第一端和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二钳位电容的第二端接地。

在一个实施例中，所述第一个三相耦合电感倍增电路包括第一电容、第二电容、第三电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第一个三相耦合电感；所述第二电容的第一端连接所述第一电容的第一端和所述第一输入电感的第二端，所述第一开关器件的第一端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端连接所述第一个三相耦合电感的初级侧绕组，所述第一个三相耦合电感的初级侧绕组连接所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极，所述第一二极管的阳极连接所述第三电容的第一端和所述第一开关器件的第一端，所述第三电容的第二端连接所述第一个三相耦合电感的次级侧绕组，所述第一个三相耦合电感的次级侧绕组连接所述第二二极管的阴极和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第一电容的第二端连接所述第一个三相耦合电感的第三绕组，所述第一个三相耦合电感的第三绕组连接所述第三二极管的阳极和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第三二极管的阴极用于连接外部负载。

在一个实施例中，所述第二个三相耦合电感倍增电路包括第四电容、第五电容、第六电容、第四二极管、第五二极管、第六二极管和第二个三相耦合电感；所述第五电容的第一端连接所述第四电容的第一端和所述第二输入电感的第二端，所述第二开关器件的第一端连接所述第五电容的第一端，所述第五电容的第二端连接所述第二个三相耦合电感的初级侧绕组，所述第二个三相耦合电感的初级侧绕组连接所述第四二极管的阴极和所述第五二极管的阳极，所述第四二极管的阳极连接所述第六电容的第一端和所述第二开关器件的第一端，所述第六电容的第二端连接所述第二个三相耦合电感的次级侧绕组，所述第二个三相耦合电感的次级侧绕组连接所述第五二极管的阴极和所述第三二极管的阳极，所述第四电容的第二端连接所述第二个三相耦合电感的第三绕组，所述第二个三相耦合电感的第三绕组连接所述第六二极管的阳极和所述第一个三相耦合电感的次级侧绕组，所述第六二极管的阴极用于连接外部负载。

在一个实施例中，所述第一个三相耦合电感的初级侧绕组包括第一漏电感绕组、第一励磁绕组和第二励磁绕组，所述第一励磁绕组和所述第二励磁绕组并联，且并联后的第一端连接所述第一漏电感绕组，并联后的第二端连接所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极，所述第一漏电感绕组连接所述第二电容的第二端；

和/或，所述第二个三相耦合电感的初级侧绕组包括第二漏电感绕组、第三励磁绕组和第四励磁绕组，所述第三励磁绕组和所述第四励磁绕组并联，且并联后的第一端连接所述第二漏电感绕组，并联后的第二端连接所述第四二极管的阴极和所述第五二极管的阳极，所述第二漏电感绕组连接所述第五电容的第二端。

在一个实施例中，升压转换电路还包括输出电容，所述第一个三相耦合电感倍增电路和所述第二个三相耦合电感倍增电路连接所述输出电容的第一端，所述输出电容的第二端接地，所述输出电容的一端用于连接外部负载。

一种升压转换系统，包括驱动电路和上述的升压转换电路。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或传统技术中的技术方案，下面将对实施例或传统技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请一实施例中升压转换电路结构示意图；

图2为本申请另一实施例中升压转换电路结构示意图；

图3为本申请一实施例中开关器件驱动波形示意图；

图4为本申请另一实施例中升压转换电路结构示意图；

图5为本申请又一实施例中升压转换电路结构示意图；

图6为本申请再一实施例中升压转换电路结构示意图；

图7为本申请另一实施例中升压转换电路结构示意图；

图8为本申请一实施例中固定线圈匝数比时电压增益波形示意图；

图9为本申请一实施例中固定匝数比差值时电压增益波形示意图；

图10为本申请一实施例中固定电压增益时减小匝数比差值对电压增益的影响波形示意图；

图11为本申请一实施例中固定电压增益时减小匝数比差值对电压增益的影响表格示意图；

图12为本申请一实施例中升压转换系统结构示意图；

图13为本申请另一实施例中升压转换系统结构示意图。

具体实施方式

为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的较佳的实施例。但是，本申请可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本申请的公开内容的理解更加透彻全面。

请参阅图1，一种升压转换电路，包括输入电感L、三相耦合电感倍增电路100和开关器件S，输入电感L的第一端连接电压源，输入电感L的第二端连接三相耦合电感倍增电路100，三相耦合电感倍增电路100用于连接外部负载；开关器件S的控制端连接驱动电路，开关器件S的第一端连接三相耦合电感倍增电路100，开关器件S的第二端接地；开关器件S用于根据驱动电路输出的脉冲宽度调制信号进行通断，以控制三相耦合电感倍增电路100将电压源的电压升压后输出。

具体地，输入电感L即为将电压源输入的电能转换为磁场能进行存储的器件；三相耦合电感倍增电路100即为采用三相耦合电感作为核心器件搭建形成的、具有电压倍增功能的电路。开关器件S即为在驱动电路输出的脉冲宽度调制信号的作用下，能够开启导通或者断开的器件。可以理解，开关器件S的具体类型并不是唯一的，可以是晶体三极管、场效应晶体管或者绝缘栅双极型晶体管等，在此不做具体限定。

