CN214228237U

CN214228237U - 一种基于锁相环的saw传感器检测系统

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Publication number: CN214228237U
Application number: CN202022767694.5U
Authority: CN
Inventors: 李晓雨; 孙科学; 石幸圆; 殷嘉伟; 李瑞民; 潘坤榕; 谭芑淞
Original assignee: Nanjing University of Posts and Telecommunications
Current assignee: Nanjing University of Posts and Telecommunications
Priority date: 2020-11-25
Filing date: 2020-11-25
Publication date: 2021-09-17
Anticipated expiration: 2030-11-25

Abstract

本实用新型公开了一种基于锁相环的SAW传感器检测系统，属于仪器仪表和应用声学技术领域，包括锁相环回路、A/D转换器、微控制器和终端显示器；锁相环回路包括直接数字式频率合成器、差分转单端、功率放大电路、鉴相器、低通滤波器、SAW传感器和功率补偿电路；直接数字式频率合成器的输出端与所述差分转单端的输入端电连，差分转单端的输出端经所述功率放大电路分别信号电连于所述鉴相器的输入端和所述SAW传感器的输入端，SAW传感器的输出端经功率补偿电路信号电连于所述鉴相器的输入端，鉴相器的输出端依次串接所述A/D转换器、所述微控制器后信号电连于所述终端显示器。本实用新型具有小体积、轻重量、低功耗、高精度，高灵敏度、低成本等优点。

Description

一种基于锁相环的SAW传感器检测系统

技术领域

本实用新型涉及仪器仪表和应用声学技术领域，尤其涉及一种基于锁相环的SAW传感器检测系统。

背景技术

传感器技术是现代信息技术的重要组成部分，是实现测试与自动控制的重要环节。声表面波传感器可将待测物理或化学信号通过叉指换能器(InterdigitalTransducer，IDT)转变为晶体前后振荡频率的变化，通过测量SAW传感器前后的频率变化量，即可通过计算得到待测信息。因此，SAW传感器的测量电路在传感器系统中至关重要。然而，传统的SAW传感器检测方式具有以下缺点：

1)高频信号检测效果不理想，难以用于工程应用；

2)检测成本较高，检测系统功耗大；

3)检测周期长，精度低，稳定性差，不利于实现自动化。

实用新型内容

本实用新型的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种基于锁相环的SAW传感器检测系统，解决了传统方法测量周期长、高频检测不理想的问题，具有小体积、轻重量、低功耗、高精度，高灵敏度、低成本的优点。

为实现上述目的，本实用新型是采用下述技术方案实现的：

本实用新型提供了一种基于锁相环的SAW传感器检测系统，包括锁相环回路、A/D转换器、微控制器和终端显示器；

所述锁相环回路包括直接数字式频率合成器、差分转单端、功率放大电路、鉴相器、低通滤波器、SAW传感器和功率补偿电路；

所述直接数字式频率合成器的输出端与所述差分转单端的输入端电连，所述差分转单端的输出端经所述功率放大电路分别信号电连于所述鉴相器的输入端和所述SAW传感器的输入端，所述SAW传感器的输出端经功率补偿电路信号电连于所述鉴相器的输入端，所述鉴相器的输出端依次串接所述A/D转换器、所述微控制器后信号电连于所述终端显示器。

进一步的，所述功率补偿电路包括低噪声放大芯片SAV-311+、第一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电感L1、第一直流电源V1；

所述第一电容C1串接于所述功率补偿电路的信号输入端和所述低噪声放大芯片的栅极端之间，所述第二电容C2串接于所述低噪声放大芯片的漏极端和所述功率补偿电路的信号输出端之间；

所述第一直流电源V1依次串接所述第一电阻R1和所述第一电感L1电连于所述低噪声放大芯片的漏极端，所述第一电阻R1和所述第一电感L1之间分别电连所述第三电容C4和所述第四电容C4，并分别经所述第三电容C4和所述第四电容C4接地。

进一步的，所述鉴相器的电路包括对数检波器芯片AD8302、第二电阻R2、第三电阻R3、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第二直流电源V2；

所述鉴相器的电路正向输入端串接第五电容C5电连于所述对数检波器芯片的A输入端；所述鉴相器的电路反向输入端串接第八电容C8电连于所述对数检波器芯片的B输入端；所述鉴相器的正向输入端和反向输入端分别电连接第二电阻R2和第三电阻R3后接地；

