CN208835999U - 一种高增益、宽占空比控制Boost变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种高增益、宽占空比控制Boost变换器。本实用新型中钳位二极管D₁和钳位电容C₁构成钳位吸收单元1，钳位二极管D₂和钳位电容C₂构成钳位吸收单元2，电容C₃、二极管D₃和耦合电感T₁的副边绕组L_1b构成倍压单元1，电容C₄、二极管D₆和耦合电感T₂的副边绕组L_2b构成倍压单元2。本实用新型在基本Boost变换器的基础上，加入耦合电感T₁、倍压单元1和耦合电感T₂、倍压单元2，得到两种不同形式的Boost变换器，将两种不同形式的Boost变换器输入侧进行并联连接，输出侧采用电容串联，使得该变换器具有较高的升压能力，降低了开关管和二极管的电压应力。

Description

一种高增益、宽占空比控制Boost变换器

技术领域

本实用新型涉及电力电子变换器技术领域，具体地说，涉及一种高增益、宽占空比控制 Boost变换器。

背景技术

在不间断电源、新能源发电等应用场合中，高增益DC/DC变换器得到了广泛应用。基于两相传统交错并联Boost变换器，提出了一种新型非隔离型高增益DC/DC变换器。所提变换器具有低输入电流纹波、两相电感电流自动均流、开关和二极管电压应力低、升压能力高等特点，适用于输入输出电压比大且无需电气隔离的应用场合。

现有技术中，采用耦合电感实现的交错并联DC/DC变换器能够取得高电压增益，同时还具备低输入电流纹波、低开关器件电压应力、高转换效率等特点，正成为近年来研究的热点之一。其中，现有的非隔离型耦合电感交错并联DC/DC变换器将两相的耦合电感原边绕组并联于输入侧，减小了输入电流纹波，提高了电压增益，副边绕组串联后与电容、二极管、开关管构成倍压回路，进一步提高了电压增益，然而该种类型的变换器工作状态受到占空比限制，需工作在占空比大于0.5的开关状态，实际应用中受到诸多因素的影响，占空比的适用范围进一步受到限制，无法广泛适用；而如果采用独立的启动控制电路使两开关管同步运行来降低输入浪涌电流，不仅增加了变换器控制的复杂性，而且限制了电压增益调节的灵活度，降低了变换器的动态性能。

中国发明专利，公布号：103929058A，公开日：2014年7月16日，该申请案公开了一种基于耦合电感的两相交错并联变换器，包括两个功率开关管，两个带有两个绕组的耦合电感，三个单向整流二极管，一个输出二极管，一个钳位电容，两个中间储能电容和一个输出滤波电容。利用两个耦合电感提高了升压比并降低了功率开关管和二极管的峰值电压应力；利用耦合电感的漏感实现了第一功率开关管和第二功率开关管的零电流开通，同时利用耦合电感的漏感还实现了输出二极管的软关断，整个变换电路的转换效率得到了提高，并采用两相交错并联的控制方式降低输入电流纹波；利用第一单向整流二极管与箝位电容吸收漏感的能量，使第一功率开关管和第二功率开关管关断时电压尖峰减小，并吸收漏感能量传递给负载，降低损耗；利用交错并联控制降低了输入电流的纹波并提高系统的功率等级。利用两个耦合电感的副边进行串联可进一步获得更高的升压变比，并且耦合电感的漏感可以减小二极管的反向恢复损耗。其不足之处是，占空比只能工作在d≥0.5范围内，若采用独立的启动控制电路增加了电路控制成本，应用范围窄。

实用新型内容

1.实用新型要解决的技术问题

为了提高电压增益，降低开关管的电压应力，同时在占空比0<d<1范围内工作，本实用新型提供了一种高增益、宽占空比控制Boost变换器；使用本实用新型提供的技术方案电压增益可在占空比0<d<1范围内调节且具备电流自平衡能力。

2.技术方案

为达到上述目的，本实用新型提供的技术方案为：

本实用新型的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，该Boost变换器的电源V_in的正极分别与耦合电感T₁的原边绕组电感L_1a同名端、耦合电感T₂的原边绕组电感L_2a同名端连接，耦合电感T₁的原边绕组电感L_1a的非同名端分别与开关管S₁的漏极、二极管D₁的阳极连接，开关管S₁的源极与电源V_in的负极连接，二极管D₁的阴极与电容C₁、C₃的一端以及二极管D₃的阳极连接，电容C₁的另一端与电源V_in的负极连接，电容C₃的另一端与耦合电感T₁的副边绕组电感L_1b的同名端连接，耦合电感T₁的副边绕组电感L_1b的非同名端分别与二极管D₃的阴极、二极管D₅的阳极连接，二极管D₅的阴极与电容C₅和负载R的一端连接，电容C₅的另一端与电源V_in的负极连接；

