CN218335745U

CN218335745U - 一种输出短路保护信号发生电路及llc半桥谐振变换器

Info

Publication number: CN218335745U
Application number: CN202222151456.0U
Authority: CN
Inventors: 梁衍桥; 罗皓; 陈荟宇
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2022-08-16
Filing date: 2022-08-16
Publication date: 2023-01-17
Anticipated expiration: 2032-08-16

Abstract

本实用新型公开了一种输出短路保护信号发生电路及LLC半桥谐振变换器，其中输出短路保护电路包括：电容C1、C3及C4，电阻R1、R3至R5、比较器U1A和U1B、二极管D1和D2；电容C1一端为输入端、另一端连接电阻R1一端和电容C3一端，电容C3另一端连接电阻R3一端和电阻R4一端，电阻R3另一端输入直流偏置电压，电阻R4另一端连接比较器U1A同相输入端和比较器U1B反相输入端，比较器U1A反相输入端输入正向比较阈值、输出端连接二极管D1阳极，比较器U1B同相输入端输入反向比较阈值、输出端连接二极管D2阳极，二极管D1、D2阴极连接电阻R5一端，电阻R5另一端、电容C4一端连接输出端，电阻R1另一端、电容C4另一端连接接地端；本实用新型结构简单、体积小、成本低、采样精度高。

Description

一种输出短路保护信号发生电路及LLC半桥谐振变换器

技术领域

本实用新型涉及开关变换器技术领域，具体地说涉及一种输出短路保护电路及LLC半桥谐振变换器。

背景技术

现有技术通过采样LLC谐振变换器的输出电流可实现输出短路保护，但副边保护反应到原边需要时间，无法做到快速保护，在这个时间内主功率器件很可能已经损坏。为实现 LLC谐振变换器的输出短路保护的响应速度，降低主功率器件应力，申请号为202110863166.6的中国专利公开了一种基于LLC电路输出端短路的快速保护电路及方法，此专利通过硬件电路中的电流互感器采样谐振电流，通过比较器比较是否超过限值，通过RC设置时间控制动作信号OCP，关闭驱动芯片；同时软件收到动作信号OCP，开始控制发波，包括发波频率，发波周期，N个周期时的打嗝时间。本申请的发明人经过深入研究发现，该专利提供的方案中的谐振电流检测电路存在如下不足：

(1)电路结构复杂，包括一个电流互感器、四个整流二极管，制造成本较高；

(2)电流互感器的原边串联在谐振腔内，电流互感器的原边电流即为谐振腔电流，通常谐振变换器的工作电流较大，为了保证检测精度，电流互感器的副边绕组匝数越多越好，因此会导致电流互感器的体积较大，产品体积增大；

因此，有必要对现有技术进行改进。

实用新型内容

本实用新型所要解决的技术问题是，提供一种输出短路保护信号发生电路及LLC半桥谐振变换器，至少在一定程度上解决上述现有技术问题的不足。

作为本实用新型的第一个方面，所提供的输出短路保护信号发生电路实施例如下：

一种输出短路保护信号发生电路，应用于LLC半桥谐振变换器，所述输出短路保护信号发生电路包括：电容C1、电阻R1、电容C3、电阻R3、电阻R4、比较器U1A、比较器U1B、二极管D1、二极管D2、电阻R5、电容C4、输入端、输出端和接地端；所述电容C1一端为所述输入端，用于输入所述LLC半桥谐振变换器的谐振电流，所述电容C1另一端同时连接所述电阻R1一端和所述电容C3一端，所述电容C3另一端同时连接所述电阻R3一端和所述电阻R4一端，所述电阻R3另一端用于输入直流偏置电压Vref1，所述电阻R4另一端同时连接所述比较器U1A的同相输入端和所述比较器U1B的反相输入端，所述比较器U1A的反相输入端用于输入正向比较阈值Vref2，所述比较器U1A的输出端连接所述二极管D1的阳极，所述比较器U1B的同相输入端用于输入反向比较阈值Vref3，所述比较器U1B的输出端连接所述二极管D2的阳极，所述二极管D1的阴极、所述二极管D2的阴极同时连接所述电阻R5一端，所述电阻R5另一端和所述电容C4一端连接在一起为所述输出端，用于输出所述LLC半桥谐振变换器的短路保护信号，所述电阻R1另一端和所述电容C4另一端连接在一起为所述接地端。