所述对数检波器芯片的引脚OFSA和引脚OFSB分别电连接第六电容C6和第七电容C7后接地，从而设置偏移补偿滤波器角，并提供输入解耦；所述对数检波器芯片的引脚VPOS电连接所述第二直流电源V2为所述对数检波器芯片供电；

所述对数检波器芯片的幅度比较输出引脚MSET通过电连所述第十电容C10接地；所述对数检波器芯片的用于幅度输出的低通滤波引脚MFLT通过电连所述第九电容C9接地；所述对数检波器芯片的相位比较输出引脚PSET通过电连所述第十二电容C12接地；所述对数检波器芯片的用于相位输出的低通滤波引脚PFLT通过电连所述第十一电容C11接地。

进一步的，所述直接数字式频率合成器包括DDS芯片AD9959、第四电阻R4和第三直流电源V3，所述第三直流电源V3串接所述第四电阻R4分压后电连于所述DDS芯片。

进一步的，所述直接数字式频率合成器还包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第十三电容C13、第十四电容C14；

所述DDS芯片的参考电流引脚DAC-RST电连所述第五电阻R5后接地，所述DDS芯片的外部网络补偿引脚LOOP-FIL串接所述第六电阻R6和第十四电容C14后接地，所述DDS芯片的振荡器控制引脚CMS电连所述第七电阻R7后电连所述1.8V电压信号，所述DDS芯片的互补参考时钟输入引脚REF-CLK电连所述第十三电容C13后接地，所述DDS芯片的多个电源引脚电连所述1.8V电压信号。

进一步的，所述DDS芯片采用差分信号输出方式的CH0、CH1、CH2和CH3的四路通道。

进一步的，所述差分转单端的电路包括电流反馈型运算放大器芯片THS3201、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电容C15、第十六电容C16、第十七电容C17、第十八电容C18、第四直流电源V4、第五直流电源V5；

所述差分转单端的第一路差分信号输入端分别串接第十五电容C15、第八电阻R8后接入所述运算放大器芯片的正输入端，所述差分转单端的第二路差分信号输入端分别串接第十六电容C16、第九电阻R9后接入所述运算放大器芯片的负输入端，所述运算放大器芯片的输出端依次串接所述第十七电容C17和所述第十三电阻R13后电连于所述差分转单端的输出端；

所述运算放大器芯片的正输入端通过连接所述第十电阻R10接地和所述运算放大器芯片的负输入端通过连接所述第十一电阻R11接地；

所述第十二电阻R12并联于所述运算放大器芯片的正向输入端和输出端，所述第十八电容C18与所述第十三电阻R13并联，所述第十三电阻R13的输出端通过所述第十四电阻R14接地；

所述第四直流电源V4和所述第五直流电源V5接入所述运算放大器芯片的正电源引脚和负电源引脚。

进一步的，所述功率放大电路包括低噪声放大芯片GAL-74、第十五电阻R15、第十九电容C19、第二十电容C20、第二十一电容C21、第二十二电容C22、第二电感L2、第六直流电源V6；

所述功率放大电路的信号输入端串接所述第十九电容C19后电连于所述低噪声放大芯片的射频输入端，所述低噪声放大芯片的射频输出端串接所述第二十电容C20后电连于所述功率放大电路输出端；

所述第六直流电源V6依次串接所述第十五电阻R15和所述第二电感L2电连于所述低噪声放大芯片的射频输出端，所述第十五电阻R15和所述第二电感L2之间分别电连所述第二十一电容C21和所述第二十二电容C22，并分别经所述第二十一电容C21和所述第二十二电容C22接地。

进一步的，所述微控制器为STM32F103单片机。

与现有技术相比，本实用新型所达到的有益效果：

本实用新型基于锁相环(Phase Locked Loop，PLL)的锁相原理，并利用直接数字式频率合成器(Direct Digital Synthesis，DDS)代替传统的压控振荡器，通过差分单端、功率放大电路后形成两路信号，一路作为基准参考信号直接接入鉴相器，另一路经过SAW传感器后进入鉴相器，经追踪比较反馈之后进行终端输出显示，能够准确、灵敏的实现对SAW传感器测量的目的，精度较高；

