CN217010842U - 一种电流接收电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种电流接收电路，包括电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路和基准电压电路；电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路依次串联连接，且比较电路的输出端反馈至电压切换电路；基准电压电路提供偏置电压端和负向定值电压端，偏置电压端分别与电流采样电路和积分电路连接，负向定值电压端连接到电压切换电路。通过电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路、基准电压电路构成电流接收电路，由比较电路输出高低电平构成占空比，并根据该占空比便直接换算电流接收电路的输入电流，无需考虑光耦的任何参数特性，因此光耦的温漂系数以及线性度均不会影响电路的电流传输精度，从而整个电路出厂前也无需校准。

Description

一种电流接收电路

技术领域

本实用新型涉及电路技术领域，具体涉及一种电流接收电路。

背景技术

在模拟信号传输范围中，一般常用4-20mA的电流接收电路进行传输。目前对于4-20mA的电流接收电路采用的是IV转换，即利用专用芯片或者运放将电流转换为电压。

在工业应用场景中，由于电场条件复杂，会存在各种类型的EMC(电磁兼容性)干扰，因此需要对电流接收电路与主控电路进行隔离，目前是利用光耦作为隔离信号传递媒介。

光耦属于半导体模拟器件，其电流传输比(CTR)的线性度、温漂系数、一致性都比较差，需要出厂前进行校准，对于批量生产，这种校准过程会降低产能，并且即使在出厂前进行校准，也只能在特定的温度、电压条件下达到千分级的精度，而随着温度、电压的变化，导致电流接收电路的电流传输精度偏移变大。

实用新型内容

本实用新型的目的是针对上述现有技术的不足，提供一种免校准的电流接收电路。该目的是通过以下技术方案实现的：

本实用新型的第一方面提出了一种电流接收电路，包括电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路、以及基准电压电路；

其中，所述电流采样电路、电压切换电路、积分电路、以及比较电路依次串联连接，且所述比较电路的输出端反馈至所述电压切换电路；

所述基准电压电路提供偏置电压端和负向定值电压端，所述偏置电压端分别与所述电流采样电路和所述积分电路连接，所述负向定值电压端连接到所述电压切换电路。

本实用新型提供的电流接收电路，通过设计电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路、以及基准电压电路构成整个电流接收电路，并由比较电路输出的高低电平构成占空比，并根据该占空比便直接换算电流接收电路的输入电流，无需考虑光耦的任何参数特性，因此光耦的温漂系数以及线性度均不会影响电路的电流传输精度，从而整个电路出厂前也无需校准，能够提升批量生产的产能。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本实用新型的限制。而且在整个附图中，用相同的附图标记表示相同的部件。在附图中：

图1示意性地示出了根据本实用新型实施方式的电流接收电路的结构示意图；

图2示意性地示出了根据本实用新型实施方式的电流接收电路的具体电路示意图；

图3示意性地示出了根据本实用新型实施方式的另一种电流接收电路的具体电路结构示意图；

图4示意性地示出了根据本实用新型实施方式的又一种电流接收电路的具体电路结构示意图；

图5示意性地示出了根据本实用新型实施方式的再一种电流接收电路的具体电路结构示意图；

图6示意性地示出了根据本实用新型实施方式的再一种电流接收电路的具体电路结构示意图；

图7示意性地示出了根据本实用新型实施方式的再一种电流接收电路的具体电路结构示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施方式。虽然附图中显示了本公开的示例性实施方式，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施方式所限制。相反，提供这些实施方式是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

应理解的是，文中使用的术语仅出于描述特定示例实施方式的目的，而无意于进行限制。除非上下文另外明确地指出，否则如文中使用的单数形式“一”、“一个”以及“所述”也可以表示包括复数形式。术语“包括”、“包含”、“含有”以及“具有”是包含性的，并且因此指明所陈述的特征、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但并不排除存在或者添加一个或多个其它特征、步骤、操作、元件、部件、和/或它们的组合。文中描述的方法步骤、过程、以及操作不解释为必须要求它们以所描述或说明的特定顺序执行，除非明确指出执行顺序。还应当理解，可以使用另外或者替代的步骤。

尽管可以在文中使用术语第一、第二、第三等来描述多个元件、部件、区域、层和/或部段，但是，这些元件、部件、区域、层和/或部段不应被这些术语所限制。这些术语可以仅用来将一个元件、部件、区域、层或部段与另一区域、层或部段区分开。除非上下文明确地指出，否则诸如“第一”、“第二”之类的术语以及其它数字术语在文中使用时并不暗示顺序或者次序。因此，以下讨论的第一元件、部件、区域、层或部段在不脱离示例实施方式的教导的情况下可以被称作第二元件、部件、区域、层或部段。