耦合电感T₂的原边绕组电感L_2a非同名端分别与开关管S₂的漏极、电容C₂的一端连接，开关管S₂的源极与电源V_in的负极连接，电容C₂的另一端与二极管D₂的阳极、二极管D₄的阴极连接，二极管D₂的阴极与电源V_in的负极连接，二极管D₄的阳极与电容C₄的一端以及二极管D₆的阴极连接，耦合电感T₂的副边绕组电感L_2b的同名端连接电容C₄的另一端，耦合电感T₂的副边绕组电感L_2b的非同名端与电容C₆的一端、二极管D₆的阳极和负载R连接，电容C₆的另一端与电源V_in的负极连接。

更进一步地，开关管S₁和开关管S₂驱动信号的占空比为0～1。

更进一步地，变换器在占空比整个0<d<1(d₁＝d₂＝d)变化周期内，电压增益均为：

式中，n₁为耦合电感T₁的匝比，n₂为耦合电感T₂的匝比，k为耦合电感的耦合系数。

更进一步地，变换器在占空比整个0<d<1变化周期内，d₁＝d₂＝d，开关管S₁、S₂的电压应力为：

二极管D₁～D₆的电压应力分别为：

更进一步地，当匝比n₁＝n₂＝n和占空比0<d₁<1、0<d₂<1时，开关管交替导通状态下该变换器输出电压在输入电压和耦合电感及倍压单元的共同作用下保持一致，使得两相输入电流能够保持自动平衡。

3.有益效果

采用本实用新型提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：

(1)本实用新型的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，采用两个耦合电感T₁和 T₂，并在输入侧采用传统交错并联Boost变换器连接方式，有效抑制了输入电流纹波；

(2)本实用新型的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，由二极管和电容构成的无源钳位电路在开关管关断后，钳位二极管导通，开关管两端的电压得到了有效钳位，抑制了漏感与开关管寄生电容谐振所产生的尖峰电压，实现了漏感能量无损转移，提高了变换效率。基于以上特点，该变换器在不间断电源、新能源发电等领域有很好的应用价值；

(3)本实用新型的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，可以工作在占空比的整个变化范围内(0<d<1)，同时电压增益保持一致，从而使得控制电路的实现更加简单；

(4)本实用新型的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，实现了电压高增益变换，电压增益调节更加灵活；

