CN208797908U - 利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，包含片上变压器耦合输入网络、晶体管放大器电路、输出网络、控制及偏置产生电路和包络检测电路；晶体管放大器电路分别与片上变压器耦合输入网络及输出网络连接；晶体管放大器电路设有电容电感并联谐振回路，电容电感并联谐振回路中并联的电容和可调电感；包络检测电路与控制及偏置产生电路连接，检测输入网络或输出网络的射频信号的包络信号，产生所需的偏置信号和可调电感的控制信号。本实用新型通过采用并联可调LC回路的办法，实现动态可调的低阻偏置回路以改善AM‑AM非线性、可调电感消除AM‑PM非线性；可用在多级放大器级间匹配和阻抗变换网络中，便于多级射频功放级联实现。

Description

利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构

技术领域

本实用新型涉及射频功率放大器电路领域，特别涉及一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构。

背景技术

射频功率放大器(以下简写为射频功放)是决定无线通信发射机发送的信号和功耗高低的决定性部件。为了有效利用频谱资源，现代无线数字通信中大量采用非恒包络调制方式，这就对射频功放的线性度提出了很高的要求。

射频功放的线性度指标可以从两个方面来考察，即输入幅度-输出幅度特性(以下简写为AM-AM特性)和输入幅度-输出相位特性(以下简写为AM-PM特性)。

理想的单级射频功放的输入-输出特性表现为，输出信号的幅度与输入信号的幅度呈现线性关系，而输出信号的相位不随输入信号的幅度不同而不同。一般地，射频功放的AM-AM特性主要与其直流工作点相关，而AM-PM特性主要与射频功放的输入阻抗和输出阻抗中容性电抗大小相关。多级级联的射频功放的AM-AM和AM-PM特性由各级联放大器的AM-AM和AM-PM特性决定，改善各个级联放大器的线性度即能改善级联放大器总体线性度。

典型的晶体管射频功放AM-AM特性呈现增益压缩现象，即随着输入信号幅度增大，放大器的增益下降。一般地，为了改善增益压缩造成的非线性，可以提高射频功放的偏置电流。提高偏置电流的代价是射频功放的效率下降。

典型的晶体管射频功放AM-PM特性与输入端呈现出与信号幅度相关的容性阻抗有关：当输入信号幅度增大，放大器的等效并联输入电容增大；反之，当输入信号幅度减小，放大器的等效并联输入电容减小。输入端的等效电容的变化会导致被放大信号的相位的变化产生信号失真。放大器的输出阻抗也呈现出相位与信号幅度的类似相关性。

为了减弱射频功放的等效输入电容增大造成的非线性，可以在输入端额外并联一个电容，该电容大小随输入信号幅度增大而减小，这样可以达到线性补偿的目的。但是采用这种办法，代价是增大射频功放的输入负载导致增益下降，同样也会降低放大器的效率。

另外一种消弭射频功放输入非线性AM-PM特性的方法是，利用可调电感与等效输入电容构成串联，根据输入信号幅度变化来控制可调电感的感值，使之与射频功放的等效输入电容的变化相抵消，这样可以使AM-PM特性得以线性化。该方案的缺点是，电感在信号通路上，不方便隔离高频信号与直流偏置信号，要实现设计低阻抗的偏置电压回路代价较高。而偏置回路本身的阻抗太高，会引起射频功放的临近信道泄漏和上下边带不对称等非线性效应。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，通过采用并联可调LC回路的办法，实现动态可调的低阻偏置回路改善AM-AM非线性、可调电感消除AM-PM非线性。该结构同时也可以方便地用在多级放大器级间匹配和阻抗变换网络中，便于多级射频功放级联实现。

为了达到上述目的，本实用新型公开了一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，该电路结构设置在集成电路上，包含片上变压器耦合输入网络、晶体管放大器电路、输出网络、控制及偏置产生电路和包络检测电路；所述片上变压器耦合输入网络设有电容电感并联谐振回路，所述晶体管放大器电路的输入端和输出端分别与片上变压器耦合输入网络以及所述输出网络连接，所述输出网络的输出端与天线及阻抗变换网络连接，所述输出网络设有电容电感并联谐振回路；其中，晶体管放大器电路设有电容电感并联谐振回路，所述电容电感并联谐振回路中包含可调电感和与之并联的电容，以改善功率放大器线性度；所述包络检测电路与所述控制及偏置产生电路连接，检测输入网络或输出网络的射频信号的包络信号，产生所述晶体管放大器电路所需的偏置信号和可调电感的控制信号。

