CN214900644U - 一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，包括：整流开关管S_w1、整流二极管D_R1和开关管驱动电路，所述开关管用于控制正激变换器副边储能电感电流，所述整流开关管S_W1的漏极连接正激变换器副边电路绕组W₂的同名端，所述整流开关管S_W1的栅极连接所述开关管驱动电路，所述整流开关管S_W1的源极连接所述整流二极管D_R1的正极。本实用新型能够使自举电容的端电压稳定，稳定的自举电压使多路输出正激变换器副边整流开关管的驱动电压在开关导通时间里持续正常，保证整流开关管的正常导通。能够避免由于自举电路参考电位的变化，而使得自举电容端电压过高，击穿整流开关管或烧毁芯片。

Description

一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路

技术领域

本实用新型涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路。

背景技术

随着电力电子技术的飞速发展，电子器件对驱动电源的要求要发生的变化，开关电源朝着智能化、小型化、多路输出和效率高等方向发展。正激变换器由于其结构简单，可靠性强和效率高等特点常用于多路输出场合，但是多路输出正激变换器存在交叉调整率问题。现有一种目标平均电流控制策略，通过控制副边储能电流，来使得输出电压等于期望电压，从而使得交叉调整率降低。

而多路输出正激变换器副边储能电感的平均电流控制，只依靠主开关管导通和关断是不能实现副边各路储能电感电流合理控制的，需要在三路副边电路都加入整流开关管。通过控制原边主开关管和副边三路整流开关管的导通与关断才能控制副边储能电感的平均电流。然而，副边整流开关管的驱动电路与Buck电路的高端驱动电路不同，若直接使用其驱动电路，会损坏驱动芯片或者自举电容。也与正激变换器的主开关管驱动也不同。所以找到一种合适的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，成功控制副边储能电感平均电流是解决多路输出正激变换器交叉调整率的关键。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，以解决上述现有技术存在的问题，使副边整流开关管的正常导通和关断，解决自举电流驱动时，开关管击穿和芯片烧坏以及自举电容爆炸等问题。

为实现上述目的，本实用新型提供了如下方案：本实用新型提供一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，包括整流开关管S_w1、整流二极管D_R1和开关管驱动电路，所述开关管用于控制正激变换器副边储能电感电流，所述整流开关管S_W1的漏极连接正激变换器副边电路绕组W₂的同名端，所述整流开关管S_W1的栅极连接所述开关管驱动电路，所述整流开关管S_W1的源极连接所述整流二极管D_R1的正极。

优选的，所述开关管驱动电路包括驱动芯片、第一限流电阻R₁、第二限流电阻R₂、滤波电容C₁、自举电容C₂、下拉电阻R₃、整流二极管D₁、放电二极管D₂，所述第一限流电阻R₁分别连接PWM波输入端和所述驱动芯片的输入端，所述第二限流电阻R₂连接所述驱动芯片的输出端和所述整流开关管S_W1栅极，所述滤波电容C₁连接在所述驱动芯片的电源输入端和所述驱动芯片的接地端之间，所述下拉电阻R₃连接在所述整流开关管栅极与地之间，所述整流二极管D₁的正极接在所述驱动芯片的电源输入端，所述整流二极管D₁的负极接在所述自举电容C₂的正极，所述放电二极管D₂接在所述第二限流电阻R₂两端，所述放电二极管D₂的负极接在所述驱动芯片的输出端，所述放电二极管D₂的正极接在所述整流开关管S_W1栅极，所述自举电容C₂的正极连接在所述驱动芯片的浮动电压高端，所述自举电容 C₂的负极接在所述驱动芯片的浮动电压低端。

优选的，所述驱动芯片采用IRS21171。

优选的，所述驱动芯片的1管脚供电端连接电源，所述驱动芯片的2管脚通过所述第一限流电阻R₁连接所述PWM波输入端，所述驱动芯片的4管脚接地，所述驱动芯片的6管脚连接所述整流二极管 D_R1负极，所述驱动芯片的7管脚通过所述第二限流电阻R₂连接到所述整流开关管S_W1栅极，所述驱动芯片7管脚输出自举后的PWM波。

优选的，所述整流二极管D_R1的负极还分别连接正激变换器副边电路储能电感L₁一端、正激变换器副边电路续流二极管D_F1负极。

优选的，所述电源采用15V。

优选的，所述PWM波采用ARM-STM32产生。

本实用新型公开了以下技术效果：

1、本实用新型能够使自举电容的端电压稳定，稳定的自举电压使多路输出正激变换器副边整流开关管的驱动电压在开关导通时间里持续正常，保证整流开关管的正常导通。能够避免由于自举电路参考电位的变化，而使得自举电容端电压过高，击穿整流开关管或烧毁芯片。