(5)开关管电压应力大大降低，可采用低耐压等级和低导通电阻的高性能开关器件，提高了效率。

附图说明

图1为本实用新型的电路结构图；

图2为本实用新型的等效电路结构图；

图3为本实用新型在占空比大于等于0.5时主要工作波形图；

图4为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态1的等效电路图；

图5为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态2的等效电路图；

图6为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态3的等效电路图；

图7为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态4的等效电路图；

图8为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态5的等效电路图；

图9为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态6的等效电路图；

图10为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态7的等效电路图；

图11为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态8的等效电路图；

图12为本实用新型在占空比大于等于0.5时模态9的等效电路图；

图13为本实用新型在占空比小于0.5时主要工作波形图；

图14为本实用新型在占空比小于0.5时模态1的等效电路图；

图15为本实用新型在占空比小于0.5时模态2的等效电路图；

图16为本实用新型在占空比小于0.5时模态3的等效电路图；

图17为本实用新型在占空比小于0.5时模态4的等效电路图；

图18为本实用新型在占空比小于0.5时模态5的等效电路图；

图19为本实用新型在占空比小于0.5时模态6的等效电路图；

图20为本实用新型在占空比小于0.5时模态7的等效电路图；

图21为本实用新型在占空比小于0.5时模态8的等效电路图；

图22为本实用新型在占空比小于0.5时模态9的等效电路图。

具体实施方式

为进一步了解本实用新型的内容，结合附图及实施例对本实用新型作详细描述。

实施例1

如图1所示，本实施例的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，电源V_in的正极分别与耦合电感T₁的原边绕组电感L_1a同名端、耦合电感T₂的原边绕组电感L_2a同名端连接，耦合电感T₁的原边绕组电感L_1a的非同名端分别与开关管S₁的漏极、二极管D₁的阳极连接，开关管S₁的源极与电源V_in的负极连接，二极管D₁的阴极与电容C₁、C₃的一端以及二极管 D₃的阳极连接，电容C₁的另一端与电源V_in的负极连接，电容C₃的另一端与耦合电感T₁的副边绕组电感L_1b的同名端连接，耦合电感T₁的副边绕组电感L_1b的非同名端分别与二极管 D₃的阴极、二极管D₅的阳极连接，二极管D₅的阴极与电容C₅和负载R的一端连接，电容 C₅的另一端与电源V_in的负极连接；

耦合电感T₂的原边绕组电感L_2a非同名端分别与开关管S₂的漏极、电容C₂的一端连接，开关管S₂的源极与电源V_in的负极连接，电容C₂的另一端与二极管D₂的阳极、二极管D₄的阴极连接，二极管D₂的阴极与电源V_in的负极连接，二极管D₄的阳极与电容C₄的一端以及二极管D₆的阴极连接，耦合电感T₂的副边绕组电感L_2b的同名端连接电容C₄的另一端，耦合电感T₂的副边绕组电感L_2b的非同名端与电容C₆的一端、二极管D₆的阳极和负载R连接，电容C₆的另一端与电源V_in的负极连接。本实施例中开关管S₁和开关管S₂驱动信号的占空比为0～1。

本实施例提出了一种高增益、宽占空比控制Boost变换器。该变换器中钳位二极管D₁和钳位电容C₁构成钳位吸收单元1，钳位二极管D₂和钳位电容C₂构成钳位吸收单元2，电容C₃、二极管D₃和耦合电感T₁的副边绕组L_1b构成倍压单元1，电容C₄、二极管D₆和耦合电感T₂的副边绕组L_2b构成倍压单元2。本实用新型在基本Boost变换器的基础上，分别加入耦合电感T₁、倍压单元1和耦合电感T₂、倍压单元2，得到两种不同形式的Boost变换器，将两种不同形式的Boost变换器输入侧进行并联连接，输出侧采用电容串联的连接方式，使得该变换器具有较高的升压能力，降低了开关管和二极管的电压应力，电压增益可在占空比 0<d<1范围内调节且具备电流自平衡能力。

实施例2等效电路结构

本实施例的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其结构与实施例1相同，其等效电路结构如图2所示。

图2为本实施例提出的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器的等效结构；该结构中共有T₁、T₂两个耦合电感，结合图1，每个耦合电感有两个绕组，耦合电感T₁和T₂的同名端用“*”表示。其中，L_1a、L_2a分别为耦合电感T₁、T₂原边绕组电感，L_1b、L_2b分别为耦合电感T₁、T₂副边绕组电感，L_1a、L_2a的匝数分别为N_P1、N_P2，L_1b、L_2b的匝数分别为N_s1、N_s2，耦合电感T₁、T₂的匝比为n₁＝N_p1/N_s1，n₂＝N_p2/N_s2。结合图2，L_m1为耦合电感T₁的励磁电感， L_k1为耦合电感T₁的原边漏感与副边折算到原边的总漏感；L_m2为耦合电感T₂的励磁电感，L_k2为耦合电感T₂的原边漏感与副边折算到原边的总漏感；钳位二极管D₁和钳位电容C₁构成钳位吸收单元1，钳位二极管D₂和钳位电容C₂构成钳位吸收单元2，电容C₃、二极管D₃和耦合电感T₁的副边绕组L_1b构成倍压单元1，电容C₄、二极管D₆和耦合电感T₂的副边绕组L_2b构成倍压单元2；V_C1、V_C2、V_C3、V_C4、V_C5、V_C6分别为电容C₁、C₂、C₃、C₄、C₅、C₆两端电压，i_D1、i_D2、i_D3、i_D4、i_D5、i_D6为流过二极管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆的电流，i_C1为电容C₁流过的电流；V_ds1和i_ds1分别为开关管S₁两端电压、流过开关管S₁的电流；V_ds2和i_ds2分别为开关管S₂两端电压、流过开关管S₂的电流；i_in为输入电流，V_in为输入电压，V_o为负载R两端的电压，即输出电压。

实施例3工作原理(d≥0.5)

