CN2180025Y - 单级高功率因数气体放电灯镇流器 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种单级高功率的气体放电灯 镇流器，可以同时取得高频镇流器功能和近单位值的 功率因数。该镇流器由一个快恢复二极管与一个输 入电感，一个能量转移电容和一个谐振匹配网络串 联。开关装置交替连接输入电感与能量转移电容之 间的结点和谐振匹配网络与电容另一端的结点到电 流返回路径。开关装置由两个电流双向型开关组成， 它们交替反相被驱动，因而产生一个高频电压源，再 由谐振匹配网络转换为正弦波电流源以驱动气体放 电灯。

Description

本实用新型涉及一种从电网交流电转换成高频交流电源以驱动交流负载，特别是关于高功率因数日光灯或其它气体放电灯的交频电子镇流器，属照明技术领域。

日光灯因为它的高效率、光色好和寿命长，在日常照明技术上扮演重要角色。通常有两种日光灯，热极型和冷极型。冷极型灯管两端各有一个电极，靠高电压加在两极上启动灯管。热极型灯管两端各有一个线圈电极，这两个线圈电极需要充分预热才能加电压启动整个灯管。

操作日光灯或其它气体放电灯的一个重要问题就是：它们不能直接接在电网里，而是需要加上镇流器。镇流器是用来启动灯管和稳定灯的电流，因为日光灯作为一个电路元件具有负阻和非线性特性。

镇流器是置在电网和日光灯之间的两端口网络，它具有以下特性：提供日光灯的启动和运行电压；使灯管的运行电流维持在低波形图素；控制灯管电流在指定数值并抵制电网电压的扰动；而且具有高效率。最近提出的另一项要求就是要有高输入功率因数。

高频电子镇流器被广泛接受，并认为是相对于传统的60Hz磁镇流器是一个很大的改进。这是因为高频电子镇流器体积小、重量轻，并消除了低频的频闪和噪音。此外，易于实现高功率因数以及日光灯管在高频操作上的高频率，都是高频运行的长处。准确地讲，一个日光灯或其它气体放电灯的电子镇流器就是一个高频交流电流源。灯在开之前，具有很大的电阻或开路，这个电流源特性就可以产生很高的电压来启动灯管。灯在开启之后，仍是这个电流源特性将日光灯电流稳定在指定值。

一个谐振逆变器可以用于日光灯镇流器，如图1所示。这是将一个正确设计好的LCC网络放在由开关Q₁、Q₂产生的方波电压与灯管之间，其中串联电容C_S用于挡住方波电压中的直流分量，另外，并联电容C_P、电感L₂和串联电容C_S构成一个串并联谐振电路，这样在并联谐振频率

${\mathrm{\ω}}_P=\frac{1}{\sqrt{L{C}_{S}11C_P}}$

，（C_S11C_P＝ (C_SC_P)/(C_S＋C_P) ）上谐振电路就会产生电流源特性。另外，LCC组成的画带通网络特性又使得灯管可以得到正弦波电流（低波形图素）。波形图素定义是 (峰值)/(均方根值) ，对于正弦波波形图素＝1.414，从灯管寿命角度讲，波形图素越低，灯管寿命越长。LCC网络作用相当于谐振匹配网络。

高功率因数已经变成必需，因为新的标准对电网上的高次谐波加以限制。高功率因数的好处是负载需要的无功功率减少，以及产生的高频谐波减少。这样电网就可以更加有效地利用和减少高次谐波的污染。典型的高功率因数电子镇流器是由两级串联而成。第一级是提供高功率因数交流到直流的整流；第二级是直流到高频交流的逆变级，用来提供所需的高频镇流器功能。由于高功率因数电子镇流器由两级组成，从而使得体积变大，成本提高，以及效率降低，可靠性降低，这些都归因于两级的功率处理。

本实用新型的目的是提供一个单级高功率因数气体放电灯镇流器，特别是单级高功率因数日光灯镇流器，具有低波形图素、正弦波形状灯管电流，以保证即有灯管寿命长，又使辐射的电磁干扰减至最低。镇流器还具有提供灯管低频调制的高频电流，进一步减低灯管电流的波形图素。