本实用新型与传统检测方式相比，测量结果周期短、灵敏度高、易便携、功耗小、成本低，更适合于传感器高频检测领域的工程实际需要，可以被广泛应用。

附图说明

图1为本实用新型提供的一种基于锁相环的SAW传感器检测系统的框图；

图2为本实用新型提供的一种基于锁相环的SAW传感器检测系统的功率补偿电路原理图；

图3为本实用新型提供的一种基于锁相环的SAW传感器检测系统的鉴相器电路原理图；

图4为本实用新型提供的一种基于锁相环的SAW传感器检测系统的直接数字式频率合成器的电路原理图；

图5为本实用新型提供的一种基于锁相环的SAW传感器检测系统的差分转单端电路原理图；

图6为本实用新型提供的一种基于锁相环的SAW传感器检测系统的功率放大电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本实用新型的技术方案，而不能以此来限制本实用新型的保护范围。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本实用新型的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

如图1所示，本实用新型的实施例提供了一种基于锁相环PLL的声表面波SAW传感器高频检测系统，该系统包含包括锁相环回路、A/D转换器、微控制器和终端显示器。

在本实施例中，锁相环回路包括直接数字式频率合成器、差分转单端、功率放大电路、鉴相器、低通滤波器、SAW传感器和功率补偿电路。

具体地，直接数字式频率合成器的输出端与所述差分转单端的输入端电连，差分转单端的输出端经功率放大电路分别信号电连于鉴相器的输入端和SAW传感器的输入端，SAW传感器的输出端经功率补偿电路信号电连于鉴相器的输入端，鉴相器的输出端依次串接A/D转换器、微控制器后信号电连于终端显示器。

其中，微控制器可以采用STM32F103单片机等，终端显示器可以采用LCD显示屏等。

在本实施例中，该系统工作时，待测物理或化学信号经SAW传感器转化为SAW频率的变化量输出SAW电信号；SAW电信号输入鉴相器与直接经由功率放大电路接入鉴相器的参考基准信号进行频率、相位的比较：鉴相器的输出信号经低通滤波器滤波后形成稳定的调谐电压，经A/D转换器采样后输入单片机，最终由单片机控制DDS输出的参考基准信号与SAW传感器输出信号锁相，并通过LCD显示屏显示SAW信号变化量。

在本实施例中的锁相环PLL回路中，鉴相器用于比较SAW电信号与参考基准信号频率、相位差；低通滤波器用于过滤高频分量，形成稳定调谐电压；A/D转换器用于采集模拟信号输出为数字信号；单片机用于分析SAW变化量，并控制直接数字式频率合成器DDS输出参考基准信号与SAW电信号锁相。

在锁相环PLL回路中的直接数字式频率合成器DDS拥有四通道独立可调频率、相位输出功能，为实现对SAW传感器的高频检测提供了前提条件，此外直接数字式频率合成器DDS输出信号的分辨率达到0.14Hz，使本实用新型具有较高的精度和灵敏度。

PLL回路中的功率放大电路及功率补偿电路用于补充回路中损耗的功率及幅度。当信号通过SAW传感器时，将至少有25dBm的损耗，故SAW传感器电路输出的信号不能够直接送入鉴相器用于频率、相位的比较。前后级的功率提升电路可有效的提升信号功率，使输入至鉴相器的信号保持一定的功率和幅度。

PLL回路中的功率放大电路、功率补偿电路具有很高的带宽，不会改变信号的频率及相位，故环路中频率和相位的改变都是由于SAW传感器电路，据此可以精确的测量出SAW传感器的信号变化量，即得到待测物理量或化学量。

如图2所示，所述功率补偿电路包括低噪声放大芯片SAV-311+、第一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电感L1、第一直流电源V1。

具体地，功率补偿电路信号输入端连接第一电容C1、第一电容C1连接所述低噪声放大芯片的栅极端；低噪声放大芯片的漏极端连接第二电容C2、第二电容C2连接所述功率补偿电路信号输出端；第一直流电源V1连接第一电阻R1用于分压连接第一电感L1调节所述低噪声放大芯片工作频率；第一电阻R1连接第三电容C4接地、第四电容C4接地，第三电容C4和第四电容C4用于第一直流电源V1的去耦和保护。通过调节第一电阻R1合适的阻值，可使低噪声放大芯片工作在最佳相频状态。