2、本实用新型在传统的正激变换器结构上做出改变，在副边绕组和整流二极管之间串入整流开关管，能够使得正激变换器稳定工作在断续模式，防止当储能电感电流等于零时，输入到储能电感的电压直接等于储能电容电压。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型单端正激变换器副边开关驱动电路图；

图2为本实用新型应用电路原理图；

图3为本实用新型驱动多路输出正激变换器作为雷达发射机辅助电源的框图；

图4为本实用新型整流开关管S_W1的驱动脉冲波形和储能电感电流波形图。

图5为本实用新型整流开关管S_W1栅极和漏极电压波形以及漏极电流波形图。

图6为本实用新型驱动多路输出正激变换器时的各路输出电压波形图，其中(a)为V_O1、V_O2和V_O3输出路负载分别为12Ω、6Ω、5Ω时的输出电压波形示意图，(b)为V_O1、V_O2和V_O3输出路负载分别为24Ω、 36Ω、25Ω时的输出电压波形示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

为使本实用新型的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

本实用新型提供一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，参考图1，包括用于控制正激变换器副边储能电感电流的整流开关管 S_w1、整流二极管D_R1和开关管驱动电路。整流开关管驱动电路包括驱动芯片、第一限流电阻R₁、第二限流电阻R₂、整流二极管D₁、滤波电容C₁、自举电容C₂、放电二极管D₂、下拉电阻R₃。本实施例中，驱动芯片采用IRS21171。驱动芯片1管脚连接15V电源，驱动芯片 2管脚通过串联限流电阻R₁连接输入PWM波信号，驱动芯片4管脚接地，驱动芯片6管脚接整流二极管D_R1反极，7管脚串联第二限流电阻R₂后将自举后的驱动脉冲输出到整流开关管S_W1的栅极，滤波电容C₁并联在15V电源端和地端，整流二极管D₁的正极连接驱动芯片IRS21171电源输入端，整流二极管D₁的负极连接自举电容C₂正极，下拉电阻R₃一端接整流二极管S_W1栅极，另一端接地。第一限流电阻R₁分别连接PWM波输入端和驱动芯片的输入端，第二限流电阻R₂连接所述驱动芯片的输出端和整流开关管S_W1栅极，放电二极管D₂接在第二限流电阻R₂两端，放电二极管D₂的负极接在驱动芯片的输出端，放电二极管D₂的正极接在整流开关管S_W1栅极，自举电容C₂的正极连接在驱动芯片的浮动电压高端，自举电容C₂的负极接在驱动芯片的浮动电压低端。

ARM-STM32根据采样的输出电流输出电压，产生PWM信号输入进驱动芯片，通过驱动芯片参考端V_S的电位以及自举电容两端的电压，将高电平3.3V和低电平0V的脉冲信号，转化为高电平V_S+15V 和低电平V_S的脉冲信号，成功自举驱动整流开关管。整流二极管的意义在于能够防止主开关管关断时，副边绕组电位发生变化导致整流开关管源极电位变为负电位，导致自举电容两端充电电压高于15V；整流二极管能够保证自举电容充电时，其负极电位为零电位，解决其过充问题。

由于原边开关管由于不需要高端驱动，所以ARM-STM32根据输出电流和输出电流，直接产生PWM-S₁信号通过功率放大器后，产生的原边驱动脉冲就能成功驱动原边开关管。

本实用新型的工作原理如下：

当正激变换器主开关管S₁导通时，整流开关管S_W1需要同时导通。PWM波信号为高电平时，通过限流电阻R₁后传入驱动芯片2引脚，此时，驱动芯片7引脚与8引脚连通，而7引脚与6引脚不通，而自举电容两端电压为15V-0.7V＝14.3V，由于驱动芯片参考端6引脚连接整流二极管D_R1负极，驱动芯片7引脚通过限流电阻R₂后将自举后的驱动脉冲传输到整流开关管S_W1栅极，其驱动脉冲高电平电压为V_S+14.3V，而源极电压值为V_S，栅源之间压差为14.3V，整流开关管S_W1导通。

当正激变换器主开关管S₁关断时，整流开关管S_W1根据系统需求可能在主开关管S₁关断之前已关断，也可能与主开关管同时关断。由于整流二极管D_R1的存在，这两种情况都不会影响自举电容充电

