CN218276648U - 阻抗匹配元件以及通信终端装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种阻抗匹配元件以及通信终端装置。阻抗匹配元件具有：第1输入输出端子(T1)，连接供电电路；第2输入输出端子(T2)，连接天线；层叠体，层叠了多个基材层；第1线圈(L11、L21)，形成于层叠体，第1端与第1输入输出端子连接，第2端与第2输入输出端子连接；以及第2线圈(L12、L22)，形成于层叠体，第3端与第2输入输出端子连接，第4端与接地端子(GND)连接，并与第1线圈进行电磁场耦合。由第1线圈以及第2线圈的自感、第1线圈和第2线圈的互感、以及在第1输入输出端子或第2输入输出端子与接地端子之间构成的电容，决定自谐振频率，该自谐振频率在基于供电电路的通信频带内。

Description

阻抗匹配元件以及通信终端装置

技术领域

本实用新型涉及用于阻抗变换电路等的阻抗匹配元件以及具备该阻抗匹配元件的通信终端装置。

背景技术

在专利文献1示出了被用作阻抗变换元件的变压器元件。在该专利文献1中，采取了如下的方法，即，是使两个变压器进行了并联连接的自耦变压器构造，使其特征在于，形成第1变压器的两个线圈和形成第2变压器的两个线圈的层叠顺序，由此决定阻抗变换比。具体地，在线圈的层叠构造中，各层的图案分别各卷绕大约1匝，并设置有并联部，由此调整了电感的大小。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2015/068614号

实用新型内容

实用新型要解决的问题

图17是包含专利文献1所示的阻抗变换电路的天线装置的电路图。阻抗变换电路100连接在供电电路30与天线40之间。在图17中，阻抗变换电路100由包含第1线圈L1和第2线圈L2的自耦变压器电路构成。该阻抗变换电路100由第1线圈L1的电感、第2线圈L2的电感以及其耦合所形成的互感M构成。

图18是示出图17所示的结构的阻抗变换电路的、从供电电路观察的阻抗的反射系数的史密斯圆图。此外，图19是示出从供电电路30对阻抗变换电路100进行观察的电压驻波比VSWR的频率特性的图。在图18、图19中，特性A是天线40单体下的特性，特性B是插入了阻抗变换电路100的状态下的特性。

天线40构成包含电感器以及电容器的谐振电路，因此天线40的阻抗具有频率依赖性。因此，在图18、图19所示的例子中，天线40的阻抗在比谐振频率(3.59GHz)高的频带中成为电感性，由于使用阻抗变换电路100，从而在比天线40的谐振频率高的频带中，与特性阻抗之差会变得更大。这是由于阻抗变换电路100的电感性的成分而造成的。也就是说，阻抗变换电路100是变压器元件，在电容成分小的变压器元件中，相对于通信频带，自谐振频率显著地高。

此外，阻抗变换电路自身的阻抗变换比由第1线圈L1和第2线圈L2 的电感以及耦合系数决定，但是第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数k 小于1，因此该阻抗变换电路等效地由理想变压器和电感性的寄生成分构成。在比阻抗变换比适当的频率高的频带中，由于上述电感性的寄生成分，阻抗变换比进一步偏离适当比。

在图19所示的例子中，在频率高于3.76GHz的频带中，由于阻抗变换电路100的存在，反而会变得阻抗不匹配。

因此，本实用新型的目的在于，提供一种使天线和供电电路在更宽的频带进行阻抗匹配的阻抗匹配元件、以及具备该阻抗匹配元件的通信终端装置。

用于解决问题的技术方案

(1)作为本公开的一个例子的阻抗匹配元件的特征在于，具有：

第1输入输出端子，连接供电电路；

第2输入输出端子，连接天线；

层叠体，层叠了多个基材层；

第1线圈，形成于所述层叠体，第1端与所述第1输入输出端子连接，第2端与所述第2输入输出端子连接；以及

第2线圈，形成于所述层叠体，第3端与所述第2输入输出端子连接，第4端与接地端子连接，并与所述第1线圈进行电磁场耦合，

由所述第1线圈的自感、所述第2线圈的自感、所述第1线圈和所述第2线圈的互感、以及在所述第1输入输出端子与接地端子之间或者所述第2输入输出端子与接地端子之间构成的电容，决定自谐振频率，