本实施例的方案，采用三相耦合电感搭建倍增电路，以形成三相耦合电感倍增电路100，开关器件S的控制端连接至驱动电路，通过驱动电路输出的脉冲宽度调制信号实现对开关器件S的通断控制。当开关器件S在零电流开关条件(ZCS)下开始导通之后，电压源输出的电压能够为三相耦合电感倍增电路100进行充电，之后在三相耦合电感倍增电路100的升压倍增作用下，将电压源的电压倍增升压后输出，提供给外部负载。上述方案，由于在升压电路中采用三相耦合电感搭建形成的倍增电路，可以让升压转换电路在较低占空比下，实现更高的电压增益，以满足可再生能源等领域中的高电压增益需求。

请参阅图2，在一个实施例中，输入电感L包括第一输入电感Li1和第二输入电感Li2，三相耦合电感倍增电路100包括第一个三相耦合电感倍增电路10和第二个三相耦合电感倍增电路20，开关器件S包括第一开关器件S1和第二开关器件S2，第一输入电感Li1的第一端和第二输入电感Li2的第一端分别连接电压源；第一个三相耦合电感倍增电路10连接第一输入电感Li1的第二端，第一个三相耦合电感倍增电路10还用于连接外部负载；第二个三相耦合电感倍增电路20连接第二输入电感Li2的第二端，第二个三相耦合电感倍增电路20连接第一个三相耦合电感倍增电路10，第二个三相耦合电感倍增电路20还用于连接外部负载；第一开关器件S1的控制端连接驱动电路，第一开关器件S1的第一端连接第一个三相耦合电感倍增电路10，第一开关器件S1的第二端接地；第二开关器件S2的控制端连接驱动电路，第二开关器件S2的第一端连接第二个三相耦合电感倍增电路20，第二开关器件S2的第二端接地。

具体地，在升压转换电路中，一个开关器件S、一个三相耦合电感倍增电路100以及一个输入电感L的数量共同构成一套转换电路，且在实际应用过程中，转换电路的数量并不是唯一的，可以是两个甚至更多，只要能够实现对电压源的电压升压倍增后，为负载供电均可。为了便于理解本申请的技术方案，下面均以升压转换电路包括两套转换电路为例进行解释说明。

本实施例所提供的升压转换电路，包括两套同样的转换电路，其中，第一输入电感Li1、第一个三相耦合电感倍增电路10和第一开关器件S1构成一套转换电路，而第二输入电感Li2、第二个三相耦合电感倍增电路20和第二开关器件S2则构成另一套转换电路。在运行过程中，通过控制第一开关器件S1和第二开关器件S2分别处于不同的状态，即可使电压源输出的电压向第一个三相耦合电感倍增电路10或者第二个三相耦合电感倍增电路20进行转移，并在第一个三相耦合电感倍增电路10或者第二个三相耦合电感倍增电路20处进行倍增后输出。

应当指出的是，第一开关器件S1和第二开关器件S2的通断控制并不是唯一的，在一个实施例中，可采用如图3所示的典型波形进行第一开关器件S1和第二开关器件S2的通关控制。图中，VGS1表示输入第一开关器件S1的电平信号，VGS2为输入第二开关器件S2的电平信号，该实施例中，第一开关器件S1和第二开关器件S2均属于高电平导通类型的开关器件。

以一个运行周期Ts为例，在[t0-t1]时间段内，第一开关器件S1在零电流开关条件下开始导通，而第二开关器件S2则已经处于导通状态。在[t1-t2]时间段内，第一开关器件S1和第二开关器件S2均处于导通状态。在[t2-t3]时间段内，第一开关器件S1持续处于导通状态，而第二开关器件S2由导通转变为断开状态。在[t3-t4]时间段内，第一开关器件S1持续处于导通状态，第二开关器件S2持续处于断开状态。在[t4-t5]时间段，以及[t5-t6]时间段内，第一开关器件S1和第二开关器件S2又均处于导通状态。在[t6-t7]时间段内，第一开关器件S1断开，第二开关器件S2导通，之后进入下一运行周期。

本实施例所提供的升压转换电路中，第一个三相耦合电感倍增电路10与第二个三相耦合电感倍增电路20连接，使得两转换电路具有相互耦合的关系，提高了每一转换电路的输出电压和输入电流的自动均分能力，有效提高升压转换电路的运行可靠性。

请参阅图4，在一个实施例中，升压转换电路还包括第一无源钳位电路30，第一无源钳位电路30连接第一开关器件S1的第一端和第一个三相耦合电感倍增电路10，第一无源钳位电路30连接第一个三相耦合电感倍增电路10。

具体地，该实施例的方案，在第一开关器件S1与第一个三相耦合电感倍增电路10之间设置一无源钳位电路，该电路不仅能够在运行过程中，转移第一个三相耦合电感倍增电路10中的漏感能量，对第一开关器件S1的开关电压尖峰进行抑制，降低第一开关器件S1的开关电压尖峰，减少第一开关器件S1的电压应力，缓解电压应力对转换器电压增益的影响，从而提高升压转换电路的运行可靠性。

请继续参阅图4，在一个实施例中，升压转换电路还包括第二无源钳位电路40，第二无源钳位电路40连接第二开关器件S2的第一端和第二个三相耦合电感倍增电路20，第二无源钳位电路40连接第二个三相耦合电感倍增电路20。

具体地，与上述实施例相对应，该实施例的方案，在第二开关器件S2与第二个三相耦合电感倍增电路20之间同样设置有一个无源钳位电路，在升压转换电路运行过程中转移第一个三相耦合电感倍增电路10中的漏感能量的同时，还能对第一开关器件S1的开关电压尖峰进行抑制。降低第一开关器件S1的开关电压尖峰，减少第一开关器件S1的电压应力，缓解电压应力对转换器电压增益的影响，从而提高升压转换电路的运行可靠性。