进一步地，所述输出短路保护信号发生电路还包括：电阻R10和电容C7；所述电阻R10 一端用于输入供电电压，所述电阻R10另一端同时连接所述电阻R5一端和所述电容C7一端，所述电容C7另一端连接所述接地端；所述比较器U1A的反相输入端用于输入的为所述反向比较阈值Vref3，所述比较器U1A的输出端连接的为所述二极管D1的阴极，所述比较器U1B的同相输入端用于输入的为所述正向比较阈值Vref2，所述比较器U1B的输出端连接的为所述二极管D2的阴极；此时所述二极管D1的阳极、所述二极管D2的阳极同时连接所述电阻R5一端。

进一步地，所述输出短路保护信号发生电路还包括：电阻R2和电容C2；所述电阻R2一端连接所述电容C1另一端和所述电阻R1一端的连接点，所述电阻R2另一端同时连接所述电容C3一端和所述电容C2一端，所述电容C2另一端接所述接地端。

进一步地，所述输出短路保护信号发生电路还包括：电阻R8、电阻R9、开关S1和开关S2；所述电阻R8一端、所述电阻R9一端、所述开关S1的控制端和所述开关管S2的控制端同时连接所述输出端，所述开关管S1一端用于连接所述LLC半桥谐振变换器中的驱动芯片的高侧栅极控制信号输入引脚HIN，所述开关管S2一端用于连接所述LLC半桥谐振变换器中的驱动芯片的低侧栅极控制信号输入引脚LIN，所述电阻R8另一端、所述电阻R9另一端、所述开关S1另一端和所述开关管S2另一端同时连接所述接地端。

一种输出短路保护信号发生电路，应用于LLC半桥谐振变换器，所述输出短路保护信号发生电路包括：依次连接的采样单元、抬压单元、比较单元、计算单元和信号滤波单元；所述采样单元用于获取表征谐振电流大小的第一电压信号，所述第一电压信号为交流信号；所述抬压单元用于将所述第一电压信号抬高为正电压的第二电压信号；所述比较单元用于将所述第二电压信号分别与正向比较阈值Vref2和反向比较阈值Vref3进行比较，分别获得正向短路保护信号和反向短路保护信号；所述计算单元用于将所述正向短路保护信号和所述反向短路保护信号进行计算，使得谐振电流超过正向比较阈值Vref2或反向比较阈值 Vref3时均能发出短路保护信号，所述信号滤波单元用于将所述短路保护信号滤波并保持后输出。

作为本实用新型的第二个方面，所提供的LLC半桥谐振变换器实施例如下：

一种LLC半桥谐振变换器，包括上述任一项所述输出短路保护信号发生电路的实施例。

上述实施例较现有技术相比，有益效果在于：

(1)输出短路保护信号发生电路的电路结构简单、成本低，且为无损检测、采样精度高、采样一致性高，从而使得LLC半桥谐振变换器体积更小、成本更低、保护点更准确且短路保护响应速度更快；

(2)LLC半桥谐振变换器输出端短路及负载突变时能快速保护，可为工程实现带来较高的效益。

附图说明

图1为本实用新型第一实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图；

图2为本实用新型第一实施例的电流检测仿真结果示意图；

图3为本实用新型第二实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图；

图4为本实用新型第三实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图；

图5为本实用新型第三实施例的实际验证结果示意图；

图6为本实用新型第四实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图；

图7为本实用新型第五实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图；

图8为本实用新型第六实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图。

具体实施方式

为了保证本实用新型的技术方案更加清晰，以下结合附图及实施例对本实用新型的技术方案进行详细的说明。显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书中描述的术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列元器件或单元电路不必限于清楚地列出的那些元器件或单元电路，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些电路固有的元器件或单元电路。

另外，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

应该理解的是，在说明书以及权利要求书中，当描述有元件“连接”至另一元件时，该元件可“直接连接”至该另一元件，或者通过第三元件“连接”至该另一元件。

第一实施例

图1为本实用新型第一实施例的LLC半桥谐振变换器电路原理图，请参考图1，本实施例的LLC半桥谐振变换器包括：输入母线电容CBUS、逆变电路、谐振电路、变压器T1、整流网络、输出滤波电容Co、输出短路保护信号发生电路、驱动芯片U2和控制器U3，输出负载Ro连接在LLC半桥谐振变换器的输出端。