本实施例中的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，开关管S₁和开关管S₂栅极的输入信号占空比d≥0.5，本实施例中的变换器在d≥0.5时的主要工作波形如图3所示，在一个开关周期中有9个工作模态，如图4～12所示。

模态1[t₀-t₁]

在t₀时刻，开关管S₁开始导通，S₂维持导通，二极管D₁、D₂、D₅和D₆关断，D₃和D₄导通。对应的等效电路如图4所示，耦合电感T₁的励磁电感L_m1和漏感L_k1处于充电状态，漏感电流i_Lk1逐渐增大，电源经耦合电感的副边绕组N_s1向倍压电容C₃充电。耦合电感T₂的励磁电感L_m2和漏感L_k2被电源充电，能量经耦合电感副边绕组N_s2与电容C₄、电容C₂共同给电容C₆充电，同时协同电容C₅向负载供能。漏感(耦合电感T₁的原边漏感与副边折算到原边的总漏感L_k1，耦合电感T₂的原边漏感与副边折算到原边的总漏感L_k2)控制了副边绕组 (耦合电感T₁的副边绕组和耦合电感T₂的副边绕组)电流的变化率，从而也控制了输出二极管D₅关断电流的下降率，进而缓解了二极管D₅的反向恢复问题。

模态2[t₁-t₂]

在t₁时刻，开关管S₂关断，开关管S₁继续开通，二极管D₂、D₃和D₄导通，二极管D₁、 D₅和D₆关断，电流流通路径如图5所示。耦合电感T₁的励磁电感L_m1、漏感L_k1和电容C₃继续被充电，电源V_in和耦合电感T₂的励磁电感L_m2、漏感L_k2共同给电容C₂充能，电容C₄和耦合电感T₂副边绕组N_s2上的部分能量给输出电容C₆充电，另一部分与输出电容C₅一起给负载供能。

模态3[t₂-t₃]

如图6所示，在这个阶段，开关管S₁维持导通状态，开关管S₂关断。二极管D₁、D₄和 D₅关断，二极管D₂、D₃和D₆导通。钳位二极管D₂导通，电源V_in、耦合电感T₂的励磁电感 L_m2和漏感L_k2给钳位电容C₂充电，电流i_Lk2逐渐减小，其副边绕组N_s2向倍压电容C₄充电，此时，电容C₅和C₆给负载供能。

模态4[t₃-t₄]

在t₃时刻，开关管S₂开通，开关管S₁继续开通，二极管D₂、D₃和D₆导通，二极管D₁、 D₄和D₅关断，此时的电流流通路径如图7所示。耦合电感T₂的励磁电感L_m2和漏感L_k2被充电，钳位二极管D₂导通，电源V_in、耦合电感T₂的励磁电感L_m2和漏感L_k2给钳位电容C₂充电，电流i_Lk2逐渐减小，其副边绕组N_s2向倍压电容C₄充电，此时，电容C₅和C₆给负载供能，二极管D₂在漏感L_k2的作用下继续导通，二极管D₂的电流i_D2迅速降低，降至零时D₂自然关断，该模态结束。

模态5[t₄-t₅]

如图8所示，该模态下，开关管S₁、S₂均处于导通状态，二极管D₁、D₂、D₅和D₆反向截止，二极管D₃和D₄导通。励磁电感L_m1、L_m2和漏感L_k1、L_k2的电流i_Lk1、i_Lk2在输入电压 V_in的作用下线性增加。励磁电感L_m1中的能量通过副边绕组N_s1经二极管D₃给电容C₃充电，励磁电感L_m2中的能量依靠磁耦合关系转移到副边侧N_s2与电容C₂、C₄经二极管D₄一部分给输出电容C₆充电，另一部分经电容C₅一起给负载供能。

模态6[t₅-t₆]

在t₅时刻，开关管S₁关断，开关管S₂继续开通，二极管D₁、D₃和D₄导通，二极管D₂、 D₅和D₆反向截止，电流流通路径如图9所示。此时漏感L_k1中的能量经二极管D₁向电容C₁转移，二极管D₃在副边绕组N_s1的作用下继续导通，二极管D₃的电流i_D3降到零时D₃自然关断。

模态7[t₆-t₇]

如图10所示，开关管S₂继续导通，开关管S₁维持关断状态。二极管D₁、D₄和D₅导通，二极管D₂、D₃和D₆反向截止，输入电源V_in给励磁电感L_m2和漏感L_k2充电，同时输入电源 V_in与励磁电感L_m1和漏感L_k1一部分能量经钳位二极管D₁给钳位电容C₁充电，另一部分经电容C₃、副边绕组N_s2和二极管D₅给电容C₅、C₆和负载供能。