应当指出的是，无源钳位电路的具体结构并不是唯一的，例如，在一个实施例中，请结合参阅图5，第一无源钳位电路30包括第一钳位二极管DC1和第一钳位电容CC1，第一钳位二极管DC1的阳极连接第一开关器件S1的第一端和第一个三相耦合电感倍增电路10，第一钳位二极管DC1的阴极连接第一钳位电容CC1的第一端和第一个三相耦合电感倍增电路10，第一钳位电容CC1的第二端接地。

上述实施例的方案，直接采用第一钳位电容CC1和第一钳位二极管DC1进行第一无源钳位电路30的搭建，且该电路中第一钳位电容CC1连接第一个三相耦合电感倍增电路10，第一钳位二极管DC1连接到第一开关器件S1的第一端，从而实现将第一开关器件S1的开关电压尖峰降低，以及转移第一个三相耦合电感倍增电路10中漏感能量的功能。

进一步地，在一个实施例中，第二无源钳位电路40与第一无源钳位电路30结构一致，同样的，可结合参阅图5，第二无源钳位电路40包括第二钳位二极管DC2和第二钳位电容CC2，第二钳位二极管DC2的阳极连接第二开关器件S2的第一端和第二个三相耦合电感倍增电路20，第二钳位二极管DC2的阴极连接第二钳位电容CC2的第一端和第二个三相耦合电感倍增电路20，第二钳位电容CC2的第二端接地。

上述实施例的方案，直接采用第二钳位电容CC2和第二钳位二极管DC2进行第二一无源钳位电路的搭建，且该电路中第二钳位电容CC2连接第二个三相耦合电感倍增电路20，第二钳位二极管DC2连接到第二开关器件S2的第一端，从而实现将第二开关器件S2的开关电压尖峰降低，以及转移第二个三相耦合电感倍增电路20中漏感能量的功能。

应当指出的是，在一个较为详细的实施例中，第一开关器件S1与第一个三相耦合电感倍增电路10之间搭建有第一无源钳位电路30，第二开关器件S2和第二个三相耦合电感倍增电路20之间搭建第二无源钳位电路40，且第一无源钳位电路30与第二无源钳位电路40的结构一致，均包括钳位二极管和钳位电容。

请参阅图6，在一个实施例中，第一个三相耦合电感倍增电路10包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第一个三相耦合电感11；第二电容C2的第一端连接第一电容C1的第一端和第一输入电感Li1的第二端，第一开关器件S1的第一端连接第二电容C2的第一端，第二电容C2的第二端连接第一个三相耦合电感11的初级侧绕组，第一个三相耦合电感11的初级侧绕组连接第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阳极，第一二极管D1的阳极连接第三电容C3的第一端和第一开关器件S1的第一端，第三电容C3的第二端连接第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12，第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12连接第二二极管D2的阴极和第二个三相耦合电感倍增电路20，第一电容C1的第二端连接第一个三相耦合电感11的第三绕组N13，第一个三相耦合电感11的第三绕组N13连接第三二极管D3的阳极和第二个三相耦合电感倍增电路20，第三二极管D3的阴极用于连接外部负载。

具体地，图中所示“*”表示的端口为第一个三相耦合电感11的同名端，该实施例的方案中，首先将第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12与第三电容C3并联之后，再与第一二极管D1并联，以此形成初级倍压单元。之后再将初级倍压单元与第一个三相耦合电感11的初级侧绕组、第三绕组、第一电容C1、第二电容C2以及第一开关器件S1等，组合形成主倍压单元。本实施例所形成的升压转换电路，通过第一个三相耦合电感11的引入，以及倍压单元的设置方式，可使得升压转换电路在获得较大的电压转换比时，还具有灵活的电压调节能力。该种结构形式的升压转换电路，能够以较低的三相耦合电感匝数比和占空比，获得较高的电压增益。

可以理解，请结合参阅图6，在一个较为详细的实施例中，第一个三相耦合电感11的初级侧绕组包括第一漏电感绕组LK1、第一励磁绕组N11和第二励磁绕组N11’，第一励磁绕组N11和第二励磁绕组N11’并联，且并联后的第一端连接第一漏电感绕组LK1，并联后的第二端连接第一二极管D1的阴极和第二二极管D2的阳极，第一漏电感绕组LK1连接第二电容C2的第二端。

因此，该实施例的方案中，第一个三相耦合电感11从初级侧看具有两个并联的励磁电感和一个串联的漏电感。通过第一个三相耦合电感11中的第一漏电感绕组LK1，可有效缓解二极管的反向恢复问题。

较为详细的，以第一个三相耦合电感11的初级侧绕组包括第一漏电感绕组LK1、第一励磁绕组N11和第二励磁绕组N11’，且第一个三相耦合电感倍增电路10包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第一个三相耦合电感11，同时第一无源钳位电路30包括第一钳位二极管DC1和第一钳位电容CC1为例。在该方案中，升压转换电路在运行时，第一漏电感绕组LK1、第二电容C2以及第一钳位电容CC1组成的谐振回路以QR(准谐振)的形式产生谐振，从而释放第一钳位电容CC1中的能量。由于QR操作的应用，第一开关器件S1的电流形状以及第一二极管D1、第三二极管D3流经的电流，均以正弦形式发生变化，该套转换电路中所有二极管的电流都是以缓慢的转换速率逐渐达到零，从而有效减轻第一开关器件S1的关断损耗，同时还能消除升压转换电路中二极管反向恢复的问题。