为了便于描述，可以在文中使用空间相对关系术语来描述如图中示出的一个元件或者特征相对于另一元件或者特征的关系，这些相对关系术语例如为“内部”、“外部”、“内侧”、“外侧”、“下面”、“下方”、“上面”、“上方”等。这种空间相对关系术语意于包括除图中描绘的方位之外的在使用或者操作中装置的不同方位。例如，如果在图中的装置翻转，那么描述为“在其它元件或者特征下面”或者“在其它元件或者特征下方”的元件将随后定向为“在其它元件或者特征上面”或者“在其它元件或者特征上方”。因此，示例术语“在……下方”可以包括在上和在下的方位。装置可以另外定向(旋转90度或者在其它方向)并且文中使用的空间相对关系描述符相应地进行解释。

现有技术中由于使用光耦作为隔离信号传递的媒介，其电流传输比线性度差，即使使用线性光耦中的反馈型，也只是利用了另一个具有相同电流传输比的光路来进行补偿。因为电流传输比是光耦输入端与输出端的电流比值，无论输入端还是输出端都与对应的供电电源直接相关，因此除了光耦的温漂系数会影响传输精度之外，供电电源电压波动也会影响传输精度。

为此，本实用新型提供了如下各实施例以解决或改善现有技术存在的问题。为了使本技术领域的人员更好地理解本实用新型方案，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

实施例一：

图1为本实用新型根据一示例性实施例示出的一种电流接收电路的结构示意图，如图1所示，该电流接收电路包括电流采样电路10、电压切换电路20、积分电路30、比较电路40、以及基准电压电路50。

其中，电流采样电路10、电压切换电路20、积分电路30、以及比较电路40依次串联连接，且比较电路40的输出端DUTY_CYCLE反馈至电压切换电路20。进一步地，基准电压电路50提供偏置电压端Vref和负向定值电压端Vi-，偏置电压端Vref分别与电流采样电路10和积分电路30连接，负向定值电压端Vi-连接到电压切换电路20。

该电流接收电路的传输原理为：在电流采样电路10有电流输入时，利用积分电路30的特点，即积分电路30会产生电容充电时间和电容放电时间，使得比较电路40在充电时间输出高电平，在放电时间输出低电平，构成高低电平的占空比，从而将比较电路40的输出端接到主控芯片上后，主控芯片根据该占空比可以直接换算出输入电流的大小。

基于上述描述可知，通过设计电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路、以及基准电压电路构成整个电流接收电路，并由比较电路输出的高低电平构成占空比，并根据该占空比便可直接换算出电流接收电路的输入电流，无需考虑光耦的任何参数特性，因此光耦的温漂系数以及线性度均不会影响电路的电流传输精度，从而整个电路出厂前也无需校准，能够提升批量生产的产能。并且这种利用电路输出高低电平的比例关系，还可以排除供电电源电压波动对传输精度产生的影响。

下面对本实用新型提出的电流接收电路的具体电路结构进行详细阐述。

在一种可能的实现方式中，如图2所示，电流采样电路10包括电流输入端AI1+、电压输出端Vi+、瞬态二极管D1、第一二极管D2、第二二极管D3、以及第一电阻R2，所述电流输入端AI1+通过保险线F1分别连接至瞬态二极管D1的一端、第一二极管D2的正极、第二二极管D3的负极、第一电阻R2的一端、以及电压输出端Vi+(高电压端)；瞬态二极管D1的另一端、第一二极管D2的负极、第二二极管D3的正极、以及第一电阻R2的另一端均接到偏置电压端Vref。

其中，保险丝F1起到限流作用，瞬态二极管D1(TVS，Transient VoltageSuppressor)防止EMC干扰对后级电路的影响。第一二极管D2在电路中正向串联，第二二极管D3在电路中反向串联，通过正向串联一个二极管，反向串联一个二极管，起到限制输入电压的作用，以保护后端器件。第一电阻R2作为采样电阻，电流输入端AI1+有电流输入后，在第一电阻R2两端产生压差(Vi+-Vref)。

在一种可能的实现方式中，如图2所示，电压切换电路20包括模拟开关U1，该模拟开关U1的第一通道输入端B1连接负向定值电压端Vi-，第二通道输入端B2连接电流采样电路10的电压输出端Vi+，模拟开关U1的控制端S连接比较电路40的输出端DUTY_CYCLE，模拟开关的输出端A连接积分电路30。

其中，模拟开关U1的控制端S控制通道的切换，当控制端S为低电平时，输出端A输出第一通道输入端B1的电压，当控制端S为高电平时，输出端A输出第二通道输入端B2的电压。