模态8[t₇-t₈]

该模态中，开关管S₁、S₂以及二极管维持上一模态的通断状态。电流流通路径如图11 所示，输入电源V_in给励磁电感L_m2和漏感L_k2充电，励磁电感L_m1和漏感L_k1按照上一模态的电流流通路径给电容C₅、C₆和负载供能，同时钳位电容C₁经电容C₃、副边绕组N_s2和二极管D₅给电容C₅供能。

模态9[t₈-t₉]

在t₈时刻，开关管S₁开通，开关管S₂继续导通，二极管D₁、D₄和D₅导通，二极管D₂、 D₃和D₆关断，电流流通路径如图12所示。输入电源V_in一部分给励磁电感L_m1和漏感L_k1充电，另一部分经钳位二极管D₁按照上一模态的电流流通路径给电容C₅、C₆和负载供能，二极管D₁上的电流i_D1迅速减小，减小到零时D₁时自然关断。

实施例4工作原理(d<0.5)

本实施例中的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器在d<0.5时的主要工作波形如图 13所示，开关管S₁和S₂交错运行，其驱动信号相差180°相位角，在一个开关周期中有9个工作模态，如图14～22所示。

模态1[t₀-t₁]

如图14所示。该模态中，开关管S₁、S₂均处于断态，二极管D₁、D₂、D₅和D₆导通，D₃、 D₄反向截止。输入电源V_in与耦合电感T₁、倍压电容C₃经钳位二极管D₁和输出二极管D₅给输出电容C₅充电，电流i_Lk1线性减小，电容C₁与倍压电容C₃、耦合电感T₁的副边绕组N_s1共同将一部分能量转移到输出电容C₅，另一部分能量经输出电容C₆给负载供能。输入电源V_in与励磁电感L_m2、漏感L_k2给电容C₂充电，电流i_lk2线性减小，励磁电感L_m2的部分能量通过耦合关系传到副边绕组N_s2经二极管D₆给倍压电容C₄充电。

模态2[t₁-t₂]

在t₁时刻，开关管S₁导通，开关管S₂继续关断，所有二极管均维持上一状态，等效电路如图15所示。电源V_in给励磁电感L_m1和漏感L_k1充电，漏感电流i_Lk1线性增大。

模态3[t₂-t₃]

如图16所示，开关管S₁、S₂维持上一模态状态。二极管D₂、D₃和D₆导通，二极管D₁、 D₄和D₅处于反向截止状态。励磁电感L_m1、漏感L_k1在电源V_in的作用下线性储能，漏感电流 i_Lk1线性增大，同时，励磁电感L_m1中的部分能量通过副边绕组N_s1经二极管D₃转移到倍压电容C₃。励磁电感L_m2、漏感L_k2与电源V_in共同给电容C₂充电，漏感电流i_Lk2线性减小，励磁电感L_m2的部分能量通过副边绕组N_s2经二极管D₆转移到倍压电容C₄。输出电容C₅、C₆均处于放电状态，给负载R供能。

模态4[t₃-t₄]

在t₃时刻，开关管S₁、S₂关断，二极管D₁、D₂、D₃和D₆导通，二极管D₄、D₅关断，等效电路如图17所示。电源V_in与励磁电感L_m1、漏感L_k1和励磁电感L_m2、漏感L_k2分别给电容C₁和C₂充电，两个漏感电流i_Lk1、i_Lk2均线性减小，两个副边绕组N_s1、N_s2分别给电容C₃、 C₄充电，输出电容C₅、C₆给负载R供能。

模态5[t₄-t₅]

如图18所示，开关管S₁、S₂关断，二极管D₁、D₂、D₅和D₆导通，二极管D₃、D₄关断，漏感L_k1给C₁充电，电源V_in与励磁电感L_m1、漏感L_k1给电容C₁充电，同时经电容C₃、副边侧N_S2和二极管D₅给电容C₅、C₆和负载供能；电容C₂在电源V_in和励磁电感L_m2、漏感L_k2的作用下线性储能，副边绕组N_s2给电容C₄充电。

模态6[t₅-t₆]