如图3所示，鉴相器电路包括对数检波器芯片AD8302、第二电阻R2、第三电阻R3、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第二直流电源V2。

具体地，鉴相器电路正向输入端连接第五电容C5至所述对数检波器芯片的A输入端；所述鉴相器电路反向输入端连接第八电容C8至所述对数检波器芯片的B输入端；正、反输入端分别连接第二电阻R2、第三电阻R3后接地，提供平衡的共模电阻；所述对数检波器芯片的比较幅度输出引脚连接第十电容C10接地、相位输出引脚连接第十二电容C12接地，第十电容C10和第十二电容C12提供低通滤波的作用，滤除输出信号的噪声。鉴相器电路中对所述对数检波器芯片AD8302的电路排布方式，可有效保证芯片的工作点位于默认响应曲线的斜率和中心点上。

对数检波器芯片的引脚3和引脚5分别电连接第六电容C6、第七电容C7接地，从而设置偏移补偿滤波器角，并提供输入解耦，对数检波器芯片的引脚4电连接第二直流电源V2为芯片供电。

对数检波器芯片的幅度比较输出引脚(引脚12)通过电连所述第十电容C10接地，对数检波器芯片的用于幅度输出的低通滤波引脚(引脚14)通过电连所述第九电容C9接地，对数检波器芯片的相位比较输出引脚(引脚10)通过电连第十二电容C12接地，对数检波器芯片的用于相位输出的低通滤波引脚(引脚8)通过电连第十一电容C11接地。

如图4所示，直接数字式频率合成器DDS包括DDS芯片AD9959、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第十三电容C13、第十四电容C14和第三直流电源V3。

具体地，DDS芯片的片选、时钟、数据引脚分别连接单片机控制端口；第三直流电源V3经第四电阻R4分压后得到稳定的1.8V电压信号连接所述DDS芯片的所有模拟及数字电源引脚；第十三电容C13为AD9959使用外部参考时钟提供单端条件；第六电阻R6和第十四电容C14连接到锁相环滤波器的外部零补偿网络。其中，DDS芯片的CH0、CH1、CH2、CH3四路通道通过差分信号的方式输出。

DDS芯片的参考电流引脚(引脚17)电连所述第五电阻R5后接地；所述DDS芯片的外部网络补偿引脚(引脚27)电连所述第六电阻R6和第十四电容C14后接地；所述DDS芯片的振荡器控制引脚(引脚24)电连所述第七电阻R7后电连所述1.8V电压信号；所述DDS芯片的互补参考时钟输入引脚(引脚22)电连所述第十三电容C13后接地；所述DDS芯片的电源引脚，包括引脚5、引脚7、引脚11、引脚15、引脚19、引脚21、引脚26、引脚31、引脚33、引脚37、引脚39电连所述1.8V电压信号获得供电。

如图5所示，差分转单端电路包括电流反馈型运算放大器芯片THS3201、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电容C15、第十六电容C16、第十七电容C17、第十八电容C18、第四直流电源V4、第五直流电源V5。

具体地，差分转单端电路的两路差分信号输入端分别连接第十五电容C15、第八电阻R8和第十六电容C16、第九电阻R9接入运算放大器芯片的正负输入端；运算放大器芯片的正负输入端连接第十电阻R10、第十一电阻R11接地，为负反馈提供对地电阻；第十二电阻R12连接所述运算放大器芯片的正向输入端和输出端，作为负反馈条件中的反馈电阻；第十七电容C17连接第十三电阻R13用于隔绝前后级的影响。

当电路中信号频率提升时，第十三电阻R13的阻值将下降，此时前后级电路的阻抗将不再匹配，信号传输将有功率损耗，而此时，可以通过配置合适的第十八电容C18的容值，与第十三电阻R13并联以保证输出阻抗的恒定。第四直流电源V4、第五直流电源V5接入所述运算放大器芯片正负电源引脚，提供必要的工作条件。

如图6所示，功率放大电路包括低噪声放大芯片GAL-74、第十五电阻R15、第十九电容C19、第二十电容C20、第二十一电容C21、第二十二电容C22、第二电感L2、第六直流电源V6。