在另一种可能的实现方式中，如图3所示，电压切换电路20包括受控开关Q1和第二电阻R12。受控开关Q1的控制端连接比较电路30的输出端DUTY_CYCLE，受控开关Q1的输出端与第二电阻R12的一端连接，第二电阻R12的另一端连接积分电路30。

具体地，第二电阻R12的另一端分别连接积分电路30中第一运放器U2的第一输入端(-端)，且还连接积分电路30中第三电阻R1。

其中，第二电阻R12作为放电电阻，利用放电电流>输入电流的特点，在积分电路30中的第一电容C1放电时间内，受控开关Q1导通，导通时消耗的电流，也即流过第二电阻R12的电流i_放＝i_输入+i_C1，i_输入为电流输入端AI1+输入的电流，i_C1为第一电容C1的电流。

需要补充说明的是，由图3可以看出，第二电阻R12串联受控开关Q1构成分压切换电路，电路结构简单易实现，且不需要负向基准电源。

示例性的，该受控开关Q1除了采用图3所示的场效应晶体管之外，还可以采用三极管或者模拟开关。

在一种可能的实现方式中，如图2所示，积分电路30包括第一运放器U2、第三电阻R1、以及第一电容C1。第一运放器U2的第一输入端(-端)通过第一电容C1连接第一运放器的输出端，第一运放器U2的第一输入端还通过第三电阻R1连接至电压切换电路的输出端A，第一运放器U2的第二输入端(+端)连接偏置电压端Vref。

其中，第三电阻R1作为限流电阻，其用于控制给第一电容C1的充放电时间，第一运放器U2具有虚短特点，即要始终保持第一输入端的输入电压等于第二输入端的输入电压。此时，如果第三电阻R1的输入电压Vin>第二输入端的输入电压，也即偏置电压端Vref的电压，则电流流入第一电容C1，以对其充电，使得第一运放器U2的输出端电压升高；反之，如果第三电阻R1的输入电压Vin＜第二输入端的输入电压，则第一电容C1开始放电，使得第一运放器U2的输出端电压降低。

在一种可能的实现方式中，如图2所示，比较电路40包括第二运放器U3、第四电阻R4、第五电阻R7、以及第六电阻R3。第二运放器U3的第一输入端(为-端)连接积分电路的输出端VC，第二运放器U3的第二输入端(为+端)通过第四电阻R4连接第二运放器U3的输出端DUTY_CYCLE(也即比较电路40的输出端)，第二运放器U3的第二输入端还通过第五电阻R7接地，以及通过第六电阻R3连接电流接收电路提供的电源端VCC。

其中，由第二运放器U3、第四电阻R4、第五电阻R7、以及第六电阻R3构成的比较电路40属于迟滞比较电路，其中第二运放器U3是作为比较器使用，即当第二运放器U3的-端电压＞+端电压时，输出端输出低电平；当第二运放器U3的-端电压<+端电压时，输出端输出高电平。

然而，因为存在第四电阻R4，使得第二运放器U3输出高低电平的比较条件发生变化，即当第二运放器U3的-端电压＞VCC*R7/(R3||R4+R7)时，输出端DUTY_CYCLE输出低电平；当第二运放器U3的-端电压＜VCC*(R4||R7)/(R3+R4||R7)时，输出端DUTY_CYCLE输出高电平。

需要补充说明的是，如图4所示，如果电压切换电路20中的模拟开关U1的通道对换，那么比较电路40中的+端和-端也需要对换，也即第一输入端为+端，第二输入端为-端。

在另一种可能的实现方式中，还可以将上述图2所示的第二运放器U3替换为比较器，比较器输出响应速度快于运放器，沿边切换时间更短，使得电流采样电路因边沿变化产生的时间误差更小。

如图5所示，比较电路40包括比较器U8、第四电阻R4、第五电阻R7、第六电阻R3、以及第七电阻R13。比较器U8的第一输入端连接积分电路，比较器U8的第二输入端通过第四电阻R4连接至比较器U8的输出端，比较器U8的第二输入端通过第五电阻R7接地，且还通过第六电阻R3接电流接收电路提供的电源端VCC，比较器U8的输出端通过第七电阻R13接电流接收电路提供的电源端VCC。

其中，比较器U8的输出端使用第七电阻R13作为上拉电阻，以提供高电平输出。

在一种可能的实现方式中，继续如图2所示，基准电压电路50包括偏置电压电路501和负向定值电压电路502。

其中，偏置电压电路501提供的偏置电压通过偏置电压端Vref输入负向定值电压电路502，负向定值电压电路502提供的负向定值电压通过负向定值电压端Vi-输入电压切换电路的第一输入通道B1。