所述自谐振频率在基于所述供电电路的通信频带内。

(2)作为本公开的一个例子的通信终端装置具备收发高频信号的天线、针对所述天线的供电电路、以及连接在所述天线与所述供电电路之间的阻抗匹配电路，在所述通信终端装置中，所述阻抗匹配电路为上述阻抗匹配元件。

实用新型效果

根据本实用新型，可得到使天线和供电电路在更宽的频带进行阻抗匹配的阻抗匹配元件、以及具备该阻抗匹配元件的通信终端装置。

附图说明

图1是第1实施方式涉及的阻抗匹配元件101的立体图。

图2是阻抗匹配元件101的分解俯视图。

图3(A)是阻抗匹配元件101的电路图。图3(B)是与阻抗匹配元件101一同包含天线40以及供电电路30的电路的电路图。

图4是示出图3(B)所示的由第2线圈L2和电容C2构成的并联 LC电路的电抗的频率特性的图。

图5是示出从供电电路30对阻抗匹配元件101进行观察的阻抗的反射系数的史密斯圆图。

图6是示出从供电电路30对阻抗匹配元件101进行观察的电压驻波比VSWR的频率特性的图。

图7是第2实施方式涉及的阻抗匹配元件102A的剖视图。

图8是第2实施方式涉及的阻抗匹配元件102B的剖视图。

图9是示出第2实施方式涉及的阻抗匹配元件内的第2线圈的一个导体图案的俯视图。

图10是示出第2实施方式涉及的阻抗匹配元件内的第2线圈的两个导体图案的俯视图。

图11是与第3实施方式涉及的阻抗匹配元件103A一同包含天线40 以及供电电路30的电路的电路图。

图12是与第3实施方式涉及的另一个阻抗匹配元件103B一同包含天线40以及供电电路30的电路的电路图。

图13是示出用于形成图12所示的电容C1的导体图案的例子的分解俯视图。

图14是第4实施方式涉及的在阻抗匹配元件101连接了附加电路的电路的电路图。

图15是第4实施方式涉及的在阻抗匹配元件101连接了附加电路的另一个电路的电路图。

图16是示出第5实施方式涉及的便携式电话终端等通信终端装置的结构的图。

图17是包含专利文献1所示的阻抗变换电路的天线装置的电路图。

图18是示出图17所示的结构的阻抗变换电路的、从供电电路观察的阻抗的反射系数的史密斯圆图。

图19是示出从图17所示的供电电路30对阻抗变换电路100进行观察的电压驻波比VSWR的频率特性的图。

具体实施方式

以下，参照图并列举几个具体的例子来示出用于实施本实用新型的多个方式。在各图中，对同一部位标注了同一附图标记。考虑到要点的说明或理解的容易性，为方便说明起见，将实施方式分为多个实施方式示出，但是能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第2 实施方式以后，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。

《第1实施方式》

图1是第1实施方式涉及的阻抗匹配元件101的立体图。阻抗匹配元件101是形成于作为基材层S1～S14的层叠体的长方体形状的层叠体10 的元件，具备第1输入输出端子T1、第2输入输出端子T2、以及接地端子GND。图1中的端子NC为空置端子。

图2是阻抗匹配元件101的分解俯视图。阻抗匹配元件101具备第1 第1线圈L11、第2第1线圈L21、第1第2线圈L12和第2第2线圈 L22。

第1第1线圈L11包含形成于基材层S2、S3且串联连接的导体图案 P11、P12。第1第2线圈L12包含形成于基材层S4、S5、S6、S7且串联连接的导体图案P13、P14、P15、P16。同样地，第2第1线圈L21包含形成于基材层S13、S12且串联连接的导体图案P21、P22。第2第2线圈L22包含形成于基材层S11、S10、S9、S8且串联连接的导体图案P23、 P24、P25、P26。