请继续参阅图6，在一个实施例中，第二个三相耦合电感倍增电路20包括第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第二个三相耦合电感21；第五电容C5的第一端连接第四电容C4的第一端和第二输入电感Li2的第二端，第二开关器件S2的第一端连接第五电容C5的第一端，第五电容C5的第二端连接第二个三相耦合电感21的初级侧绕组，第二个三相耦合电感21的初级侧绕组连接第四二极管D4的阴极和第五二极管D5的阳极，第四二极管D4的阳极连接第六电容C6的第一端和第二开关器件S2的第一端，第六电容C6的第二端连接第二个三相耦合电感21的次级侧绕组N22，第二个三相耦合电感21的次级侧绕组N22连接第五二极管D5的阴极和第三二极管D3的阳极，第四电容C4的第二端连接第二个三相耦合电感21的第三绕组N23，第二个三相耦合电感21的第三绕组N23连接第六二极管D6的阳极和第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12，第六二极管D6的阴极用于连接外部负载。

该实施例的方案与上述实施例方案类似，图中所示“*”表示的端口为第二个三相耦合电感21的同名端，首先将第二个三相耦合电感21的次级侧绕组N22与第六电容C6并联之后，再与第四二极管D4并联，以此形成初级倍压单元。之后再将初级倍压单元与第二个三相耦合电感21的初级侧绕组、第三绕组、第四电容C4、第五电容C5以及第二开关器件S2等，组合形成主倍压单元。本实施例所形成的升压转换电路，通过第二个三相耦合电感21的引入，以及倍压单元的设置方式，可使得升压转换电路在获得较大的电压转换比时，还具有灵活的电压调节能力。

同时，该实施例的方案，将第二个三相耦合电感21的次级侧绕组N22跨接到第一个三相耦合电感11的第三绕组N13与第三二极管D3之间，而第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12跨接到第二个三相耦合电感21的第三绕组N23与第六二极管D6之间。通过该种跨接方式，使得两套转换电路具有相互耦合的关系，提升了每一转换电路的输出电压和输入电流的自动均分能力，有效提高升压转换电路的运行可靠性。

进一步地，请结合参阅图6，在一个实施例中，第二个三相耦合电感21的初级侧绕组包括第二漏电感绕组LK2、第三励磁绕组N21和第四励磁绕组N21’，第三励磁绕组N21和第四励磁绕组N21’并联，且并联后的第一端连接第二漏电感绕组LK2，并联后的第二端连接第四二极管D4的阴极和第五二极管D5的阳极，第二漏电感绕组LK2连接第五电容C5的第二端。

具体地，与上述第一个三相耦合电感11的结构类似，第二个三相耦合电感21中，从初级侧绕组来看，同样具备两个并联的励磁电感和一个串联的漏电感。通过第二个三相耦合电感21中的第二漏电感绕组LK2，同样可以有效缓解二极管的反向恢复问题。

同样的，以第二个三相耦合电感倍增电路20包括第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第二个三相耦合电感21，第二个三相耦合电感21的初级侧绕组包括第二漏电感绕组LK2、第三励磁绕组N21和第四励磁绕组N21’，以及第二无源钳位电路40包括第二钳位二极管DC2和第二钳位电容CC2为例。该方案在升压转换电路在运行时，第二漏电感绕组LK2、第五电容C5以及第二钳位电容CC2组成的谐振回路以QR(准谐振)的形式产生谐振，从而释放第二钳位电容CC2中的能量。由于QR操作的应用，第二开关器件S2的电流形状以及第四二极管D4、第六二极管D6流经的电流，均以正弦形式发生变化，该套转换电路中所有二极管的电流都是以缓慢的转换速率逐渐达到零，从而有效减轻第二开关器件S2的关断损耗，同时还能消除升压转换电路中二极管反向恢复的问题。

请结合参阅图7，在一个实施例中，升压转换电路还包括输出电容Cout，第一个三相耦合电感倍增电路10和第二个三相耦合电感倍增电路20连接输出电容Cout的第一端，输出电容Cout的第二端接地，输出电容Cout的一端用于连接外部负载。

具体地，该实施例的方案，在第一个三相耦合电感倍增电路10与外部负载之间，以及第二个三相耦合电感倍增电路20与外部负载之间，还设置有一个输出电容Cout，通过该输出电容Cout能够接收来自第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12、第二个三相耦合电感21的次级侧绕组N22、第二电容C2以及第五电容C5的能量，并进行存储，在有需要时，向外部负载实现供电操作。

为了便于理解本申请的技术方案，下面结合最为详细的实施例对本申请所提供的升压转换电路的运行原理进行解释说明。该实施例的方案中，升压转换电路的具体结构可参阅图7，该升压转换电路包括两套转换电路，该升压转换电路在驱动电路的驱动下，第一开关器件S1和第二开关器件S2的输入电平波形如图3所示，第一开关器件S1和第二开关器件S2均为高电平导通类型的开关器件。

以其中一个周期Ts为例，首先，在[t0-t1]时间段内，当时间t＝t0时，第一开关器件S1在ZCS条件下开始导通，在该阶段第二开关器件S2一直处于导通状态。此时第一无源钳位电路30中的第一电位电容与第一个三相耦合电感倍增电路10的第三绕组，一起向倍压单元(也即第一个三相耦合电感倍增电路10次级侧绕组、第三电容C3和第一二极管D1组成的单元)转移能量。第三二极管D3的关断电流下降率在第一漏电感的作用下收到限制，进而改善第三二极管D3的电流的反向恢复特性。第一个三相耦合电感倍增电路10构成的第一套转换电路中，第一漏电感绕组LK1会在开启的瞬间，消除第一开关器件S1中的di/dt(电流变化率)，第二二极管D2导通，其余二极管在这一时间段内反向偏置。