对于偏置电压电路的构成，在一个例子中，如图2所示，偏置电压电路501包括第一电压跟随器U5、第八电阻R8和第九电阻R5。第一电压跟随器U5输出偏置电压，第一电压跟随器U5的输入端(也即+端)通过第八电阻R8接地，且还通过第九电阻R5接电流接收电路提供的电源端VCC。由于偏置电压是由电阻对电源电压分压构成，相互间呈比例关系，电源电压的波动并不会影响各电压间的比例。

其中，电源端VCC经第八电阻R8和第九电阻R5串联分压后，经过第一电压跟随器U5输出偏置电压，能够稳定电压输出，提高了带载能力。

在另一个例子中，还可以使用一个基准电压芯片直接为电路提供偏置电压，电路结构简单易实现，能够减少分压电阻。如图6所示，偏置电压电路501包括第一基准源U9，该第一基准源U9的输入端IN连接电流接收电路提供的电源端VCC，第一基准源U9的输出端OUT作为偏置电压端Vref，且第一基准源U9的输出端OUT通过第二电容C5接地。

在又一个例子中，偏置电压电路还可以与负向定值电压电路使用同一个基准电源提供偏置电压，以减少分压电阻。如图7所示，偏置电压电路501包括第一电压跟随器U5和第十一电阻R14。第一电压跟随器U5的输入端通过第十一电阻R14连接电流接收电路提供的电源端VCC，且第一电压跟随器U5的输入端还连接负向定值电压电路中的第二基准源U4，第一电压跟随器U5的输出端作为偏置电压端Vref。

在一种可能的实现方式中，继续如图2所示，负向定值电压电路包括第二电压跟随器U6和第二基准源U4。第二电压跟随器U6输出负向定值电压Vi-，第二电压跟随器U6的输入端(+端)通过并联在一起的分压电阻R6、R9连接至第二基准源U4,第二基准源U4的两端分别与第十电阻R10、偏置电压端Vref串联后提供初始负向电压，且所述第十电阻R0远离第二基准源U4的一端接地。

其中，负向基准电压＝-Vu4*R9/(R6+R9)。由于负向基准电压是由电阻对电源电压分压构成，相互间成比例关系，电源电压的波动并不会影响各电压间的比例。

下面以上述图2所示的电流传输电路结构为例，对电流传输的整体流程进行介绍。

初始状态下，积分电路30的输出端处于浮空状态，无电压，由于比较电路40的-端电压<+端电压，因此比较电路的输出端DUTY_CYCLE输出高电平，使得电压切换电路20中的模拟开关U1的第二通道导通。

当电流输入端AI1+有电流i进入时，使得第一电阻R2产生电压Vi+输入第二通道输入端B2，从而模拟开关U1的输出端A输出第一电阻R2产生的电压Vi+，此时积分电路30中的第三电阻R1的电压>第一运放器U2的+端电压(偏置电压)，且压差为i*R2，第一电容C1开始充电，使得第一运放器U2输出端电压升高，当第一运放器U2输出端电压＞VCC*R7/(R3||R4+R7)时，第二运放器U3输出低电平；此时，模拟开关U1切换通道，第一通道导通，从而模拟开关U1的输出端A输出负向基准电压，使得第三电阻R1的电压＜第一运放器U2的+端电压(偏置电压)，第一电容C1开始放电，使得第一运放器U2输出端电压降低，当第一运放器U2输出端电压＜VCC*(R4||R7)/(R3+R4||R7)时，第二运放器U3再次输出高电平，使得电压切换电路20中的模拟开关U1的第二通道导通，从而模拟开关U1的输出端A输出第一电阻R2产生的电压Vi+，继续重复上述过程。

基于上述流程，积分电路30中的第三电阻R1和第一电容C1为定值，依据电荷量Q＝i*t＝C*U的原理，可推导出t＝C*U/i。

其中，U＝翻转电压差Umax-Umin，第一电容C1的充电电压为U+，放电电压为U-，从而充电时间Δt1＝C1*(Umax-Umin)/(U+/R1)，放电时间Δt2＝C1*(Umax-Umin)/(U-/R1)；因此可推导出第一电容C1的充放电时间占空比Δt1/Δt2＝U-/U+，由此看出占空比仅与充电电压和放电电压成比例。

需要补充说明的是，本实用新型利用积分电路30的特点，在充电时段，比较电路40输出高电平，在放电时段，比较电路40输出低电平，因此第一电容C1的充放电时间占空比决定了比较电路40输出的高低电平的占空比，因此根据第一电容C1的充电电压和放电电压之间的比例可以换算出电流输入端的输入电流。