本实用新型设计的镇流器还具有开关特性，以减少开关损耗和电磁干扰。具有简单但是有效的开环和闭环控制电路，有效的连续调光功能。具有静电隔离和电压提高功能。实现最低开关损耗通过在对应的MOS开关管上外加快恢复二极管。

本实用新型的内容是：输入以整流过的正弦波低频（60Hz）电网电压，经一级功率变换器转换成为高频的（20KHz或更高）方波电压，然后再经谐振匹配网络转换为（在开关频率的）正弦波交流电流源以驱动气体放电灯。

单级功率变换器由一个快速二级管D₁与输入电感L₁、能量传递电容C和谐振匹配网络串联而成。开关装置交替连接输入电感L₁和电容C之间的连接点，或谐振匹配网络与电容C另一端的连接点，到电流返回路径。开关装置由两个电流双向开关Q₁和Q₂，如MOS场效应管，互为倒相驱动，比如一个导通，另一个截止，或相反。从而产生一个高频（在开关频率）的方波电压源，谐振匹配网络，然后将该方波电压源转换为正弦波电流源用以驱动气体放电灯。谐振匹配网络也含有隔直电容用以防止任何直流分量加在气体放电灯上。

功率变换器的输入电流（由于输入端的快速恢复二极管D₁所致）为单向流通，当输入电感L₁小于临界值L临界时，新的不连续导通模式出现。另外，输出电感的电流仍然是双向的，因为气体放电灯是交流负载。可以证明在这个新的不连续导通模式的条件下，平均输入电感电流值随瞬时输入电压值变化，如果变换器的开关频率和占空比是固定的，则在输入端得到一个接近单位值的功率因数。这样高功率输入因数和高频气体放电灯镇流功能可以同时在单级功率变换器内实现。由于气体放电灯不需要快速控制，慢反馈回路可以加在灯管电流变换器开关之间，以控制占空比而不致于影响高输入功率因数。

电流双向开关Q₁和Q₂在它们各自的截止状态中，由于开关电压不为零，能量储存在寄生电容里。一旦开关导通，上述能量消耗为热量。将上述储存于电容中的能量在两个开关的寄生电容里相互转移，而不是消耗掉。这是通过下面方式实现的，当一个开关在打开之前，它的电压先被自然地降至零，即电容中已无能量储存（ 1/2 CV²＝0，因为V＝0）。它可以通过引入两个谐振过渡过程，其间两个开关都截止，再利用将谐振匹配网络操作在过谐振状态而得到的反向电流来实现零电压开关。

图1是已有技术电路图。

图2是本实用新型的第一个实施例，不含软开关特性。

图3是本实用新型的第一个实施例，含软开关特性。

图4是产生于如图2电路一个开关周期内三个时间区间中的三个开关网络。

图5a是LCC谐振网络的电路图。

图5b是谐振频率ω₀与负载R_L的关系图。

图6a和图6b是图4所示的电路中的两个谐振过渡过程。

图7a和图7b是本实用新型输入网络的两个例子。

图8是图2和图3所示电路的变化。

图9a、9b、9c是本实用新型谐振匹配网络的其它三个例子。

图10a和图10b是第二个实施例，带静电隔离电路。图10c、图10d、e是第二个实施例中带静电隔离的谐振匹配网络的三个例子。

本实用新型的一个实施例为：已有技术中的交流－直流变换器的输出低通网络L₂、C₀换为恰当设计的LCC带通网络，即谐振匹配网络，这样单级高功率因数镇流器就可以实现了。前端的快恢复二极管D₁与输入电感L₁串联，使得输入电流i₁进入新的不连续导通模式。因此自动电流整形通过固定占空比和开关频率可以在变换器前端实现，即输入平均电流近似随着输入电压变化。一个慢的反馈环可以从灯管电流到开关占空比之间加上以控制灯管电流，抵制电网电压变化带来的干扰，而同时又不会降低输入功率因数。

本实用新型的第一个实施例如图2所示。图2和图3中，1为低速桥式整流器，2为变换器，3为匹配网络，4为驱动电路，5为隔离反向驱动电路，6为控制器。该单级高功率因数镇流器可以划分为四部分：一个单级功率变换器，一个输入网络将电网交流电压耦合到单级功率变换器，一个谐振匹配网络提供交流电流给气体放电灯，一个固定频率、频宽调制控制器（开环控制或闭环控制）。