包含导体图案P21、P22的第1线圈L21的结构与包含导体图案P11、 P12的第1线圈L11的结构相同。此外，包含导体图案P23、P24、P25、 P26的第2线圈L22的结构与包含导体图案P13、P14、P15、P16的第2 线圈L12的结构相同。

第1线圈L11的第1端E11与第1输入输出端子T1连接，第2端 E12与第2输入输出端子T2连接。第2线圈L12的第3端E13与接地端子GND连接，第2线圈L12的第4端E14与第2输入输出端子T2连接。同样地，第1线圈L21的第1端E21与第1输入输出端子T1连接，第2 端E22与第2输入输出端子T2连接。第2线圈L22的第3端E23与接地端子GND连接，第2线圈L22的第4端E24与第2输入输出端子T2连接。图2中的虚线示出了基于层间连接导体的连接关系。

图3(A)是阻抗匹配元件101的电路图。图3(B)是与阻抗匹配元件101一同包含天线40以及供电电路30的电路的电路图。在图3(A) 中，电容C12是由第1第2线圈L12的层间电容构成的寄生电容。此外，电容C22是第2第2线圈L22的寄生电容。虽然电容C12是由第1第2 线圈L12的层间电容构成的寄生电容，电容C22是由第2第2线圈L22 的层间电容构成的寄生电容，但是如该图所示，能够分别表示为连接在端子T2与接地端子GND之间的单个电容(端子间电容)。

另外，在第1第1线圈L11以及第2第1线圈L21也产生寄生电容，但是在本实施方式中较小，因此在图3(A)、图3(B)中未表示。

如图3(A)所示，第1第1线圈L11和第2第1线圈L21并联连接，第1第2线圈L12和第2第2线圈L22并联连接。因此，阻抗匹配元件 101能够像图3(B)中的阻抗匹配元件101那样表示。像这样，阻抗匹配元件101由包含第1线圈L1和第2线圈L2的自耦变压器电路和电容C2构成。第1线圈L1的自感是由第1线圈L11、L21构成的自感，第2 线圈L2的自感是由第2线圈L12、L22构成的自感，电容C2的电容是由电容C12、C22构成的电容。像这样，由第2线圈L2和电容C2构成并联LC电路。因此，阻抗匹配元件101的自谐振频率主要由上述并联LC 电路的谐振频率决定。

图4是示出图3(B)所示的由第2线圈L2和电容C2构成的并联 LC电路的电抗的频率特性的图。在该例子中，第2线圈L2的电感为 0.8nH，电容C2的电容为2.6pF。并联LC电路的谐振频率为3.49GHz，在比其低的频带中成为电感性，在比其高的频带中成为电容性。也就是说，并联LC电路在比其谐振频率高的频带中作为分路连接到接地的电容元件而发挥作用。

图5是示出从供电电路30对阻抗匹配元件101进行观察的阻抗的反射系数的史密斯圆图。此外，图6是示出从供电电路30对阻抗匹配元件 101进行观察的电压驻波比VSWR的频率特性的图。在图5、图6中，特性A是天线40单体下的特性，特性B是插入了没有电容C2的阻抗变换元件的状态下的特性，特性C是插入了本实施方式的阻抗匹配元件101 的状态下的特性。在此，第1线圈L1的自感为1.2nH，第2线圈L2的自感为0.8nH，第1线圈L1和第2线圈L2的耦合系数为0.6。此外，天线 40的等效电路由串行连接的3.9nH电感器、5Ω电阻、以及分路连接的 0.5pF电容器构成。

在此，是如下的关系，即，通信频带为3.1GHz～4.1GHz，阻抗匹配元件101的自谐振频率3.49GHz落入通信频带内。由此，可改善落入史密斯圆图的电感性的区域的频带的阻抗匹配性，可遍及更宽的频带确保供电电路30和天线40的阻抗匹配。

特别是，可知在处于电感性的频率之中比3.76GHz高的频带，在以往例中反而变得阻抗不匹配，但是在本实施方式中则得到了改善，遍及宽频带进行了匹配。

另外，虽然在图2中，示出了具备由第1线圈L11和第2线圈L12 构成的第1自耦变压器、以及由第1线圈L21和第2线圈L22构成的第2 自耦变压器的例子，但是也可以由单个自耦变压器构成阻抗匹配元件。例如，在图2中，也可以仅设置形成于基材层S2～S7的第1线圈L11以及第2线圈L12来构成阻抗匹配元件。