在此模式下，第一输入电感Li1开始由电压源进行充电，第三电容C3和第一钳位电容CC1从第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12接收能量。由于此时流经第一漏电感绕组LK1的电流(i_Lk1)和第一个三相耦合电感11的第三绕组N13的电流(i_N13)为正值，第一电容C1和第二电容C2释放能量，在这个短时间过渡期间，第一漏电感绕组LK1和第一励磁绕组N11、第二励磁绕组N11’流经的电流线性。第一漏电感绕组LK1导致通过第二二极管D2的电流斜率减小，因此在该模式结束时(t＝t1)，第二二极管D2的电流在ZCS条件下达到零，反向恢复损耗最小。在ZCS条件下，第一输入电感Li1从电压源处接收能量，因此其电流线性增加。此外，输出电容Cout与第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12一起从第一钳位电容CC1和第三电容C3处接收能量。此时由第一漏电感绕组LK1、第一钳位电容CC1和第二电容C2组成的谐振回路以QR的形式产生，从而释放第一钳位电容CC1的能量。QR将第一开关器件S1、第一二极管D1、第三二极管D3和第一漏电感绕组LK1的电流形状改变为准正弦电流，该模式结束时第一开关器件S1的电流值显著降低，其关断损耗降低并，且QR使第三二极管D3的电流在该模式结束时，在ZCS条件下自然达到零。因此，预计输出直流电压处的第一开关器件S1瞬间尖峰将显著降低。

当进入[t1-t2]时间段时，第一开关器件S1和第二开关器件S2均导通运行，电压源给第一输入电感Li1、第二输入电感Li2、第一漏电感绕组LK1、第一励磁绕组N11、第二励磁绕组N11’、第二漏电感绕组LK2、第三励磁绕组N21以及第四励磁绕组N21’进行充电储能，直至直到t＝t2时，第二开关器件S2关断，此工作状态结束。

当进入[t2-t3]时间段时，第一开关器件S1导通，第二开关器件S2断开，第一钳位二极管DC1、第二二极管D2以及第三二极管D3均截止，第二钳位二极管DC2的导通为第二漏电感绕组LK2的能量向第二钳位电容CC2转移提供回路。负载侧所需能量由电压源、第三励磁绕组N21、第四励磁绕组N21’和第四二极管D4，经第六二极管D6后输出提供，储能电容进行充电。在该期间，第一开关器件S1处于导通状态，第二开关器件S2处于断开状态，基于与上述[t0-t1]时间段内相类似的原理，在包括第二个三相耦合电感倍增电路20的转换电路中，可通过QR操作降低开关器件关断损耗，QR操作使得第六二极管D6的电流在此模式结束时，在ZCS条件下自然达到零。因此，预计输出直流电压处的第二开关器件S2瞬间尖峰将显著降低。

谐振频率(fR)是通过在电路上应用基尔霍夫电压定律(KVL)，并假设磁化电感(LM)上的电压恒定如下获得的：

以第一套转换电路为例，其中，L_k1表第一漏电感绕组LK1的电感值，C₂表示第二电容C2的电容值，C_C表示第一钳位电容CC1(或第二钳位电容CC2)的电容值，n₂₁＝N2/N1，n₃₁＝N3/N1，N1为第一个三相耦合电感11(或第二个三相耦合电感21)的初级侧绕组的匝数，N2为第一个三相耦合电感11(或第二个三相耦合电感21)的次级侧绕组的匝数，N3为第一个三相耦合电感11(或第二个三相耦合电感21)的第三绕组的匝数。

该升压转换电路中的谐振操作可以以两种方式发生，包括低于谐振(BR)(TR/2<DTS)和高于谐振(AR)(TR/2>DTS)。在BR下，通过第一开关器件S1和第三二极管D3的电流具有最高的应力水平，随着谐振频率的降低，这些组件的电流应力也会降低。然而，第一开关器件S1的开关电流在关断瞬间略有增加。在AR操作中，第三二极管D3已失去ZCS条件，第三二极管D3电流不再以平缓的正弦斜率达到零。为了进一步降低第一开关器件S1和第三二极管D3的损耗，以及降低它们的电流应力，应将一半的谐振间隔调整为接近升压转换电路的开关时间间隔(TR/2≈DTS)，此时第一二极管D1的电流波形变化与第三二极管D3几乎相似。故此可得出：

v_Lin＝V_in (2)；

v_LM＝v_C2-v_Cc (3)；

v_o＝v_Cc+v_C3+n₂₁v_LM (6)；

v_o＝v_C1+n₃₁v_LM (7)；

以第一套转换电路为例，其中，v_Lin为第一输入电感Li1的电压，v_LM为第一励磁绕组N11和第二励磁绕组N11’两端的电压，v_C2为第二电容C2两端的电压，v_Cc为第一钳位电容CC1两端的电压，v_C3为第三电容C3两端的电压。

因此，可得出单个开关器件的电流为：i_SW＝i_in-i_LK1-i_N3，i_in为输入电流，i_LK1为流经第一漏电感绕组LK1的电流，i_N3为流经第三绕组的电流。

