CN213585575U - 一种能实现百分百占空比的dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种能实现百分百占空比的DC‑DC变换器,包括控制IC和变换电路,控制IC的OUTPUT脚与变换电路连接,还包括输入端与控制IC的COMP脚连接,输出端与控制IC的RT/CT脚连接的占空比控制电路,占空比控制电路用于将来自COMP脚的控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当控制IC的输出电压高于电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形,本实用新型中的DC‑DC变换器,能有效的解决系统开关损耗大、输出纹波大等问题,且扩宽系统的输入电压范围,且能减少系统体积,提高效率。
Description
技术领域
本实用新型涉及DC-DC(Direct current-Direct current converter,电压变换器)变换器的制造技术领域,具体涉及一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器。
背景技术
BUCK电路作为一种常用的DC-DC变换器,其峰值电流控制方法已得到广泛使用,如图1显示了峰值电流型的BUCK(降压式变换电路)变换器控制框图。Vout为变换器输出电压,连接到误差放大器的反相输入端,通过与基准电压进行比较输出误差放大信号Verror,然后与电流采用信号Vsense经过PWM(Pulse width modulation,脉冲宽度调制)比较器,最终输出占空比为D的PWM波。峰值电流型控制方法是一种双环控制系统,不仅能够输出稳定的电压,它还能够时刻校正输入电压偏差,而不会影响误差放大器的动态性能;同时能够实时检测开关管电流,防止其因过流失效。
对于目前已有的峰值型控制芯片,其最大占空比往往不能达到100%,一般最大95%,同时因为最小死区时间的限制(由定时电容的大小确定),实际工作最大占空比约为90%或者更小。而实际却有这方面的相关需求,例如当输入电压范围较宽时,为了减少开关损耗和输出电压纹波,在较低输入电压时,此时需要输出100%占空比的PWM波,因此,如何实现输出100%占空比的PWM波已成为本领域技术亟待解决的技术问题。
实用新型内容
本实用新型提供了一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器,用于的解决现有的DC-DC变换器不能输出100%占空比的PWM波的技术问题。
为解决上述技术问题,本实用新型提出的技术方案为:
一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器,包括控制IC(控制芯片)和变换电路,控制IC的OUTPUT脚(控制IC的输出端)与变换电路连接,还包括输入端与控制IC的COMP脚(控制IC内部误差放大器的输出端)连接、输出端与控制IC的RT/CT脚(控制IC的守时端,锯齿波振动器外接守时电容C和守时电阻R的公共端)连接的占空比控制电路,占空比控制电路用于将来自COMP脚的控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当控制IC的输出电压高于电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形。
优选的,占空比控制电路包括电压阈值生成电路、比较电路以及开关电路,电压阈值生成电路的输入端与控制IC的VREF脚(控制IC的基准电压输出端)连接,电压阈值生成电路的输入端与比较电路的第一输入端连接,比较电路的第二输入端与控制IC的COMP脚连接,比较电路的输出端与开关电路的输入端连接,开关电路的输出端与控制IC的RT/CT脚连接,控制IC的VREF脚输出的基准电压流经电压阈值生成电路,经电压阈值生成电路分流生成电压阈值后流入至比较电路中,比较电路将控制IC的COMP脚输送来的输出电压与电压阈值进行比较,当控制IC的输出电压高于电压阈值时,输出高电平给开关电路,开关电路将高电平转换为低电平输入给控制IC的RT/CT脚。
优选的,电压阈值生成电路包括:第一电阻R1和第一RC并联电路,第一电阻R1的第一端与控制IC的VREF脚连接,第二端与第一RC并联电路的输入端和比较电路的第一输入端连接,第一RC并联电路的输入端接地。
优选的,比较电路包括第二电阻R2、第二RC并联电路以及第一比较器U1,第二电阻R2的第一端与控制IC的COMP脚连接,第二电阻R2的第二端分别与第二RC并联电路的输入端、比较电路的正输入端连接,第二RC并联电路的输出端接地,第一比较器U1的负输入端与第一电阻R1的第二端连接,第一比较器U1的输出端与开关电路的输入端连接。