具体地，功率放大电路信号输入端连接第十九电容C19后连接所述低噪声放大芯片的射频输入端；第二电感L2将调节所述低噪声放大芯片的工作频率范围；第二十一电容C21、第二十二电容C22连接第六直流电源V6后接地，为电源提供去耦功能；低噪声放大芯片的射频输出端连接第二十电容C20后连接所述功率放大电路输出端。

在本实施例中，微处理器采用STM32F103型号的单片机，可通过其内部Flash保存频率调整前后DDS的输出预置值，利用此差值带入SAW传感器频率计算公式，即可得到待测物理量的值，结果通过LCD屏幕显示。

在本实用新型的实施例中，基于PLL的SAW传感器高频检测系统的工作原理可描述如下：

SAW传感器将待测物理或化学量转化为SAW的频率变化量输出SAW电信号；

将SAW信号输入鉴相器与基准参考信号进行相位、频率比较；

对鉴相器的输出进行低通滤波，形成稳定调谐电压；

对稳定调谐电压进行AD采样，为单片机提供数字调谐数据；

单片机对数据进行分析，控制DDS输出基准参考信号与SAW信号锁相；

单片机驱动LCD屏幕将测量结果输出显示。

本实用新型运用SAW免疫传感器为例，SAW免疫传感器频率变化量与免疫反应区的质量变化关系为：Δf＝(k₁+k₂)f₀ ²Δm/A，式中，Δf是相应的频率变化量，k₁，k₂是与介质材料有关的常数，A是传感器质量附着区域的面积，f₀是SAW的中心频率(受干扰之前)，Δm是附着的质量。

从上式可以看出，只要检测出SAW传感器电路的频率变化量，就可以通过计算得到要检测的微小质量，实现对SAW传感器的检测。

综上，SAW传感器在检测时其频率变化量一般较小，本实用新型实施例提供的基于PLL的SAW传感器高频检测系统可以准确、灵敏的捕捉这一频率变化量，并做到了低功耗、低成本、高频、高精度检测，较于SAW传感器传统检测方法更加满足工程实际需求，适合广泛应用。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本实用新型的保护范围。

Claims

1.一种基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，包括锁相环回路、A/D转换器、微控制器和终端显示器；

2.根据权利要求1所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述功率补偿电路包括低噪声放大芯片SAV-311+、第一电阻R1、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电感L1、第一直流电源V1；

3.根据权利要求1所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述鉴相器的电路包括对数检波器芯片AD8302、第二电阻R2、第三电阻R3、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第二直流电源V2；

4.根据权利要求1所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述直接数字式频率合成器包括DDS芯片、第四电阻R4和第三直流电源V3，所述第三直流电源V3串接所述第四电阻R4分压后得到稳定的1.8V电压信号电连于所述DDS芯片。

5.根据权利要求4所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述直接数字式频率合成器还包括第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第十三电容C13、第十四电容C14；

所述DDS芯片的参考电流引脚DAC-RST电连所述第五电阻R5后接地，所述DDS芯片的外部网络补偿引脚LOOP-FIL串接所述第六电阻R6和第十四电容C14 后接地，所述DDS芯片的振荡器控制引脚CMS电连所述第七电阻R7后电连所述1.8V电压信号，所述DDS芯片的互补参考时钟输入引脚REF-CLK电连所述第十三电容C13后接地，所述DDS芯片的多个电源引脚电连所述1.8V电压信号。

6.根据权利要求4或5所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述DDS芯片采用差分信号输出方式的CH0、CH1、CH2和CH3四路通道。

7.根据权利要求1所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述差分转单端的电路包括电流反馈型运算放大器芯片THS3201、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电容C15、第十六电容C16、第十七电容C17、第十八电容C18、第四直流电源V4、第五直流电源V5；

8.根据权利要求1所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述功率放大电路包括低噪声放大芯片GAL-74、第十五电阻R15、第十九电容C19、第二十电容C20、第二十一电容C21、第二十二电容C22、第二电感L2、第六直流电源V6；

9.根据权利要求1所述基于锁相环的SAW传感器检测系统，其特征在于，所述微控制器为STM32F103单片机。