在[t3-t4]时间段，第一开关器件S1导通，第二开关器件S2断开，此时流经第二钳位二极管DC2的电流i_D2C表现出零电流软开关特性，存储在第三励磁绕组N21、第四励磁绕组N21’和第四电容C4中的能量向外部负载转移。第四二极管D4导通为第二钳位电容CC2的放电提供回路。第六二极管D6的电流以正弦的形式达到零，不存在反向恢复问题。在此期间，对于第一个转换电路(包括第一开关器件S1、第一输入电感Li1和第一个三相耦合电感倍增电路10)，第一个三相耦合电感11的次级侧绕组N12和第三绕组当前值是相同的，电容第一电容C1和第二电容C2由第一个三相耦合电感11的初级侧绕组和第三绕组的电流充电，存储在第一钳位电容CC1的第三电容C3中的能量被释放到第一个三相耦合电感11中。此时在这种状态下，第一输入电感Li1器被输入电压源磁化。第一输入电感Li1和第一励磁绕组N11、第二励磁绕组N11’也与[t1-t2]时间段相同的方式充电。通过第一二极管D1的电流在ZCS条件下降至零时，此模式结束。在这个时间间隔内，可以得出：

_vLM＝_vC₂-v_Cc (9)；v_Lin＝V_in (10)；i_SW＝i_in-i_LK1-i_N3 (11)。

当进入[t4-t5]时间段时，第一开关器件S1和第二开关器件S2均导通，第二钳位电容CC2与第二个三相耦合电感21的第三绕组N23，共同给第一套转换电路的倍压电源传递能量，流进第一开关器件S1的电流由第一套转换电路和第二套转换电路的电流提供。直至t5时刻，第五二极管D5和第六二极管D6的电流减小至0，结束该工作阶段。

之后进入[t5-t6]时间段，第一开关器件S1和第二开关器件S2均导通，此时流经第一励磁绕组N11、第二励磁绕组N11’、第三励磁绕组N21、第四励磁绕组N21’以及第一漏电感绕组LK1、第二漏电感绕组LK2的电流均线性增长。

进入[t6-t7]时间段后，第一开关器件S1关断，第二开关器件S2导通。此时励磁电感、第二励磁绕组N11’以及第一电容C1以串联的方式，经第三二极管D3向外部负载传递能量。在第一钳位二极管DC1的导通下，第一漏电感绕组LK1的能量被第一钳位电容CC1吸收。第二二极管D2的导通为第四电容C4的储能形成充电回路。在此瞬态模式下，第二开关器件S2保持导通状态，第二套转换电路中所有二极管反向偏置，初级侧的电流和三相耦合电感的磁化电感器的电流是相同的。因此，第二漏电感绕组LK2的电流保持为零。在这种模式下，第四电容C4从电容第二钳位电容CC2和第六电容C6接收能量。单个电源开关的电流可表示为：

最终，在[t7-t0]时间段内，第一开关器件S1断开，第二开关器件S2导通，同时第一钳位二极管DC1正向偏置，第三二极管D3和第二二极管D2导通，第一钳位二极管DC1、第五二极管D5和第二钳位二极管DC2截止，流经第一钳位二极管DC1的电流表现出零电流软关断特性。第二二极管D2的导通为第四电容C4向第一钳位电容CC1的放电提供回路。与上一阶段相同，负载侧所需要的能量由电压源、第一励磁绕组N11、第二励磁绕组N11’和第一电容C1传递。

此时，由于漏电感的存在，第五二极管D5的电流在ZCS条件下开始导通。因此单个开关器件两端的电压应力受到第二钳位电容CC2的限制。此时第六电容C6开始从存储在磁化电感、第四电容C4和第五电容C5中的能量充电。此外，第二钳位电容CC2从第二输入电感Li2的电流接收能量，因此流经第二输入电感Li2的电流线性下降。此时有：

v_Lin＝V_in-V_Cc (13)；

在通过第二钳位二极管DC2的电流在ZCS条件下达到零时开始，反向恢复损耗低。在这种模式下，存储在第二输入电感Li2中的能量被传输到第二钳位电容CC2和第三电容C3。在此期间，第二个三相耦合电感21的第三绕组N23和第二输入电感Li2的电流是相同的。在这段时间内可以得到以下等式：

下面对上述实施例所提供的升压转换电路进行电压稳态性能分析：

增益分析：为了找到钳位电容(可以是第一钳位电容CC1和第二钳位电容CC2，第一套转换电路与第二套转换电路一致)的电压，对输入电感应用伏秒平衡定律，钳位电容的电压平均值如下：

其中D是开关器件的占空比，对磁化电感应用伏秒平衡，第一电容C1和第二电容C2(或者是第四电容C4或者第五电容C5)之间的关系可以表示为：

(1-D)n₃₁V_C2-V_C1(D+n₃₁)＝-V_oD(1+n₃₁) (18)；

将(3)式代入(18)，并使用(5)式，第一电容C1(第四电容C4相类似)的电压计算如下：

将式(19)带入式(18)，第二电容C2(第五电容C5也可采用类似的分析方式，升压电路上下两部分结构一致，分析方式也类似)的电压为：

经分析，第三电容C3的电压(第六电容C6类似)为：

V_C3＝V_O+V_Cc(n₂₁-1)-n₂₁V_C2

最后，将式(3)代入式(4)，式(14)代入式(15)，式(7)代入式(6)，上述升压电路中总电压增益为：

其中，

X＝n₃₁-n₂₁，故可以看出，电压增益比可以通过调整包括n₃₁、X和D在内的三个参数在很宽的范围内进行调节和增加。如上，D为开关器件的占空比；n₃₁为三相耦合绕组的第三绕组与初级侧绕组的匝数比，n₂₁为三相耦合绕组的次级侧绕组与初级侧绕组的匝数比。n₃₁与X对电压增益的敏感性对比如图8以及图9所述所示。可以看出，可以通过增加D、n₃₁，同时减小参数X来增加电压增益比。此外，根据该图可得出，相较于n₃₁，电压增益对参数X更敏感。