优选的,开关电路包括第三电阻R3、第三RC并联电路、NPN三极管Q1(由两块N型半导体中间夹着一块P型半导体所组成的三极管)以及第四电阻R4,第三电阻R3的第一端与第一比较器U1的输出端连接,第三电阻R3的第二端与分别与第三RC并联电路的输入端、NPN三极管Q1的基极连接,NPN三极管Q1的发射极还与第三RC并联电路输出端连接,第三RC并联电路输出端还接地,NPN三极管Q1的集电极还通过第四电阻R4与控制IC的RT/CT脚连接。
优选的,还包括解锁电路,解锁电路包括第二比较器U2、第四RC并联电路、第五RC并联电路以及第五电阻R5、第六电阻R6以及第七电阻R7,控制IC的VREF脚与第五电阻R5的第一端连接,第五电阻R5的第二端分别与第四RC并联电路的输入端、第二比较器U2的负输入端连接,第四RC并联电路的输出端接地,控制IC的OUTPUT脚与第六电阻R6的第一端连接,第六电阻R6的第二端分别与第五RC并联电路的输入端、第二比较器U2的正输入端连接,第五RC并联电路的输出端接地,第二比较器U2的输出端还分别与第三电阻R3的第一端、第七电阻R7的第一端连接,第七电阻R7的第二端接地。
优选的,变换电路为BUCK变换电路,控制IC的OUTPUT脚与BUCK变换电路中MOS管(Metal-Oxide-Semiconductor,场效应管)的栅极连接。
本实用新型具有以下有益效果:
1、本实用新型中的DC-DC变换器,通过占空比控制电路用于将控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当所述控制IC的输出电压高于所述电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给所述变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形,能有效的解决系统开关损耗大、输出纹波大等问题,且扩宽系统的输入电压范围,且能减少系统体积,提高效率;
2、在优选方案中,还增加了解锁电路,能保证系统发生过流保护后,系统能正常解锁以保证正常输出。
除了上面所描述的目的、特征和优点之外,本实用新型还有其它的目的、特征和优点。下面将参照附图,对本实用新型作进一步详细的说明。
附图说明
构成本申请的一部分的附图用来提供对本实用新型的进一步理解,本实用新型的示意性实施例及其说明用于解释本实用新型,并不构成对本实用新型的不当限定。在附图中:
图1是本实用新型中的一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器的电路图;
图2是本实用新型优选实施例中的一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器的电路图;
图3是现有的DC-DC变换器输出的占空比小于100%的仿真波形;
图4是本实用新型优选实施例中的DC-DC变换器输出的占空比为100%的仿真波形;
图5是本实用新型优选实施例中的DC-DC变换器过流保护时能正常解锁的仿真波形。
具体实施方式
以下结合附图对本实用新型的实施例进行详细说明,但是本实用新型可以由权利要求限定和覆盖的多种不同方式实施。
实施例一:
如图1所示,本实用新型公开了一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器,包括控制IC和变换电路,控制IC的OUTPUT脚与变换电路连接,还包括输入端与控制IC的COMP脚连接,输出端与控制IC的RT/CT脚连接的占空比控制电路20,占空比控制电路20用于将来自COMP脚的控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当控制IC的输出电压高于电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形。
本实用新型中的DC-DC变换器,通过占空比控制电路20将来自COMP脚的控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当控制IC的输出电压高于电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形,能有效的解决、系统开关损耗大、输出纹波大等问题,且扩宽、系统的输入电压范围,且能减少系统体积,提高效率。
实施例二:
实施例二是实施例的拓展实施例,其与实施例一的不同之处在于,对于能实现百分百占空比的DC-DC变换器的结构和功能进行了细化:
在本实施例中,如图2所示,公开了一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器,包括BUCK变换器10、占空比控制电路20以及解锁电路30,其中,BUCK变换器10包括控制IC和变换电路,占空比控制电路20包括电压电压阈值生成电路、比较电路以及开关电路。