电网电压V_G通过由L_f、C_f构成的低通网络和一个惯用的桥式整流器连接到功率变换器。桥式整流器用来提供整流正弦波和同时将单级功率变换器中单向的电流i₁展开成为双向的输入电网电流。该电流经低通滤波电路平均后产生。上述电网电压V_G与低通滤波器及桥式整流器构成了该发明的输入网络，可以简单地由整流过的全波正弦电压源V_in＝V_M｜Sin（ωet）｜来表示。

整流过的正弦波电压源输出到单级功率变换器前端的快速二极管D₁，该二极管与输入电感L₁串联。电感L₁的另一端，即B₃点，与能量转换电容C和第一个电流双向开关或MOS场效应管Q₁的漏相连。Q₁的另一端，即MOS管的源与地相联。电容C的另一端，即B₁点，与LCC网络中的串联电容C_S相联，又连于第二个电流双向开关Q₂，即MOS管的源，该MOS管的漏接到地上。在这里，第一个MOS场效应管Q₁是直接驱动的，而第二个场效应管Q₂是间接或隔离驱动的。前端二极管D₁、电感L₁、开关Q₁、Q₂和电容C构成了实用新型单级功率变换器部分。该变换器将整流过的正弦电网电压转换为一个工作在开关频率上的方波电压。在实际电路中，前端快恢复二极管D₁的功能可以由桥式整流器完成，而此时桥式整流器必须由快恢复二极管构成。但实际用一个快恢复二极管D₁与另外一个全桥整流器级联接更经济，成本更低。

LCC谐振网络由串联电容C_S与电感L₂串联，此串联谐振电路再与电容C_P和灯管的并联组合串联。该LCC谐振匹配网络将高频方波电压源转换成为气体放电灯所需的正弦波电流源。该单级镇流器可以在开环运行、固定开关频率、固定占空比下工作，就会得到自动的接近单位值的功率因数。但是，慢反馈环可以仍然加在灯管电流和占空比控制器中间，以控制灯管电流在指定值而不受电网电压干扰。因为反馈回路可以很慢，因此输入端的高功率因数仍然可以得到保证。最普通的脉宽调制控制器可以用来做控制器。连续调光功能可以通过连续调整控制器中的基准电压来实现。其中控制部分既可开环又可闭环。

电流双向型开关Q₁、Q₂可用两个n通道MOS场效应管实现，也可用一个n通道和一个P通道MOS管实现。用不同类型的场效应管（一个n通道和一个P通道）的好处是两个开关的门可以连在一起。

本实用新型的单级高功率因数镇流器有三个开关：前端的快恢复二极管D₁和功率变换级的两个电流双向型开关。上述开关产生三个开关网络于一个开关周期内，如图4（a）（b）（c）所示。

在第一个时间区间t₁内如图4（a）所示，开关Q₁合上，输入电感L₁的电流i₁线性增长，当输入电压V_in加在L₁上时，在此期间，能量转移电容连接于点A和点B₁上，并且提供电压Vc于LCC谐振匹配网络。谐振电流i₂（电感L₂中）的电流流向先是从左到右，然后反向再从右到左，如图中箭头所示。因为电流i₂滞后于加在谐振网络上的电压。MOS管Q₁的电流i_Q1是输入和输出电流的和i₁＋i₂，所以i_Q1流向也是先负后正。加于开关Q₁上的电压VB₃－A

保持为零。当开关Q₁在经一段由脉宽控制器决定的时间后被关断截止，同时开关Q₂导通。第二个时间区间t₂开始如图4（b）所示。在此时间内，加于电感L₁的电压是V_in－V_C，电流i₁线性下降，能量转移电容C充电。加在开关Q₁上的电压是V_C，加在开关Q₂上的电压是零。当电流i₁降至零时，二极管D₁打开，第三个时间区间t₃开始如图4（c）所示。在t₃区间内，电流i₁保持为零，电容C被开路，而其它部分与在t₂区间内相同。当此开关周期结束时，Q₂关断，Q₁开通，下一个开关周期又从t₁开始。