《第2实施方式》

在第2实施方式中，示出用于在第1实施方式所示的阻抗匹配元件的第2线圈中有意地形成电容的几个结构例。

图7是第2实施方式涉及的阻抗匹配元件102A的剖视图。设置在层叠体10内的各导体图案的平面形状与在第1实施方式中示出的阻抗匹配元件101的情况相同。

构成第1第2线圈L12的导体图案P13、P14、P15、P16的各层间隔比构成第1第1线圈L11的导体图案P11-P12间的层间隔窄。此外，比第1线圈L11与第2线圈L12之间的导体图案P12-P13间的层间隔窄。同样地，构成第2第2线圈L22的导体图案P23、P24、P25、P26的各层间隔比构成第2第1线圈L21的导体图案P21-P22间的层间隔窄。此外，比第1线圈L21与第2线圈L22之间的导体图案P22-P23间的层间隔窄。

在第2输入输出端子T2与接地端子GND之间构成的电容是第2线圈L12、L22的层间电容，因此如图7所示，通过将构成第2线圈L12、 L22的导体图案的层间隔有意地缩窄，从而能够有效地将与第2线圈L12、 L22并联连接的电容决定得较大。

图8是第2实施方式涉及的阻抗匹配元件102B的剖视图。设置在层叠体10内的各导体图案的平面形状与在第1实施方式中示出的阻抗匹配元件101的情况基本相同。在阻抗匹配元件102B中，在基材层的层叠的方向上观察，第2线圈L12、L22形成单个环绕路径。也就是说，在阻抗匹配元件102B中，在基材层的层叠的方向上观察，除了层间连接导体的连接部分以外，各层的导体图案的内缘以及外缘一致。比较图7和图8 可明确，构成第2线圈L12的导体图案P13、P14、P15、P16的环绕路径相等，由此增大了导体图案P13、P14、P15、P16的层间对置面积。同样地，构成第2线圈L22的导体图案P23、P24、P25、P26的环绕路径相等，增大了导体图案P23、P24、P25、P26的层间对置面积。这样，能够有效地将与第2线圈L12、L22并联连接的电容决定得较大。

图9是示出第2实施方式涉及的阻抗匹配元件内的第2线圈的、代表性的一个导体图案的俯视图。图9示出了如下的情况，即，将构成第2 线圈的、形成于各基材层的导体图案的线宽分别加粗。由此，能够有效地将与第2线圈并联连接的电容决定得较大。

图10是示出第2实施方式涉及的阻抗匹配元件内的第2线圈的两个导体图案的俯视图。这两个导体图案在层间对置。形成于基材层S6的导体图案P15和形成于基材层S7的导体图案P16与图2中所示的导体图案 P15、P16相同。在图10中，导体图案P16E是用于对第2线圈赋予电容的虚设的导体图案，从导体图案P16延长形成。在层叠方向上观察第2 线圈，导体图案P16E是对第2线圈所形成的环绕路径进行插补的形状。因此，该导体图案P16E与导体图案P15在层间对置。因此，在导体图案 P16E中不流过环绕第2线圈的电流，其作为电容电极而发挥作用。

像这样，通过在构成第2线圈的导体图案设置电容形成用的虚设的导体图案，从而能够有效地将与第2线圈并联连接的电容决定得较大。

《第3实施方式》

在第3实施方式中，示出电容的赋予位置与到此为止示出的例子不同的阻抗匹配元件。

图11是与第3实施方式涉及的阻抗匹配元件103A一同包含天线40 以及供电电路30的电路的电路图。在图11中，电容C1是形成在第1输入输出端子T1与接地之间的电容。阻抗匹配元件103A由第1线圈L1、第2线圈L2以及电容C1构成。由第1线圈L1和第2线圈L2构成自耦变压器型的阻抗变换电路这一点与第1实施方式、第2实施方式所示的例子相同。