电压阈值生成电路包括:第一电阻R1和第一RC并联电路,第一电阻R1的第一端与控制IC的VREF脚连接,第二端与第一RC并联电路的输入端和比较电路的第一输入端连接,第一RC并联电路的输入端接地。
比较电路包括第二电阻R2、第二RC并联电路以及第一比较器U1,第二电阻R2的第一端与控制IC的COMP脚连接,第二电阻R2的第二端分别与第二RC并联电路的输入端、比较电路的正输入端连接,第二RC并联电路的输出端接地,第一比较器U1的负输入端与第一电阻R1的第二端连接,第一比较器U1的输出端与开关电路的输入端连接。
开关电路包括第三电阻R3、第三RC并联电路、NPN三极管Q1以及第四电阻R4,第三电阻R3的第一端与第一比较器U1的输出端连接,第三电阻R3的第二端与分别与第三RC并联电路的输入端、NPN三极管Q1的基极连接,NPN三极管Q1的发射极还与第三RC并联电路的输出端连接,第三RC并联电路输出端还接地,NPN三极管Q1的集电极还通过第四电阻R4与控制IC的RT/CT脚连接。
解锁电路30包括第二比较器U2、第四RC并联电路、第五RC并联电路、第五电阻R5、第六电阻R6以及第七电阻R7,控制IC的VREF脚与第五电阻R5的第一端连接,第五电阻R5的第二端分别与第四RC并联电路的输入端、第二比较器U2的负输入端连接,第四RC并联电路的输出端接地,控制IC的OUTPUT脚分别与变换电路、第六电阻R6的第一端连接,第六电阻R6的第二端分别与第五RC并联电路的输入端、第二比较器U2的正输入端连接,第五RC并联电路的输出端接地,第二比较器U2的输出端还分别与第三电阻R3的第一端、第七电阻R7的第一端连接,第七电阻R7的第二端接地。
变换电路为BUCK变换电路,包括电源组件、MOS管、二极管D1、电导L1、电容C1、负载R8以及采样电阻R9,其中,电源组件的正极连接与MOS管的漏极连接,MOS管的栅极连接控制IC的OUTPUT脚,MOS管的源极与电导L1的第一端连接、电导L1的第二端通过负载R8与采样电阻R9的第一端连接,采样电阻R9的第二端与电源组件的负极连接,二极管D1的负极与电导L1的第一端连接,二极管D1的正极与采样电阻R9的第一端连接,电容C1与负载R8并联。
其中,在图2中BUCK变换电路中,Vin是输入电压,Vo是输出电压、MOS管、电导L1、电容C1以及二极管D1组成其主功率回路,R1是负载,R2是电流采样电阻,控制IC是峰值电流型PWM控制芯片,Vo=D*Vin,其中D为变换器的占空比,D的理论取最大值100%,实际电路则最大约为90%,当D为1时,输出电压等于输入电压。
在本实施例中,DC-DC变换器的工作流程为:
控制IC的电压误差放大器通过COMP脚输出电压,该输出电压通过第二电阻R2输入到第一比较器U1的正输入端,第一比较器U1的负输入端输入一个电压阈值,这个电压阈值是由控制IC的VREF脚通过电压阈值生成电路分压获得。当第一比较器U1的正输入信号大于其电压阈值时,第一比较器U1输出高电平,高电平会使NPN三极管Q1导通,从而使得NPN三极管Q1输出低电平,而NPN三极管Q1通过第四电阻R4与控制IC的RT/CT脚相连,所以控制IC的RT/CT脚为低电平,控制IC会输出一个持续的高电平驱动信号,此时占空比D则为100%。相反,当第一比较器U1的正输入信号小于其电压阈值时,第一比较器U1输出低电平,使NPN三极管Q1截止,该电路不起作用。然而当变换器发生过流保护时,控制IC的OUTPUT脚会输出低电平,使得变换器停止输出。第二比较器U2的正输入端通过第六电阻R6连接到控制IC的PWM输出脚(即OUTPUT脚),第二比较器U2的负输入端为一个电压阈值,该电压由控制IC(型号UC3842)的VREF脚产生,第二比较器U2的输出端和第一比较器U1的输出端接在一起。正常工作情况下,第二比较器U2的正输入端高于其负输入端,第二比较器U2输出高电平,该解锁电路30不起作用;当BUCK变换器10过流保护时,控制IC的OUTPUT脚输出会由高电平变为低电平,此时第二比较器U2会输出低电平,从而使得变换器恢复正常工作。
图3为现有的DC-DC变换器输出的仿真波形,从图中可以看出,输入电压为48V,BUCK变换器10的输出电压设定值为52V,变换电路的实际输出电压45.6V,占空比约为94.5%,小于100%。
图4是本实用新型中的DC-DC变换器输出的仿真波形,从图中可以看出,变换电路的输出电压等于变换电路的输入电压,占空比D=1,图中的占空比D一直为高电平。实验表明增加该电路后可使占空比达到100%。
图5是增加了解锁电路30的仿真波形,从图中可以看出,当发生过流保护时,Isense(控制IC的电流传感端)电压为1V,驱动D也为低电平,当过流信号消失时(Isense电压低于1V),驱动一直为高电平,输出电压等于输入电压。