第三个时间区间t₃的出现标志着输入电感L₁电流的新的不连续导通模式。

可以证明，使得输入电感工作在不连续导通模式的临界条件是：

L₁＜L_临界，L_临界＝ (Z² _监界)/(R_L) T_S，

在每个开关周期内，输入电流i₁的峰值由整流过的电网电压即整流过的正弦波电压所调制，因此电网电流i_G即在开关周期下输入电流i₁的平均值，随着电网电压变化的条件是使占空比固定。这样可以实现接近单位值的功率因数。能量转移电容C同时也储存能量，用来平衡镇流器的输入和输出，因为此时输入功率为P_iSin²（W_Lt），输出功率为P₀Sin²（W_St）。

因为输入功率不再是常数，因此电容C上电压Vc也有电网低频的纹波调制。然而，这个纹波可以被有效地减小，只要使电容量Q增加，这样灯管电流的低频网络也会减至最低。

由于两个电流双向开关Q₁和Q₂在它们各自的截止状态储存能量 1/2 C_qV² _C于寄生电容C_q之中，并且一旦当开关合上，这些能量消耗成为热量，这个损耗为 1/2 C_qV² _Cf_S正比于开关频率，因此代表主要的障碍，使得频率不得升高。开关开时的损耗是由于电容释放电荷造成的。这个电容瞬时释放电荷在开关刚导通时造成了电流尖峰和电压尖峰。电磁干扰也可随之产生。这些缺点都可以由软开关特性消除。

软开关特性是由将LCC谐振电路运行于过谐振情况，而得到的滞后电流实现的。现在研究一下LCC电路的谐振频率ω₀，谐振频率ω₀是由它的输入阻抗Z_I（ω）决定的，如图5（a）所示。

Z_I（ω）＝ 1/(jωC_S) ＋jωL₂＋ 1/(jωC_P) 11R_L（6）

谐振频率ω₀定义为

为纯阻性的。因此ω₀与LCC网络的负载R_L有关，当R_L无限大时，

${\mathrm{\ω}}_0={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{par}}=\frac{1}{\sqrt{L_2{C}_{s}11C_P}}$

，当R_L＝0时，

${\mathrm{\ω}}_0={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ser}}=\frac{1}{\sqrt{L_{2}C}}$

，而当灯开启后，有一个电阻存在。因此，谐振频率一定是在ω_par与ω_ser之间。因为开关频率f_S设定在ω_par附近以得到电流源特性，因此，LCC谐振网络工作在过谐振状态，如图5（b）所示。过谐振工作意味着输入阻抗Z₁（ω）呈感性，也就意味着电流i₂要滞后于电压VB₁ －A，如图5（a）所示。

为实现软开关特性，两个谐振过渡过程时间tr₁和tr₂必须加在t₁和t₂，与t₃和t₁之间。由于这两个谐振过程比起整个开关周期来很短，电感电流i₁、i₂和电压Vc可以认为是直流，如图6所示。

在第一个谐振过程tr₁中，输入电流i₁处于峰值，谐振电感L₂的电流i₂也为正值，由于滞后于电压V_A－B，这两个电流同时对充电电容C_q1和放电电容C_q2充电。因此当Q₁关断后，电容C_q1被充电，其电压VB₃－A 呈线性上升，如图6所示。同时，电容C_q2被放电，其电压VA－ B₁ 线性下降至零，此时反向并联二极管D_q2导通，然后电压VB₃－A 和电压VA－ B₁ 就箝位到Vc和零。此时开关Q₂可以被导通而无任何损耗，因为VA－ B₁ 已被箝位至零电压。Q₂导通后，电路进入到了第二个时间区间t₂。

第二个谐振过程tr₂在开关Q₂关断后开始，即是当图4（c）所示的电路时间区间t₃终止后开始。在第二个谐振过程中，输入电感电流为零，由于不连续导通模式的运行，而输出谐振电感电流i₂是负向的，原因是其滞后于电压VA－ B₁ 。这样该电流i₂可以用来对电容C_q2和放电电容C_q1充电。与前面类似，一旦Q₂关断，电容C_q2充电，其电压VB₃－A 线性增长，电容C_q1放电，其电压线性下降至零，此时其反向并联二极管D_q1导通，电压VA－ B₁ 和VB₃－A 被分别箝位至零。此后，开关Q₁可以被导通而无任何损耗，因其电压已被降至零。Q₁开导后，电路又进入新的开关周期的第一时间区间t₁，如图4（a）所示。