因此，通过在较小的绕组匝数比(n₂₁+n₃₁)下适当调整X，可以获得更高的电压增益。图10和图11展示了在恒定G下减小参数X对电压增益的影响。很明显，通过减小X，也可以在三相耦合电感匝数更少的情况下获得规定的电压增益，从而导致更少的欧姆损失。

请参阅图12，本申请还提供一种升压转换系统，包括驱动电路50和上述的升压转换电路。

具体地，升压转换电路如上述各个实施例以及附图所示，在此不再赘述，升压转换电路，采用三相耦合电感搭建倍增电路，以形成三相耦合电感倍增电路100，开关器件S的控制端连接至驱动电路，通过驱动电路输出的脉冲宽度调制信号实现对开关器件S的通断控制。当开关器件S在零电流开关条件(ZCS)下开始导通之后，电压源输出的电压能够为三相耦合电感倍增电路100进行充电，之后在三相耦合电感倍增电路100的升压倍增作用下，将电压源的电压倍增升压后输出，提供给外部负载。上述方案，由于在升压电路中采用三相耦合电感搭建形成的倍增电路，可以让升压转换电路在较低占空比下，实现更高的电压增益，以满足可再生能源等领域中的高电压增益需求。

请参阅图13，在一个实施例中，驱动电路50包括光耦隔离装置51和驱动装置52，光耦隔离装置51用于输入初始脉冲宽度调制信号(PWMIN)，光耦隔离装置51连接驱动装置52，驱动装置52连接第一开关器件S1的控制端和第二开关器件S2的控制端。

具体地，脉冲宽度调制信号发生器产生的初始脉冲宽度调制信号，往往无法实现上述升压转换电路的开关器件驱动，故需要通过驱动电路50，对初始脉冲宽度调制信号进行放大后，再输出进行开关器件的驱动。其中，光耦隔离装置51实现脉冲宽度调制信号的电气隔离，保证驱动电路50的安全运行，而驱动装置52则直接将输入的信号进行处理后，最终实现开关器件的驱动。

请参阅图13，在一个实施例中，光耦隔离装置51包括光耦隔离芯片511、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第七二极管D7，光耦隔离芯片511的阳极引脚连接第一电阻R1的第一端，第一电阻R1的第二端用于输入初始脉冲宽度调制信号，光耦隔离芯片511的阴极引脚接地，光耦隔离芯片511的电源引脚连接光耦隔离芯片511的使能引脚和第三电阻R3的第一端，第三电阻R3的第一端连接第七二极管D7的阴极和第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端连接电源和驱动装置52，光耦隔离芯片511的输出引脚连接第三电阻R3的第二端和第七二极管D7的阳极，第七二极管D7的阳极连接驱动装置52，光耦隔离芯片511的接地引脚接地。

进一步地，在一个实施例中，请结合参阅图13，驱动装置52包括驱动芯片521、第七电容C7、第八电容C8、第四电阻R4、第五电阻R5和第八二极管D8，驱动芯片521的电源引脚连接电源、第七电容C7的第一端和第八电容C8的第一端，驱动芯片521的输入引脚连接第一电容C1的第二端、第八电容C8的第二端和光耦隔离装置51，驱动芯片521的接地引脚接地，驱动芯片521的输出引脚连接第四电阻R4的第一端，第四电阻R4的第二端连接第五电阻R5的第一端和第八二极管D8的阴极，第五电阻R5的第二端和第八二极管D8的阳极接地，第八二极管D8的阴极连接第一开关器件S1的控制端和第二开关器件S2的控制端。

具体地，上述实施例的方案，第一电阻R1起到输入电流保护的作用，而第二电阻R2则用来进行输出电流保护，保证光耦隔离装置51的运行可靠性。第三电阻R3为光耦隔离芯片511的上拉电阻，采用第七二极管D7进行稳压，以保证光耦隔离芯片511得到稳定的电压，实现正常工作。而第七电容C7和第八电容C8则作为驱动芯片521稳压电容，通过第八电容C8的设置，能够减少高频信号对电路的干扰。第四电阻R4作为栅极驱动电阻，第五电阻R5和第八二极管D8则是用来保护驱动芯片521，保证其不会被损坏。

应当指出的是，光耦隔离芯片511以及驱动芯片521的具体类型并不是唯一的，只要能够将初始脉冲宽度调制信号放大后，能够实现开关器件的驱动均可。例如，在一个较为详细的实施例中，光耦隔离芯片511为6N137型号芯片，驱动芯片521为UCC27321型号芯片。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种升压转换电路，其特征在于，包括：

输入电感，所述输入电感的第一端连接电压源；

三相耦合电感倍增电路，所述输入电感的第二端连接所述三相耦合电感倍增电路，所述三相耦合电感倍增电路用于连接外部负载；所述三相耦合电感倍增电路为采用三相耦合电感搭建的具有电压倍增功能的电路；