当整流开关管S_W1在主开关管S₁关断之前关断，则自举电容C₂在整流开关管S_W1关断后开始充电，驱动芯片参考端V_S电位为零，自举电容充电至两端电压为14.3V。若此时主开关管S₁关断，则整流开关管S_W1源极电位于漏极电位相同，变为负电位，但是由于整流二极管D_R1，使得驱动芯片参考端V_S电位等于零，自举电容C₂两端电压不会超过15V。

当同时关断时，驱动芯片参考段V_S电位等于零，自举电容两端电压不会超过15V。

当PWM波信号为低电平时，8管脚与7管脚之间不是连通状态， 7管脚与6管脚为连通状态，驱动芯片驱动脉冲低电平等于V_S端电压，由于整流开关管S_W1栅源之间电位相同，整流开关管S_W1关断。其中自举电容C₂取值，需要考虑，要使得整流开关管S_W1正常导通，需要使得其快速获得足够的栅电荷Q_g。假设开关管充分导通为所需电压为10V，整流二极管导通压降为0.7V，若1/2Q_g由漏电流引起电压降，可得自举电容C₂的表达式如公式(1)所示:

如图2所示，为本实用新型的应用电路原理图，图中多路输出正激变换器副边开关的三个驱动电路模块都为本实用新型驱动电路。由于现今的控制策略不能从根本上改善多路输出正激变换器的交叉调整率，如反馈电压加权法只是将输出路总的误差因子进行重新分配，而总的交叉调整率没有减小；辅路加线性稳压器适合输出功率小的系统，且系统效率低；而通过控制副边输出功率或者控制副边储能电感电流的控制策略是能够有效改善多路输出正激变换器的交叉调整率，控制副边各条输出路的功率需要在副边绕组与整流二极管之间串入一个整流开关管，通过控制整流开关管的导通时间来控制储能电感电流的充放电时间，从而控制此路的输出功率，使得各路输出电压稳定，系统交叉调整率低。而使用Buck电路的自举驱动电路是不能成功驱动图2中副边的三个整流开关管S_Wi(i＝1,2,3)。例如主路开关S₁关断后，绕组W₁两端电压发生翻转，导致副边绕组W2两端电压也翻转，源极电位为负，若驱动电路参考电压电接在整流开关管源极，则自举电容两端电压会高于20V，会击穿整流开关管或者自举电容爆炸。而此实用新型考虑到这些影响因数，是能够成功驱动副边三个整流开关管S_Wi，从而控制各路输出功率，使得输出电压等于期望电压，从根本上减少多路输出正激变换器的交叉调整率。

如图3所示，为本实用新型驱动多路输出正激变换器应用在真空雷达发射机的框图。多路输出正激变换器为真空管雷达发射机上的辅助电源。真空管雷达发射机的驱动电源要求多路输出电压精度高，可靠性高，交叉调整率小，前后级能够相互隔离。由于雷达发射机的工作状态会发生变化，这会导致辅助电源所连接的负载变化，各输出路所连接的负载根据发射机工作的状态不同而变化，若辅助电源系统的交叉调整率过大，则各路的输出电压会根据负载的变化而波动，这会使得发射机上的控制芯片驱动电压不稳和基准源不准，采样电压的结果偏离实际值，导致芯片错误控制。功率路输出电压不稳会导致马达转速不稳。若为了改善其交叉调整率，而辅助电源采用每条输出路都是单独的隔离式变换器，会造成雷达发射机体积过大。正激变换器结构简单可靠性高，高频隔离式变压器不需要添加气隙，效率高，非常适用于低电压大电流多路输出场合，但多路输出正激变换器也存在交叉调整率问题。目前采用半控法(指独立控制变量个数少于输出电压个数，如加权法、主路电压闭环控制法。)进行控制其交叉调整率得不到有效解决，而采用全控法(输出电压的个数等于独立控制变量个数，如功率分配法或目标平均电流法。)是能够有效解决多路输出正激变换器的交叉调整率问题。采用目标平均电流法控制多路输出正激变换器，需要控制副边各输出路的整流开关管，通过控制整流开关管的导通与关断，来控制副边各路储能电感电流上升与下降时间，从而使得储能电感的平均电流等于目标平均电流，输出电压等于期望输出电压，减少系统交叉调整率。而本实用新型的功能就是能够有效驱动副边整流开关管的导通与关断，实现控制策略减少系统的交叉调整率。