在t₅时刻，开关管S₂导通，S₁维持关断，二极管均维持在模态5中的状态，电流流通路径如图19所示。电源V_in与充电后的励磁电感L_m2、漏感L_k2一起给电容C₂充电，副边绕组 N_s2给电容C₄充电。

模态7[t₆-t₇]

如图20所示，开关管S₁、S₂维持上一模态关断状态，二极管D₂、D₃和D₆处于反向截止状态，二极管D₁、D₄和D₅导通，电流流通路径如图20所示。电源V_in、励磁电感L_m1、漏感 L_k1一部分能量经钳位电容C₁、输出电容C₆通过二极管D₄与电容C₂、C₄和副边绕组N_s2共同给电容C₁和电容C₆充电；另一部分经电容C₃通过二极管D₅与副边绕组N_s1共同给电容C₅和负载R供电。此时，漏感电流i_Lk1线性减小。励磁电感L_m2和漏感L_k2在电源V_in的作用下线性储能，漏感电流i_Lk2线性增大。

模态8[t₇-t₈]

此模态对应的等效电路如图21所示。在t₇时刻所有开关管和二极管均维持上一状态。电源V_in、励磁电感L_m1、漏感L_k1经二极管D₁、D₄和D₅与副边绕组N_s1、N_s2、电容C₂、C₃、 C₄共同给电容C₅、C₆和负载R供电，漏感电流i_Lk1继续减小，同时，存储于电容C₁上的能量也转移到输出端。励磁电感L_m2和漏感L_k2在输入电源V_in的作用下继续线性储能，漏感电流L_k2继续增大。

模态9[t₈-t₉]

在t₈时刻，开关管S₁维持关断，S₂开始关断，电流流通路径如图22所示。给输出电容C₅、C₆充电和给负载R供电的电流流通路径有以下两条：①电源V_in与励磁电感L_m1、漏感 L_k1经副边绕组N_s1、副边绕组N_s2、电容C₃、电容C₄共同给输出电容C₅、C₆充电和给负载R 供电；②电容C₃、电容C₄与副边绕组N_s1、副边绕组N_s2共同给输出电容C₅、C₆充电和给负载R供电。电容C₂在电源V_in和励磁电感L_m2、漏感L_k2的作用下线性储能。

实施例5电压增益计算

为了简化分析，本实施例中的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，结构与实施例1 相同，等效结构和图2相同，工作原理与实施例3和4相同，在以下分析中不计损耗且忽略耦合电感漏感的影响。因暂模态不影响变换器电压增益特性，故在分析中只考虑主开关开和关两种常模态。

电压增益(d≥0.5)

定义和分别为充电状态下励磁电感L_m1、L_m2和副边N_s1、N_s2上的电压；和分别为放电状态下励磁电感L_m1、L_m2和副边N_s1、N_s2上的电压；占空比d₁＝d₂＝d；k为耦合电感的耦合系数且k＝L_m/(L_m+L_k)。

当变换器工作在图4所示的模态一和图8所示的模态五时，输入电源V_in分别对励磁电感 L_m1、L_m2充电：

工作在图6所示的模态三时，电容C₂、C₄的电压表达式为：

当变换器工作在图10所示模态七时，电容C₅的电压表达式为：

将(4)，(5)带入(3)式可得，电容C₆的电压表达式为：

由(6)和(7)可得，该变换器输出电压的表达式：

变换器的电压增益：

电压增益(d<0.5)

根据图14所示模态一和图18所示模态五可知，电容C₂、C₄和C₅上的电压表达式为：

根据图16所示模态三可知

根据图20所示模态七和图21所示模态八可知

根据伏秒平衡原理，则有

根据式(10)～(18)，可得该变换器的输出电压表达式：

即变换器的电压增益：

综上分析，可以看出该变换器在占空比整个变化周期内(0<d<1)，其电压增益表达式相同，因此有利于控制电路的实现。另外，该变换器的电压增益表达式有四个自由度，分别为占空比d、耦合电感的耦合系数k和耦合电感T₁和T₂的匝比n₁及n₂，增加了增益调节的灵活度。

实施例6开关器件的电压应力

本实施例中的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，根据实施例3-5的分析，可推导出开关管S₁、S₂的电压应力：

二极管D₁～D₆的电压应力分别为：

通过电压应力公式可以看出，各功率器件的电压应力均降低且低于输出电压，有利于选择小功率高性能的开关器件。

实施例7自平衡能力分析

本实施例中的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，结构与实施例1相同，在实施例2-5的基础上，假设开关管S₁的占空比为d₁，开关管S₂的占空比为d₂，匝比n₁＝n₂＝n。