综上可知,本实用新型中的DC-DC变换器,通过占空比控制电路20用于将来自COMP脚的控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当控制IC的输出电压高于电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形,能有效的解决系统开关损耗大、输出纹波大等问题,且扩宽系统的输入电压范围,且能减少系统体积,提高效率;
在优选方案中,还增加了解锁电路30,能保证系统发生过流保护后,系统能正常解锁以保证正常输出。
以上所述仅为本实用新型的优选实施例而已,并不用于限制本实用新型,对于本领域的技术人员来说,本实用新型可以有各种更改和变化。凡在本实用新型的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本实用新型的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种能实现百分百占空比的DC-DC变换器,包括控制IC和变换电路,所述控制IC的OUTPUT脚与所述变换电路连接,其特征在于,还包括输入端与控制IC的COMP脚连接、输出端与所述控制IC的RT/CT脚连接的占空比控制电路,所述占空比控制电路用于将来自COMP脚的控制IC的输出电压与预设的电压阈值进行比较,当所述控制IC的输出电压高于所述电压阈值时,输出低电平给控制IC的RT/CT脚,进而使控制IC持续输出高电平给所述变换电路,以使变换电路输出100%占空比的PWM波形。
2.根据权利要求1所述的能实现百分百占空比的DC-DC变换器,其特征在于,所述占空比控制电路包括电压阈值生成电路、比较电路以及开关电路,所述电压阈值生成电路的输入端与所述控制IC的VREF脚连接,所述电压阈值生成电路的输入端与所述比较电路的第一输入端连接,所述比较电路的第二输入端与所述控制IC的COMP脚连接,所述比较电路的输出端与所述开关电路的输入端连接,所述开关电路的输出端与所述控制IC的RT/CT脚连接,控制IC的VREF脚输出的基准电压流经所述电压阈值生成电路,经电压阈值生成电路分流生成电压阈值后流入至比较电路中,比较电路将控制IC的COMP脚输送来的输出电压与所述电压阈值进行比较,当所述控制IC的输出电压高于所述电压阈值时,输出高电平给所述开关电路,所述开关电路将所述高电平切换为低电平输出给所述控制IC的RT/CT脚。
3.根据权利要求2所述的能实现百分百占空比的DC-DC变换器,其特征在于,所述电压阈值生成电路包括:第一电阻R1和第一RC并联电路,所述第一电阻R1的第一端与所述控制IC的VREF脚连接,第二端与所述第一RC并联电路的输入端和比较电路的第一输入端连接,所述第一RC并联电路的输入端接地。
4.根据权利要求3所述的能实现百分百占空比的DC-DC变换器,其特征在于,所述比较电路包括第二电阻R2、第二RC并联电路以及第一比较器U1,所述第二电阻R2的第一端与所述控制IC的COMP脚连接,所述第二电阻R2的第二端分别与所述第二RC并联电路的输入端、比较电路的正输入端连接,所述第二RC并联电路的输出端接地,所述第一比较器U1的负输入端与所述第一电阻R1的第二端连接,所述第一比较器U1的输出端与所述开关电路的输入端连接。
5.根据权利要求4所述的能实现百分百占空比的DC-DC变换器,其特征在于,所述开关电路包括第三电阻R3、第三RC并联电路、NPN三极管Q1以及第四电阻R4,所述第三电阻R3的第一端与所述第一比较器U1的输出端连接,所述第三电阻R3的第二端与分别与所述第三RC并联电路的输入端、所述NPN三极管Q1的基极连接,所述NPN三极管Q1的发射极还与所述第三RC并联电路输出端连接,所述第三RC并联电路输出端还接地,所述NPN三极管Q1的集电极还通过第四电阻R4与所述控制IC的RT/CT脚连接。
6.根据权利要求5所述的能实现百分百占空比的DC-DC变换器,其特征在于,还包括解锁电路,所述解锁电路包括第二比较器U2、第四RC并联电路、第五RC并联电路以及第五电阻R5、第六电阻R6以及第七电阻R7,所述控制IC的VREF脚与所述第五电阻R5的第一端连接,所述第五电阻R5的第二端分别与所述第四RC并联电路的输入端、第二比较器U2的负输入端连接,所述第四RC并联电路的输出端接地,所述控制IC的OUTPUT脚与所述第六电阻R6的第一端连接,所述第六电阻R6的第二端分别与所述第五RC并联电路的输入端、第二比较器U2的正输入端连接,所述第五RC并联电路的输出端接地,所述第二比较器U2的输出端还分别与所述第三电阻R3的第一端、第七电阻R7的第一端连接,所述第七电阻R7的第二端接地。
7.根据权利要求6所述的能实现百分百占空比的DC-DC变换器,其特征在于,所述变换电路为BUCK变换电路,所述控制IC的OUTPUT脚与所述BUCK变换电路中MOS管的栅极连接。
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