在上述的谐振过程中，每一个开关都当其寄生电容完全放电之后再导通，因此零电压开启和关断都能够实现，开关损耗显著降低。

由于开关开启损耗可以消除，因此开关上可以再加上并联电容以减小关断损耗。而且MOS管内的慢速反向并联二极管也不会再受反向恢复所困扰，因为二极管关断后，电流由MOS管正向导通，并没有电压马上加到二极管上。

当一个开关截止后，延迟另一个开关的开启以获得两个谐振过程tr₁、tr₂。这可以通过一个简单的有极性的RC时间延迟电路获得如图2中的电路所示。电阻R和二极管D并联提供了一个非对称的时间（或有极性的）常数，因此该电路只对上升沿产生时间延迟，而不会对下降沿产生延迟。因而开关管Q₁、Q₂会随着脉宽调制信号关断，而且也会随着脉宽调制信号延迟导通，所以，产生出两个谐振过渡过程时间tr₁和tr₂。另外的时间延迟电路如延迟线等也会用于本实用新型中，产生谐振时间tr₁、tr₂。

只要镇流器的输入工作在不连续导通模式，以及占空比D和开关频率f_S都是固定的，接近单位值的功率因数可以在输入端得到。由于气体放电灯作为负载不需要快速的反馈控制，因此传统的控制环路可以加在灯管电流到开关占空比控制器之间。反馈环可以将速度调节得很慢，以致于在每一个电网周期，占空比0仍然可以认为是常数，因此高输入功率因数仍然可以保持。电流的脉宽调制控制可以用于调制灯管电流以抵制各种外界的扰动，如电网电压的扰动。镇流器也可以开环运行，若允许灯管电流不必调整的情况，日光灯的电流几乎是呈正弦波形状。由于LCC网络的带通特性，灯管电流i_L是电容电压C_C与占空比D的函数，即

$i_L\mathrm{oc}{V}_C\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}\sin \left(\mathrm{\πD}\right)$

同时Vc也是占空比D的函数，因此当D≤0.5时，调制D也就可以调制Vc，然后调制灯管电流i_L。例如D减小，Vc也降低，从上式可知i_L也会相应降低。因此反馈回路建立在灯管电流i_L与占空比之间，可以有效地控制灯管电流i_L。另外，脉宽调制器中的参考电压可连续调节以实现连续调光功能。

本实用新型的输入网络，其功能是将正弦波电网电压转换为单向的整流过的正弦波电压，并且同时将单向的输入电感电流i₁平均成<i₁>，并展成双向的电网电流i_G。

图7示出了本实用新型的输入网络的另二个例子。图中，7是快速二极管。图7（a）所示的桥式整流器全采用快速二极管组成，因此前端快恢复二极管D₁即可省略。图7（b）所示的例子是将低通网络移至桥式整流器和快恢复二极管D₁之间。

本实用新型的单级功率转换级是：本实用新型的主要组成部分。图10重现了本实用新型的线路图，并将能量转移电容C分为C₁、C₂，因此加上了一个新的结合点B₂。单级功率转换级提供了B₁、B₂、B₃、A等几点来连接谐振匹配网络。从前面的分析，灯只需要方波电压中的基波分量或正弦波。因此LCC谐振匹配网络可以不仅连在端口A－B₁上，也可连在端口A－B₂和A－B₃上。因为它们的区别只是直流分量的不同。另外一个三端LCC谐振匹配网络如图9（a）所示，可连接到三点端口A－B₁－B₃上。

其它谐振匹配网络除了LCC网络工作之外，也可按照上述方法连接到单级功率变换级上。

在图9所示的镇流器中，两个外加的快速恢复二极管FD₁和FD₂加在了场效应管Q₂上。这是因为当本实用新型的镇流器用于调光镇流器时，占空比很小，使光线很暗，灯的阻抗也变得很大，因此LCC谐振网络工作在临界过程谐振状态，软开关特性有可能难于实现。为了减轻Q₂的内部反向二极管由于慢反向恢复带来的损耗，外加的两个快恢复二极管用来替代MOS的二极管，以实现Q₁的电流双向开关的功能。