其中，逆变电路包括开关管TR1和开关管TR2组成的半桥结构，开关管TR1和开关管TR2用来控制LLC半桥谐振变换器的工作状态，可以为MOSFET、IGBT等受控元件，本领域的技术人员可以根据需要进行选择，本实用新型对此不做限制；

其中，谐振电路包括谐振电感Lr、变压器励磁电感Lm和谐振电容Cr；

其中，整流网络包括整流管TR3和整流管TR4构成的全波整流网络以及输出滤波电容 C₀，其中的整流管可以是MOS管、二极管等半导体开关元件，此外其中的全波整流网络也可以替换为由4个整流管构成的全桥整流网络或者其它的整流网络，本领域的技术人员可以根据需要选择整流管的类型和整流网络的电路方案，本实用新型对此不做限制；

其中，输出短路保护信号发生电路包括：依次连接的采样单元、抬压单元、比较单元、计算单元和信号滤波单元；所述采样单元用于获取表征谐振电流大小的第一电压信号，所述第一电压信号为交流信号；所述抬压单元用于将所述第一电压信号抬高为正电压的第二电压信号；所述比较单元用于将所述第二电压信号分别与正向比较阈值Vref2和反向比较阈值Vref3进行比较，分别获得正向短路保护信号和反向短路保护信号；计算单元用于将正向短路保护信号和反向短路保护信号进行计算，使得谐振电流超过正向比较阈值Vref2或反向比较阈值Vref3时均能发出短路保护信号，信号滤波单元用于将短路保护信号滤波并保持后输出。

请继续参考图1，其中的输出短路保护信号发生电路具体包括：电容C1、电阻R1、电容C3、电阻R3、电阻R4、比较器U1A、比较器U1B、二极管D1、二极管D2、电阻R5、电容C4、输入端、输出端和接地端；电容C1和电阻R1构成上述采样单元，电容C3和电阻 R3构成上述抬压单元；电阻R4、比较器U1A和比较器U1B构成上述比较单元；二极管D1 和二极管D2构成上述计算单元；电阻R5和电容C4构成上述信号滤波单元；电容C1一端为输入端，用于输入LLC半桥谐振变换器的谐振电流，电容C1另一端同时连接电阻R1一端和电容C3一端，电容C3另一端同时连接电阻R3一端和电阻R4一端，电阻R3另一端用于输入直流偏置电压Vref1，电阻R4另一端同时连接比较器U1A的同相输入端和比较器U1B 的反相输入端，比较器U1A的同相输入端输入反向比较阈值Vref3，比较器U1A的输出端连接二极管D1的阳极，比较器U1B的同相输入端输入正向比较阈值Vref2，比较器U1B的输出端连接二极管D2的阳极，二极管D1的阴极、二极管D2的阴极同时连接电阻R5一端，电阻R5另一端和电容C4一端连接在一起为输出端，用于输出LLC半桥谐振变换器的短路保护信号，电阻R1另一端和电容C4另一端连接在一起为接地端；直流偏置电压Vref1、正向比较阈值Vref2、反向比较阈值Vref3可由直流线性稳压电路给出；

其中，控制器U3用于采样输出短路保护信号发生电路输出的短路保护信号并据此输出控制信号，控制LLC半桥谐振变换器的工作状态，其与本实用新型相关的信号为：短路保护信号OCP_P，来自于输出短路保护信号发生电路的输出端；高侧栅极控制信号GBH_P和低侧栅极控制信号GBL_P；控制器U3例如可以选择德州仪器公司的TMS320F280049型号的芯片，本领域的技术人员可以根据需要选择所采用的控制器U3，本实用新型对此不做限制；

其中，驱动芯片U2用于依据高侧栅极控制信号GBH_P和低侧栅极控制信号GBL_P产生控制高侧开关管TR1的驱动信号GBH以及低侧开关管TR2的驱动信号GBL，其中与本实用新型相关的引脚包括：高侧栅极控制引脚HO；低侧栅极控制引脚LO；低侧栅极控制信号输入引脚LIN；高侧栅极控制信号输入引脚HIN；驱动芯片U2例如可以选择安森美公司的 NCP51530型号的芯片，本领域的技术人员可以根据需要选择所采用的驱动芯片U2，本实用新型对此不做限制。