图4为本实用新型的整流开关管S_W1的驱动脉冲波形和储能电感电流波形图，由图4可以看出在整流开关管S_W1导通时间t_on1内，栅极驱动电压V_g1是在驱动电路参考电压V_S1的电位基础上自举，使得整流开关管栅源两端电压V_GS为15V，整流开关管S_W1导通，储能电感电流I_L1上升；当驱动脉冲电平为低时，栅极驱动电压V_g1等于V_s1，整流开关管S_W1关断，储能电感电流I_L1下降为零，在整流开关管关断时间(T-t_on1)内，参考电压的电位V_S1不会下降为0，能够保证自举电容正常充电。等待下一个周期开始。

图5为整流开关管S_W1栅极和漏极电压波形以及漏极电流波形图。结合图1和图4以及图5，可以看出当驱动脉冲为高时，栅极电压V_g自举，整流开关管S_W1导通，整流开关管漏极电流I_d电流上升，储能电感电流I_L上升。当驱动脉冲为低时，栅极电压与参考电位相同，整流开关管S_W1关断，整流开关管漏极电流I_d迅速下降为零，由于储能电感有续流电路，储能电感电流I_L缓慢下降为零。通过此驱动电路可以控制整流开关管S_W1的稳定导通，从而控制副边储能电感L₁的电流。

图6为本实用新型应用在多路输出正激变换器时的输出电压波形。如图6所示，(a)为V_O1、V_O2和V_O3输出路负载分别为12Ω、6Ω、 5Ω时的输出电压波形，输出电压分别为23.98V、11.98V和4.97V； (b)为V_O1、V_O2和V_O3输出路负载分别为24Ω、36Ω、25Ω时的输出电压波形，输出电压分别为24.02V、12.02V和4.99V。由本实用新型驱动的多路输出正激变换器输出电压精度高。

以上所述的实施例仅是对本实用新型的优选方式进行描述，并非对本实用新型的范围进行限定，在不脱离本实用新型设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本实用新型的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本实用新型权利要求书确定的保护范围内。

Claims (7)

1.一种多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于：包括整流开关管(S_w1)、整流二极管(D_R1)和开关管驱动电路，所述整流开关管(S_w1)用于控制正激变换器副边储能电感电流，所述整流开关管(S_W1)的漏极连接正激变换器副边电路绕组(W₂)的同名端，所述整流开关管(S_W1)的栅极连接所述开关管驱动电路，所述整流开关管(S_W1)的源极连接所述整流二极管(D_R1)的正极。

2.根据权利要求1所述的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于：所述开关管驱动电路包括驱动芯片、第一限流电阻(R₁)、第二限流电阻(R₂)、滤波电容(C₁)、自举电容(C₂)、下拉电阻(R₃)、整流二极管(D₁)、放电二极管(D₂)，所述第一限流电阻(R₁)分别连接PWM波输入端和所述驱动芯片的输入端，所述第二限流电阻(R₂)连接所述驱动芯片的输出端和所述整流开关管(S_W1)栅极，所述滤波电容(C₁)连接在所述驱动芯片的电源输入端和所述驱动芯片的接地端之间，所述下拉电阻(R₃)连接在所述整流开关管栅极(S_W1)与地之间，所述整流二极管(D₁)的正极接在所述驱动芯片的电源输入端，所述整流二极管(D₁)的负极接在所述自举电容(C₂)的正极，所述放电二极管(D₂)并联在所述第二限流电阻(R₂)两端，所述放电二极管(D₂)的负极接在所述驱动芯片的输出端，所述放电二极管(D₂)的正极接在所述整流开关管(S_W1)栅极，所述自举电容(C₂)的正极连接在所述驱动芯片的浮动电压高端，所述自举电容(C₂)的负极接在所述驱动芯片的浮动电压低端。

3.根据权利要求2所述的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于：所述驱动芯片采用IRS21171。

4.根据权利要求3所述的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于：所述驱动芯片的1管脚供电端连接电源，所述驱动芯片的2管脚通过所述第一限流电阻(R₁)连接所述PWM波输入端，所述驱动芯片的4管脚接地，所述驱动芯片的6管脚连接所述整流二极管(D_R1)负极，所述驱动芯片的7管脚通过所述第二限流电阻(R₂)连接到所述整流开关管(S_W1)栅极，所述驱动芯片7管脚输出自举后的PWM波。

5.根据权利要求1所述的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于：所述整流二极管(D_R1)的负极还分别连接正激变换器副边电路储能电感(L₁)一端、正激变换器副边电路续流二极管(D_F1)负极。

6.根据权利要求3所述的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于，所述电源采用15V。

7.根据权利要求2或3所述的多路输出正激变换器副边开关管驱动电路，其特征在于：所述PWM波采用ARM-STM32产生。

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