开关器件，所述开关器件的控制端连接驱动电路，所述开关器件的第一端连接所述三相耦合电感倍增电路，所述开关器件的第二端接地；

所述开关器件用于根据所述驱动电路输出的脉冲宽度调制信号进行通断，以控制所述三相耦合电感倍增电路将所述电压源的电压升压后输出。

2.根据权利要求1所述的升压转换电路，其特征在于，所述输入电感包括第一输入电感和第二输入电感，所述开关器件包括第一开关器件和第二开关器件，所述三相耦合电感倍增电路包括第一个三相耦合电感倍增电路和第二个三相耦合电感倍增电路；

所述第一输入电感的第一端和所述第二输入电感的第一端分别连接所述电压源；所述第一个三相耦合电感倍增电路连接所述第一输入电感的第二端，所述第一个三相耦合电感倍增电路还用于连接外部负载，所述第二个三相耦合电感倍增电路连接所述第二输入电感的第二端，所述第二个三相耦合电感倍增电路连接所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第二个三相耦合电感倍增电路还用于连接外部负载，所述第一开关器件的控制端和所述第二开关器件的控制端分别连接所述驱动电路，所述第一开关器件的第一端连接所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一开关器件的第二端接地，所述第二开关器件的第一端连接所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二开关器件的第二端接地。

3.根据权利要求2所述的升压转换电路，其特征在于，还包括第一无源钳位电路，所述第一无源钳位电路连接所述第一开关器件的第一端和所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一无源钳位电路连接所述第一个三相耦合电感倍增电路。

4.根据权利要求3所述的升压转换电路，其特征在于，还包括第二无源钳位电路，所述第二无源钳位电路连接所述第二开关器件的第一端和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二无源钳位电路连接所述第二个三相耦合电感倍增电路。

5.根据权利要求4所述的升压转换电路，其特征在于，所述第一无源钳位电路包括第一钳位二极管和第一钳位电容，所述第一钳位二极管的阳极连接所述第一开关器件的第一端和所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一钳位二极管的阴极连接所述第一钳位电容的第一端和所述第一个三相耦合电感倍增电路，所述第一钳位电容的第二端接地；

和/或，所述第二无源钳位电路包括第二钳位二极管和第二钳位电容，所述第二钳位二极管的阳极连接所述第二开关器件的第一端和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二钳位二极管的阴极连接所述第二钳位电容的第一端和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第二钳位电容的第二端接地。

6.根据权利要求2-5任意一项所述的升压转换电路，其特征在于，所述第一个三相耦合电感倍增电路包括第一电容、第二电容、第三电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管和第一个三相耦合电感；

所述第二电容的第一端连接所述第一电容的第一端和所述第一输入电感的第二端，所述第一开关器件的第一端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端连接所述第一个三相耦合电感的初级侧绕组，所述第一个三相耦合电感的初级侧绕组连接所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极，所述第一二极管的阳极连接所述第三电容的第一端和所述第一开关器件的第一端，所述第三电容的第二端连接所述第一个三相耦合电感的次级侧绕组，所述第一个三相耦合电感的次级侧绕组连接所述第二二极管的阴极和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第一电容的第二端连接所述第一个三相耦合电感的第三绕组，所述第一个三相耦合电感的第三绕组连接所述第三二极管的阳极和所述第二个三相耦合电感倍增电路，所述第三二极管的阴极用于连接外部负载。

7.根据权利要求6所述的升压转换电路，其特征在于，所述第二个三相耦合电感倍增电路包括第四电容、第五电容、第六电容、第四二极管、第五二极管、第六二极管和第二个三相耦合电感；

所述第五电容的第一端连接所述第四电容的第一端和所述第二输入电感的第二端，所述第二开关器件的第一端连接所述第五电容的第一端，所述第五电容的第二端连接所述第二个三相耦合电感的初级侧绕组，所述第二个三相耦合电感的初级侧绕组连接所述第四二极管的阴极和所述第五二极管的阳极，所述第四二极管的阳极连接所述第六电容的第一端和所述第二开关器件的第一端，所述第六电容的第二端连接所述第二个三相耦合电感的次级侧绕组，所述第二个三相耦合电感的次级侧绕组连接所述第五二极管的阴极和所述第三二极管的阳极，所述第四电容的第二端连接所述第二个三相耦合电感的第三绕组，所述第二个三相耦合电感的第三绕组连接所述第六二极管的阳极和所述第一个三相耦合电感的次级侧绕组，所述第六二极管的阴极用于连接外部负载。

8.根据权利要求7所述的升压转换电路，其特征在于，所述第一个三相耦合电感的初级侧绕组包括第一漏电感绕组、第一励磁绕组和第二励磁绕组，所述第一励磁绕组和所述第二励磁绕组并联，且并联后的第一端连接所述第一漏电感绕组，并联后的第二端连接所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极，所述第一漏电感绕组连接所述第二电容的第二端；

和/或，所述第二个三相耦合电感的初级侧绕组包括第二漏电感绕组、第三励磁绕组和第四励磁绕组，所述第三励磁绕组和所述第四励磁绕组并联，且并联后的第一端连接所述第二漏电感绕组，并联后的第二端连接所述第四二极管的阴极和所述第五二极管的阳极，所述第二漏电感绕组连接所述第五电容的第二端。

9.根据权利要求2所述的升压转换电路，其特征在于，还包括输出电容，所述第一个三相耦合电感倍增电路和所述第二个三相耦合电感倍增电路连接所述输出电容的第一端，所述输出电容的第二端接地，所述输出电容的第一端用于连接外部负载。

10.一种升压转换系统，其特征在于，包括驱动电路和权利要求1-9任意一项所述的升压转换电路。

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