阻抗匹配元件103A是包含第1线圈L1、第2线圈L2以及电容C1 的LC电路，因此具有自谐振频率。如第1实施方式中所示，在比该谐振频率高的频带中，电容C1作为分路连接到接地的电容元件而发挥作用。此外，不会发生第2线圈L2的电抗被图3(B)所示的电容C2的电抗抵消那样的情况，因此能够消除由第1线圈L1和第2线圈L2决定的阻抗变换比的下降。因此，在将从第1输入输出端子T1对阻抗匹配元件103A 进行观察的阻抗表示在史密斯圆图上时，可改善落入史密斯圆图的电感性的区域的频带的阻抗匹配性，可遍及更宽的频带确保供电电路30和天线40的阻抗匹配。

图12是与第3实施方式涉及的另一个阻抗匹配元件103B一同包含天线40以及供电电路30的电路的电路图。在图12中，电容C1是形成在第1输入输出端子T1与接地之间的电容，电容C2是形成在第2输入输出端子T2与接地之间的电容。阻抗匹配元件103B由第1线圈L1、第 2线圈L2、电容C1以及电容C2构成。由第1线圈L1和第2线圈L2构成自耦变压器型的阻抗变换电路这一点与第1实施方式、第2实施方式所示的例子相同。

阻抗匹配元件103B是包含第1线圈L1、第2线圈L2、电容C1以及电容C2的LC电路，因此具有自谐振频率。如第1实施方式中所示，在比该谐振频率高的频带中，电容C1作为分路连接到接地的电容元件而发挥作用。因此，在将从第1输入输出端子T1对阻抗匹配元件进行观察的阻抗表示在史密斯圆图上时，可改善落入史密斯圆图的电感性的区域的频带的阻抗匹配性，可遍及更宽的频带确保供电电路30和天线40的阻抗匹配。

用于形成图12所示的电容C2的结构如第1实施方式、第2实施方式所示。

图13是示出用于形成图12所示的电容C1的导体图案的例子的分解俯视图。阻抗匹配元件103B具备第1第1线圈L11、第2第1线圈L21、第1第2线圈L12、第2第2线圈L22。构成这些线圈的各导体图案与在第1实施方式中图2所示的例子相同。与图2所示的例子的不同点在于，具备导体图案PC11、PC12、PC21、PC22。

导体图案PC11经由第1线圈L11的第1端E11与第1输入输出端子 T1导通，导体图案PC12与GND端子导通。同样地，导体图案PC21经由第1线圈L21的第1端E21与第1输入输出端子T1导通，导体图案 PC12与GND端子导通。导体图案PC11、PC12在层叠方向上对置，导体图案PC21、PC22在层叠方向上对置。这样，能够形成电容C1。

《第4实施方式》

在第4实施方式中，示出在阻抗匹配元件设置了附加电路的例子。

图14是第4实施方式涉及的在阻抗匹配元件101连接了附加电路的电路的电路图。在该例子中，在阻抗匹配元件101的第1输入输出端子 T1与第2输入输出端子T2之间，连接有电容器C3和开关SW1的串联电路。此外，在阻抗匹配元件101的接地端子GND与接地之间，连接有包含开关SW2以及电容器C4的电路。

在图14中，如果使开关SW1接通，则电容器C3并联连接于第1线圈L1。如果开关SW2选择电容器C4(一侧)，则电容器C4插入到第2 线圈L2和电容C2的并联电路与接地之间。此外，如果开关SW2选择另一侧，则阻抗匹配元件101的接地端子GND变得直接与接地连接。像这样，通过开关SW1、SW2的选择，能够对阻抗匹配元件101的匹配特性赋予频率依赖性。

图15是第4实施方式涉及的在阻抗匹配元件101连接了附加电路的另一个电路的电路图。在该例子中，在阻抗匹配元件101的第1输入输出端子T1与第2输入输出端子T2之间，连接有包含电容器C3、电感器L3 以及开关SW1的电路。此外，在阻抗匹配元件101的接地端子GND与接地之间，连接有包含开关SW2、电容器C4以及电感器L4的电路。因此，通过开关SW1、SW2的选择，能够对阻抗匹配元件101的匹配特性赋予各种各样的频率依赖性。