其它适当设计具有提供电流源功能的谐振匹配网络，除了以前提到的LCC网络之外，也可以用于本实用新型内的谐振匹配网络。该单级高功率因数镇流器除了提到的气体放电灯外，还可作用于其它交流负载，因此该实用新型可扩展为单级高功率因数的低频交流到高频交流的变换器。另外，除了固定频率脉宽调制器，其它控制形式如可变频率控制器也采用于此实用新型内。

本实用新型的第二个实施例是第一个实施例电路的静电隔离形式。即将隔离变压器加于第一个实施例介绍的电路中。

图10（a）表示了将变压器放置于单级变换器内，即将能量转移电容C分开为C₁和C₂，将隔离变压器T₁放置其中，因为电容C₁和C₂将直流分量隔离，因此变压器T₁磁芯不用气隙即可，从而使变压器体积减小。

图10（b）表示了将变压器置于谐振匹配网络内的形式来实现静电隔离。实际上，变压器T₂可以置于隔直电容C_S以后的任何地方，如图10（c）（d）（e）所示，因为这些地方都不含直流分量，因此隔离用不含气隙的交流变压器实现。

如前所述，此实用新型的第二实施例也可以扩展为单级高功率因数的低频交流到高频交流变换器。

隔离变压器的另一个功能是可以通过变压器比例进一步提高电压。

Claims (17)

1、一种高功率因数气体放电灯镇流器，放置于交流电网和气体放电灯之间，其特征在于该镇流器包括：

全波整流交流电网电压的装置，该装置含有低通滤波器；

一个单级开关功率变换级，连在上述交流整流装置上，并将整流的电网电压转换成为在开关频率上的方波电压；

一个谐振匹配网络，将上述方波电压源再转换成一个开关频率上的正弦波交流电流源，以驱动气体放电灯；

单级开关功率变换级，有一个输入电感和一个能量传递电容串联于整流装置与谐振匹配网络之间，还有开关装置交替地将输入电感与能量传递电容之间的结点和能量传递电容与谐振匹配之间的结点连接到电流返回路径；

快恢复半导体二极管装置，置于电网电压与输入电感之间，当输入电感小于一个临界值时，上述单级开关功率转换级产生一个不连续电感电流导通模式；

所述的开关装置由两个互为反相驱动的电流双向开关组成，即当第一个开关开时，第二个开关关闭，或反之，以产生交频方波电压；

所述的谐振网络含有将上述方波电压源转换成气体放电灯需要的正弦波电流源的装置，并且能把直流分量与灯隔离开；

开关控制装置交替开关上述两个电流双向开关，同时占空比与开关频率都为固定，控制方式是闭环或是开环；

所述的快恢复半导体装置，与小于临界值的输入电感一起，强迫单级开关功率变换器进入电感电流不连续导通模式，这样产生于整流和低通滤波装置的平均输入电流，只要变换器工作于固定开关频率和占空比，将紧随着瞬时电压值变化，同时又具有高频镇流器的功能。

2、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于其中与输入电感串联的快恢复半导体装置是快恢复二极管组成的全波整流装置。

3、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的低通滤波器在全波整流器之前，或在全波整流器之后。

4、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的两个电流双向开关于它们各自的截止状态下在寄生电容内储存能量，并会在它们打开时立即损耗掉，因此又包括在开关开启前，将开关电压减至零的装置，即引入谐振过渡过程时间，其间两个电流双向型开关均截止，利用谐振匹配网络运用于谐振状态产生的滞后负向电流，使寄生电容中存储的能量在两个开关寄生电容中交换而不是被消耗。

5、如权利要求4所述的镇流器，其特征在于两个电流双向型开关是由半导体开关组成，所述的谐振过渡过程产生于每个半导体开关截止，在另一个半导体开关开启前，工作在过谐振状态的谐振匹配网络产生出滞后的反向电流，利用两个开关都截止的时间，把即将开启的半导体开关电压降至零，以节约能量。