当d₁＝d₂＝d时，电容C₅、C₆两端电压为表明采用简单的闭环控制即可实现输出电容电压的均压。

当0<d₁<1，0<d₂<1时，输出电容C₅、C₆两端电压分别为：

在开关管S₁关断，S₂导通期间，输出电压为：

在开关管S₂关断，S₁导通期间，输出电压为：

根据式(28)和(29)，可知

根据功率守恒原理：

V_inI_in＝V_OI_O (31)

结合式(30)和(31)，可得输入电流I_in1＝I_in2。

由式(28)～(31)可知，当占空比0<d₁<1、0<d₂<1时，开关管交替导通状态下该变换器输出电压在输入电源和耦合电感及倍压单元的共同作用下保持一致，使得两相输入电流能够保持自动平衡。

以上示意性的对本实用新型及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本实用新型的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本实用新型创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本实用新型的保护范围。

Claims (6)

1.一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其特征在于：钳位二极管D₁和钳位电容C₁构成钳位吸收单元1，钳位二极管D₂和钳位电容C₂构成钳位吸收单元2，电容C₃、二极管D₃和耦合电感T₁的副边绕组L_1b构成倍压单元1，电容C₄、二极管D₆和耦合电感T₂的副边绕组L_2b构成倍压单元2；在基本Boost变换器的基础上，分别加入耦合电感T₁、倍压单元1和耦合电感T₂、倍压单元2，得到两种不同形式的Boost变换器，将两种不同形式的Boost变换器输入侧进行并联连接，输出侧采用电容串联的连接方式，使得该变换器具有较高的升压能力，降低了开关管和二极管的电压应力，增益可在占空比0<d<1范围内调节且具备电流自平衡能力。

2.根据权利要求1所述的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其特征在于：该Boost变换器的电源V_in的正极分别与耦合电感T₁的原边绕组电感L_1a同名端、耦合电感T₂的原边绕组电感L_2a同名端连接，耦合电感T₁的原边绕组电感L_1a的非同名端分别与开关管S₁的漏极、二极管D₁的阳极连接，开关管S₁的源极与电源V_in的负极连接，二极管D₁的阴极与电容C₁、C₃的一端以及二极管D₃的阳极连接，电容C₁的另一端与电源V_in的负极连接，电容C₃的另一端与耦合电感T₁的副边绕组电感L_1b的同名端连接，耦合电感T₁的副边绕组电感L_1b的非同名端分别与二极管D₃的阴极、二极管D₅的阳极连接，二极管D₅的阴极与电容C₅和负载R的一端连接，电容C₅的另一端与电源V_in的负极连接；

耦合电感T₂的原边绕组电感L_2a非同名端分别与开关管S₂的漏极、电容C₂的一端连接，开关管S₂的源极与电源V_in的负极连接，电容C₂的另一端与二极管D₂的阳极、二极管D₄的阴极连接，二极管D₂的阴极与电源V_in的负极连接，二极管D₄的阳极与电容C₄的一端以及二极管D₆的阴极连接，耦合电感T₂的副边绕组电感L_2b的同名端连接电容C₄的另一端，耦合电感T₂的副边绕组电感L_2b的非同名端与电容C₆的一端、二极管D₆的阳极和负载R连接，电容C₆的另一端与电源V_in的负极连接。

3.根据权利要求2所述的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其特征在于：所述开关管S₁和开关管S₂驱动信号的占空比为0～1。

4.根据权利要求3所述的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其特征在于：变换器在占空比整个0<d<1变化周期内，d₁＝d₂＝d，电压增益均为：

式中，n₁为耦合电感T₁的匝比，n₂为耦合电感T₂的匝比，k为耦合电感的耦合系数。

5.根据权利要求4所述的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其特征在于：变换器在占空比整个0<d<1变化周期内，d₁＝d₂＝d，开关管S₁、S₂的电压应力为：

二极管D₁～D₆的电压应力分别为：

6.根据权利要求5所述的一种高增益、宽占空比控制Boost变换器，其特征在于：当匝比n₁＝n₂＝n和占空比0<d₁<1、0<d₂<1时，开关管交替导通状态下该变换器输出电压在输入电源和耦合电感及倍压单元的共同作用下保持一致，使得两相输入电流能够保持自动平衡。