基于上述描述可知，通过将电容的充放电时间转换为占空比，避免了电容的温漂影响计量精度，并实现了充、放电电路的循环自动切换。

以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用新型的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种电流接收电路，其特征在于，包括电流采样电路、电压切换电路、积分电路、比较电路、以及基准电压电路；

其中，所述电流采样电路、电压切换电路、积分电路、以及比较电路依次串联连接，且所述比较电路的输出端反馈至所述电压切换电路；

所述基准电压电路提供偏置电压端和负向定值电压端，所述偏置电压端分别与所述电流采样电路和所述积分电路连接，所述负向定值电压端连接到所述电压切换电路。

2.如权利要求1所述的电流接收电路，其特征在于，所述电流采样电路包括电流输入端、电压输出端、瞬态二极管、第一二极管、第二二极管、以及第一电阻；

其中，所述电流输入端通过保险线分别连接至所述瞬态二极管的一端、所述第一二极管的正极、所述第二二极管的负极、所述第一电阻的一端、以及所述电压输出端；

所述瞬态二极管的另一端、所述第一二极管的负极、所述第二二极管的正极、以及所述第一电阻的另一端均接到所述偏置电压端。

3.如权利要求2所述的电流接收电路，其特征在于，所述电压切换电路包括模拟开关；

所述模拟开关的第一通道输入端连接所述负向定值电压端；

所述模拟开关的第二通道输入端连接所述电流采样电路的电压输出端；

所述模拟开关的控制端连接所述比较电路的输出端；

所述模拟开关的输出端连接所述积分电路。

4.如权利要求2所述的电流接收电路，其特征在于，所述电压切换电路包括受控开关和第二电阻；

所述受控开关的控制端连接所述比较电路的输出端；

所述受控开关的输出端与所述第二电阻的一端连接；

所述第二电阻的另一端连接所述积分电路。

5.如权利要求1所述的电流接收电路，其特征在于，所述积分电路包括第一运放器、第三电阻、以及第一电容；

所述第一运放器的第一输入端通过所述第一电容连接所述第一运放器的输出端；

所述第一运放器的第一输入端还通过所述第三电阻连接所述电压切换电路；

所述第一运放器的第二输入端连接所述偏置电压端。

6.如权利要求1所述的电流接收电路，其特征在于，所述比较电路包括第二运放器、第四电阻、第五电阻、以及第六电阻；

所述第二运放器的第一输入端连接所述积分电路；

所述第二运放器的第二输入端通过所述第四电阻连接所述第二运放器的输出端；

所述第二运放器的第二输入端还通过所述第五电阻接地，以及通过所述第六电阻连接所述电流接收电路提供的电源端。

7.如权利要求1所述的电流接收电路，其特征在于，所述比较电路包括比较器、第四电阻、第五电阻、第六电阻、以及第七电阻；

所述比较器的第一输入端连接所述积分电路；

所述比较器的第二输入端通过所述第四电阻连接所述比较器的输出端；

所述比较器的第二输入端通过所述第五电阻接地，且还通过所述第六电阻连接所述电流接收电路提供的电源端；

所述比较器的输出端通过所述第七电阻连接所述电流接收电路提供的电源端。

8.如权利要求1所述的电流接收电路，其特征在于，所述基准电压电路包括偏置电压电路和负向定值电压电路；

所述偏置电压电路提供的偏置电压通过所述偏置电压端输入所述负向定值电压电路；

所述负向定值电压电路提供的负向定值电压通过所述负向定值电压端输入所述电压切换电路。

9.如权利要求8所述的电流接收电路，其特征在于，所述偏置电压电路包括第一电压跟随器、第八电阻和第九电阻；所述第一电压跟随器输出所述偏置电压；所述第一电压跟随器的输入端通过所述第八电阻接地，且还通过所述第九电阻接所述电流接收电路提供的电源端；

或者，

所述偏置电压电路包括第一基准源；所述第一基准源的输入端连接所述电流接收电路提供的电源端；所述第一基准源的输出端作为所述偏置电压端，且所述第一基准源的输出端通过第二电容接地。

10.如权利要求8所述的电流接收电路，其特征在于，所述负向定值电压电路包括第二电压跟随器和第二基准源；

所述第二电压跟随器输出所述负向定值电压；

所述第二电压跟随器的输入端通过并联在一起的分压电阻连接所述第二基准源；

所述第二基准源的两端分别与第十电阻、所述偏置电压端串联后提供初始负向电压，且所述第十电阻远离所述第二基准源的一端接地。

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