图1所示LLC半桥谐振变换器工作原理如下：

当逆变电路工作在半桥LLC变频模态时，开关管TR1、开关管TR2栅极驱动信号保持占空比固定，开关管TR1和开关管TR2互补导通，通过调节开关管TR1、开关管TR2的开关频率大小实现LLC半桥谐振变换器输出电压V₀的控制；其中输出短路保护信号发生电路的具体工作原理为：

(1)当开关管TR1导通且开关管TR2关断时，谐振电流流入谐振电容的第一端，定义为正向谐振电流；当开关管TR2导通且开关管TR1关断时，谐振电流流出谐振电容的第一端，定义为反向谐振电流。

(2)分流电容C1和分流电阻R1串联后，与谐振电容Cr并联，分流电容C1和分流电阻R1可流过正向和反向谐振电流，流过谐振电容Cr的电流记为流过ic_r，流过分流电容C1 和分流电阻R1的电流记为i_r1，由于分流电容C1在开关频率下的交流阻抗远大于分流电阻 R1的阻抗，分流电容C1和分流电阻R1串联后开关频率交流阻抗可认为是分流电容C1的交流阻抗，根据并联分流原理，可得：

根据电路中的基尔霍夫电流定律，流过谐振电容Cr的电流icr和流过分流电容C1和分流电阻R1的电流i_r1之和即为谐振电流大小。

由欧姆定律可知，在分流电阻R1上分得的电压，即采样电压V_R1为：

V_R1＝i_r1·R1 (2)

直流偏置电压Vref1通过电阻R3、隔直电容C3叠加在采样的交流电压信号上，将以0V为参考线的交流电压抬成以Vref1为参考线的交流电压，将采样得来的交流信号，抬成正压信号给到电阻R4与比较器U1A的同相输入端和比较器U1B反相输入端。由叠加定理可知，叠加直流偏置电压Vref1后的交流采样电压V_R4为：

其中f_s为LLC半桥谐振变换器的开关频率，为尽量保持采样信号的幅值不变，隔直电容C3在LLC半桥谐振变换器的开关频率下的交流阻抗应远小于电阻R3的阻抗。

叠加直流偏置电压Vref1后的交流采样电压V_R4与比较器U1A反相输入端的正向比较阈值Vref2比较即可得到谐振电流正向的短路保护信号；V_R4与比较器U1B同相输入端的反向比较阈值Vref3比较即可得到谐振电流反向的短路保护信号；二极管D1和二极管D2的连接结构，组成了或门，比较器U1A和比较器U1B其中一个比较器输出高电平时，谐振电流的短路保护信号OCP_P即为高电平信号，电阻R5和电容C4的作用为短路保护信号滤波及保持。通过此方式实现了谐振电流正反向超过比较阈值Vref2/Vref3时，输出短路保护信号发生电路都能发出准确的短路保护信号。

通过上述工作原理分析可知，当LLC半桥谐振变换器在短路状态或者大负载跳变状态， V_R4超过比较阈值Vref2/Vref3时，输出短路保护信号发生电路发出高电平的短路保护信号，控制器U3会收到该高电平的短路保护信号，对其内部的发波进行控制，实现精准地控制整个谐振腔。

如图2为本实用新型第一实施例的谐振电流保护信号发生电路仿真波形，流过谐振电容Cr上电流I_cr可以成比例的减小至采样电流Ir1，采样电流Ir1被分流电阻R1转化成电压信号VR1，并叠加直流偏置电压Vref1后，得到的采样信号VR4峰峰值与分流电阻R1上的电压信号VR1峰峰值一致，可得出本实施例中的输出短路保护信号发生电路的采样精度之高。