6、如权利要求5所述的镇流器，其特征在于所述的半导体实现的电流双向开关是MOS场效应管，离散阻尼电容并联于其中任一个开关，以减小开关管的关断损耗。

7、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的谐振匹配网络如下组成及连接：一个电容与灯并联，一个电感再与该并联组合串联，与上述电容与灯的一端相连，电容与灯的另一端接在电流返回路径上，另外一个电容再与上述组合串联，即电感的另一端接在该串联电容，该电容的另一端可接在其中任何一个的接点上，包括：第一个电流双向开关与能量传递电容的结合点，第二个电流双向开关与能量传递电容，另一边的结合点以及把该能量传递电容分为二个电容串联时的中间点。

8、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的谐振匹配网络如下组成及连接：一个电容与灯先串联，另外一个电容再与上述串联组合并联，即该并联电容一端与灯相连，一个电感再与上述组合串联，即该电感的一端与串联及并联电容的公共端相连，电感的另一端可与其中任何一个接点相连，包括：第一个电流双向开关与能量传递电容的结合点，第二个电流双向开关与能量传递电容另一边的结合点，以及把该点电容一分为二个串联时的中间点。

9、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的谐振匹配网络如下组成及连接：一个电容与灯先并联，一个电感再与上述并联组合串联，即该电感的一端与并联电容与灯的一个公共端相连，电容与灯的另一公共端接到电流返回路径；电感的另一端接在能量传递电容一分为二串联时的中间点。

10、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的谐振匹配网络如下组成及连接：一个电容先与灯并联，一个电感再与上述并联组合串联，即电感的一端和灯与并联电容的一个公共端连接，该灯与并联电容的一个公共端接至电流返回路径；该电感的另一端与两个串联电容的公共端相连，两个电容的另一端分别接至能量传递电容的两个端点上。

11、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所述的单级功率变换器中的能量传递电容为二个串联，中间放入一个隔离变压器，其中变压器的初级与隔离变压器第一个电容串联，变压器的次级与第二个电容串联，因此，变压器将第一个电容的能量耦合到第二个电容；谐振匹配网络的一端与变压器次级的一端相连，谐振匹配网络的另一端可分别与第二个能量传递电容与第二个电流双向开关的接触点或与变压器次级的另一端相连。

12、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于其中的谐振匹配网络电隔离变压器，一个隔直串联电容，一个电感和一个并联电容与灯并联组成，该串联电容、电感、并联电容与灯，依次安排成串联放置于能量传递电容与第二个电流双向开关的连结点与电流返回路径之间；其中隔离变压器可以放置在上述串联电容、电感、并联电容、灯中任何两者之间。

13、如权利要求10所述的镇流器，其特征在于其中的谐振匹配网络外加隔离变压器，其中隔离变压器加在两个隔直串联电容后的任一地方。

14、如权利要求9所述的镇流器，其特征在于其中的谐振匹配网络外加隔离变压器，其中隔离变压器加在谐振匹配网络中的任何地方。

15、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于其中的开关控制器在开环控制下以固定开关频率，固定占空比交替开启两个电流双向开关；该控制器含有脉宽调制器，其中占空比由参考电压控制；占空比决定了第一个电流双向开关导通时间在整个开关周期中的比例。

16、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于其中的开关控制器在闭环控制下以固定开关频率，固定占空比交替开启两个电流双向开关，该控制器含有脉宽调制器，其中占空比与参考电压成比例，占空比决定了第一个电流比例，该脉宽调制器中含有气体放电灯管电流的传感装置，并将测出的电流信号转换成为电压信号与上述参考电压比较，并含有比较电压信号与参考电压的装置，含有根据比较信号调制占空比的装置。

17、如权利要求1所述的镇流器，其特征在于其中的两个电流双向开关是MOS场效应管，其中第二个电流双向型开关含有一个快速恢复二极管串联在第二个开关和第二个结点之间，第二个快速恢复二极管反向并联与第二个开关与第一个外加快速恢复二极管的串联组合，上述组合用来在不能实现软开关特性情况下，减少因MOS管自身反向串联二极管慢反向恢复时间而导致的损耗。

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