另外，在图14、图15所示的例子中，在供电电路30与阻抗匹配元件101之间、阻抗匹配元件101与天线40之间分别设置有匹配电路。

《第5实施方式》

在第5实施方式中，对具备阻抗变换元件的通信终端装置进行例示。

图16是示出第5实施方式涉及的便携式电话终端等通信终端装置的结构的图。在该图16中，对通信终端装置的壳体内的主要部分进行表示。在壳体内设置有天线40以及电路基板，在电路基板设置有接地导体50、阻抗匹配元件101以及供电电路30。天线40为T分支型天线。接地导体 50作为天线40的镜像形成用导体而发挥作用，或者与天线40一起作为辐射元件而发挥作用。

天线40的阻抗例如为20Ω，供电电路30的阻抗为50Ω，阻抗匹配元件101以2.5∶1的比例进行阻抗变换。

根据本实施方式，可得到在天线电路具备了低插入损耗且电特性的偏差小的阻抗变换电路的通信终端装置。

最后，本实用新型并不限于上述的实施方式。对本领域技术人员而言，能够适当地进行变形以及变更。本实用新型的范围不是由上述的实施方式示出，而是由权利要求书示出。进而，本实用新型的范围包含与权利要求书等同的范围内的从实施方式进行的变形以及变更。

附图标记说明

C1、C2、C12、C22：电容；

C3、C4：电容器；

E11、E21：第1端；

E12、E22：第2端；

E13、E23：第3端；

E14、E24：第4端；

GND：接地端子；

L1：第1线圈；

L2：第2线圈；

L11：第1第1线圈；

L12：第1第2线圈；

L21：第2第1线圈；

L22：第2第2线圈；

L3、L4：电感器；

NC：空置端子；

P11、P12、P13、P14、P15、P16：导体图案；

P16E：导体图案；

P21、P22、P23、P24、P25、P26：导体图案；

PC11、PC12、PC21、PC22：导体图案；

S1～S14：基材层；

SW1、SW2：开关；

T1：第1输入输出端子；

T2：第2输入输出端子；

10：层叠体；

30：供电电路；

40：天线；

50：接地导体；

100：阻抗变换电路；

101、102A、102B、103A、103B：阻抗匹配元件。

Claims (5)

1.一种阻抗匹配元件，其特征在于，具有：

第1输入输出端子，连接供电电路；

第2输入输出端子，连接天线；

层叠体，层叠了多个基材层；

第1线圈，形成于所述层叠体，第1端与所述第1输入输出端子连接，第2端与所述第2输入输出端子连接；以及

第2线圈，形成于所述层叠体，第3端与所述第2输入输出端子连接，第4端与接地端子连接，并与所述第1线圈进行电磁场耦合，

由所述第1线圈的自感、所述第2线圈的自感、所述第1线圈和所述第2线圈的互感、以及在所述第1输入输出端子与接地端子之间或者所述第2输入输出端子与接地端子之间构成的电容，决定自谐振频率，

所述自谐振频率在基于所述供电电路的通信频带内。

2.根据权利要求1所述的阻抗匹配元件，其特征在于，

在所述第2输入输出端子与所述接地端子之间构成的电容为所述第2线圈的层间电容。

3.根据权利要求1或2所述的阻抗匹配元件，其特征在于，

在所述层叠的方向上观察，所述第2线圈形成单个环绕路径。

4.根据权利要求1或2所述的阻抗匹配元件，其特征在于，

在构成所述第2线圈的、形成于所述层叠体的多个基材层的导体图案中的任意者，延长形成了虚设的导体图案，在所述层叠的方向上观察，所述虚设的导体图案是对所述第2线圈形成的环绕路径进行插补的形状。

5.一种通信终端装置，具备收发高频信号的天线、针对所述天线的供电电路、以及连接在所述天线与所述供电电路之间的阻抗匹配电路，其特征在于，

所述阻抗匹配电路为权利要求1至4中的任一项所述的阻抗匹配元件。

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