第二实施例

图3为本实用新型第二实施例的LLC半桥谐振变换器原理示意图，与第一实施例不同的是，该实施例对短路保护信号发生电路的电路结构进行了变形，本实施例的短路保护信号发生电路还包括电阻R10和电容C7；电阻R10一端用于输入供电电压Vcc，电阻R10另一端同时连接电阻R5一端和电容C7一端，电容C7另一端连接接地端；此外其中的比较器 U1A的反相输入端用于输入的为反向比较阈值Vref3，比较器U1A的输出端连接所述二极管 D1的阴极，比较器U1B的同相输入端用于输入的为正向比较阈值Vref2，比较器U1B的输出端连接所述二极管D2的阴极；二极管D1的阳极、所述二极管D2的阳极同时连接所述电阻R5一端。

本实施例的工作原理与第一实施例不同之处在于：第一实施例以OCP_P为高电平时作为控制器U3的短路保护触发信号，本实施例以OCP_P为低电平时作为控制器U3的短路保护触发信号。具体地，本实施当V_R4的正向幅值超过正向比较阈值Vref2时，比较器U1B输出低电平；当V_R4的反向幅值超过反向比较阈值Vref3时，比较器U1A输出低电平。二极管 D1、二极管D2、电阻R10、电容C7和直流电源Vcc的连接结构，组成了与门，比较器U1A 和比较器U1B其中一个比较器输出低电平时，谐振电流保护信号OCP_P即为低电平信号。通过此方式实现了谐振电流正反向超过比较阈值Vref2/Vref3时，短路保护信号发生电路都能发出准确的短路保护信号。

第三实施例

图4为本实用新型第三实施例的LLC半桥谐振变换器原理示意图，与第一实施例不同的是，该实施例在输出短路保护信号发生电路加入了电阻R2和电容C2；电阻R2一端连接电容C1，另一端和电阻R1一端的连接点，电阻R2另一端同时连接电容C3一端和电容C2 一端，电容C2另一端接接地端。

电阻R2和电容C2在电路中的作用为滤除谐振电流采样信号的高频干扰和噪声，其中电阻R2和电容C2的阻抗之和与分流电阻R1为并联分压关系，为尽量减少电阻R2和电容C2对采样的影响，电阻R2和电容C2的阻抗之和需远大于分流电阻R1上的阻抗，尽量减少采样的误差。

图5给出了本实施例带载短路时的实测波形，由图5可知，当LLC半桥谐振变换器由正常工况突然发生短路时，谐振电流通过短路保护信号发生电路可在一个开关周期内快速触发控制器U3进行短路保护，避免器件超应力。

第四实施例

图6为本实用新型第四实施例的LLC半桥谐振变换器原理示意图，本实施例将第三实施例的改进点移植到了第二实施例之中，所带来的有益效果相同，故不重复描述。

第五实施例

图7为本实用新型第五实施例的LLC半桥谐振变换器原理示意图，与第三实施例不同的是，该实施例在输出短路保护信号发生电路中加入了电阻R8、电阻R9、开关S1和开关S2；电阻R8一端、电阻R9一端、开关S1的控制端和所述开关管S2的控制端同时连接输出短路保护信号发生电路的输出端，开关管S1一端用于连接LLC半桥谐振变换器中的驱动芯片U2的高侧栅极输入控制信号HIN，开关管S2一端用于连接LLC半桥谐振变换器中的驱动芯片U2的低侧栅极输入控制信号LIN，电阻R8另一端、电阻R9另一端、开关S1另一端和开关管S2另一端同时连接接地端。

其中开关S1和开关S2，可为MOS管、三极管和其它可控开关，本领域的技术人员可以根据需要进行选择，本实用新型对此不做限制。

本实施例当LLC半桥谐振变换器在短路状态或者大负载跳变状态，V_R4超过比较阈值 Vref2/Vref3时，输出短路保护信号发生电路发出高电平信号，硬件电路首先快速响应，将驱动芯片U2的高侧栅极控制信号输入引脚HIN和低侧栅极控制信号输入引脚LIN拉低，控制驱动芯片U2不再发波，电阻R5、R8、R9和电容C4可控制OCP_P信号的保持时间。同时控制器U2也会依据收到的高电平OCP_P信号，对发波进行控制，实现精准的控制整个谐振腔，采用这种方式可增加电路的可靠性，避免软件采样速度慢可能造成的应力问题。

第六实施例

图8为本实用新型第六实施例的LLC半桥谐振变换器原理示意图，本实施例将第五实施例的改进点移植到了第四实施例之中，所带来的有益效果相同，故不重复描述。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的实用新型构思，并不用以限制本实用新型，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本实用新型原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1.一种输出短路保护信号发生电路，应用于LLC半桥谐振变换器，其特征在于，所述输出短路保护信号发生电路包括：电容C1、电阻R1、电容C3、电阻R3、电阻R4、比较器U1A、比较器U1B、二极管D1、二极管D2、电阻R5、电容C4、输入端、输出端和接地端；所述电容C1一端为所述输入端，用于输入所述LLC半桥谐振变换器的谐振电流，所述电容C1另一端同时连接所述电阻R1一端和所述电容C3一端，所述电容C3另一端同时连接所述电阻R3一端和所述电阻R4一端，所述电阻R3另一端用于输入直流偏置电压Vref1，所述电阻R4另一端同时连接所述比较器U1A的同相输入端和所述比较器U1B的反相输入端，所述比较器U1A的反相输入端用于输入正向比较阈值Vref2，所述比较器U1A的输出端连接所述二极管D1的阳极，所述比较器U1B的同相输入端用于输入反向比较阈值Vref3，所述比较器U1B的输出端连接所述二极管D2的阳极，所述二极管D1的阴极、所述二极管D2的阴极同时连接所述电阻R5一端，所述电阻R5另一端和所述电容C4一端连接在一起为所述输出端，用于输出所述LLC半桥谐振变换器的短路保护信号，所述电阻R1另一端和所述电容C4另一端连接在一起为所述接地端。

2.根据权利要求1所述输出短路保护信号发生电路，其特征在于，所述输出短路保护信号发生电路还包括：电阻R10和电容C7；所述电阻R10一端用于输入供电电压，所述电阻R10另一端同时连接所述电阻R5一端和所述电容C7一端，所述电容C7另一端连接所述接地端；所述比较器U1A的反相输入端用于输入的为所述反向比较阈值Vref3，所述比较器U1A的输出端连接的为所述二极管D1的阴极，所述比较器U1B的同相输入端用于输入的为所述正向比较阈值Vref2，所述比较器U1B的输出端连接的为所述二极管D2的阴极；此时所述二极管D1的阳极、所述二极管D2的阳极同时连接所述电阻R5一端。

3.根据权利要求1或2所述输出短路保护信号发生电路，其特征在于，所述输出短路保护信号发生电路还包括：电阻R2和电容C2；所述电阻R2一端连接所述电容C1另一端和所述电阻R1一端的连接点，所述电阻R2另一端同时连接所述电容C3一端和所述电容C2一端，所述电容C2另一端接所述接地端。

4.根据权利要求3所述输出短路保护信号发生电路，其特征在于，所述输出短路保护信号发生电路还包括：电阻R8、电阻R9、开关S1和开关S2；所述电阻R8一端、所述电阻R9一端、所述开关S1的控制端和所述开关管S2的控制端同时连接所述输出端，所述开关管S1一端用于连接所述LLC半桥谐振变换器中的驱动芯片的高侧栅极控制信号输入引脚HIN，所述开关管S2一端用于连接所述LLC半桥谐振变换器中的驱动芯片的低侧栅极控制信号输入引脚LIN，所述电阻R8另一端、所述电阻R9另一端、所述开关S1另一端和所述开关管S2另一端同时连接所述接地端。

5.一种输出短路保护信号发生电路，应用于LLC半桥谐振变换器，其特征在于，包括：依次连接的采样单元、抬压单元、比较单元、计算单元和信号滤波单元；所述采样单元用于获取表征谐振电流大小的第一电压信号，所述第一电压信号为交流信号；所述抬压单元用于将所述第一电压信号抬高为正电压的第二电压信号；所述比较单元用于将所述第二电压信号分别与正向比较阈值Vref2和反向比较阈值Vref3进行比较，分别获得正向短路保护信号和反向短路保护信号；所述计算单元用于将所述正向短路保护信号和所述反向短路保护信号进行计算，使得谐振电流超过正向比较阈值Vref2或反向比较阈值Vref3时均能发出短路保护信号，所述信号滤波单元用于将所述短路保护信号滤波并保持后输出。

6.一种LLC半桥谐振变换器，其特征在于：包括权利要求1至5任一项所述输出短路保护信号发生电路。