优选地，所述片上变压器耦合输入网络中的电容电感并联谐振回路含有相互并联的电容和可调电感。

优选地，所述输出网络中的电容电感并联谐振回路含有相互并联的电容和可调电感。

优选地，所述晶体管放大器电路可设置为单级晶体管放大器电路，所述单级晶体管放大器电路设置为单端输入单端输出共源-共栅放大器第一模式；所述第一模式中，进一步包含：

所述晶体管放大器电路为单级晶体管放大器电路，包含第一MOS晶体管、可调电感和第二MOS晶体管；

所述第一MOS晶体管设有合适的工作点，所述第二MOS晶体管串联有用于输出负载和直流偏置通路的电感；

第一电阻、接地旁路电容和所述可调电感构成偏置网络，以提供一个低阻抗的偏置回路；

所述可调电感与所述第一MOS晶体管栅极的等效电容形成单级晶体管放大器电路输入端电容电感并联谐振回路；

所述晶体管放大器电路输入端还设置有用于隔离直流电平以及通过射频信号的耦合电容；

所述包络检波电路用于检测输入端、或者第一MOS晶体管栅极处、或者第二MOS晶体管的漏极处、或者天线端处的射频信号幅度，所述包络检波电路可产生合适的直流偏置。

优选地，所述晶体管放大器电路可设置为多级晶体管放大器电路；

所述多级晶体管放大器电路为多级单端输入单端输出共源-共栅放大器级联第二模式；

所述第二模式中，进一步包含：

所述多级晶体管放大器电路为两级单端输入单端输出共源-共栅级联放大器，包含第一级共源-共栅放大器、可调变压器和第二级共源-共栅放大器；

所述第二级共源-共栅放大器作为所述第一级共源-共栅放大器的负载，所述第二级共源-共栅放大器的负载包含天线及阻抗变换网络和与所述第二级共源-共栅放大器接地端的MOS晶体管串联的电感；所述第一级共源-共栅放大器的阻抗变换网络和电感网络与所述第二级共源-共栅放大器的输入端并联谐振回路融合为所述可调变压器；其中，所述可调变压器的初级线圈作为第一级共源-共栅放大器的负载以及作为所述第一级共源-共栅放大器和所述第二级共源-共栅放大器之间的阻抗变换网络；所述可调变压器的次级线圈与所述第二级共源-共栅放大器直流电源端的MOS晶体管的栅极处电容形成并联谐振回路；

所述包络检测电路检测所述第一级共源-共栅放大器接电源端的MOS晶体管漏极处、或所述第二级共源-共栅放大器接地端的MOS晶体管栅极处、或所述第二级共源-共栅放大器接电源端的MOS晶体管漏极、或天线端处的射频信号包络，产生偏置电压加到与接地旁路电容相并联的电阻的一端处，再通过相互并联的该电阻和该接地旁路电容组合网络和可调变压器的次级线圈加到所述第二级共源-共栅放大器接地端的MOS晶体管栅极处。

优选地，所述多级晶体管放大器电路设置为多级差分共源-共栅放大器第三模式；

所述第三模式中，进一步包含：

所述多级晶体管放大器电路为多级差分共源-共栅放大器，包含第一级差分式共源-共栅放大器、第一可调变压器、第二可调变压器和第二级差分式共源-共栅放大器；所述第一级差分式共源-共栅放大器设有四个MOS晶体管，所述第二级差分式共源-共栅放大器设有四个MOS晶体管；

所述第一可调变压器和所述第二可调变压器的中心抽头作为偏置电压和直流电源供电的通入接入点；

射频信号通过所述第一可调变压器实现耦合，所述第二可调变压器通过阻抗变换网络将放大信号发送至天线；

所述包络检测电路检测所述第一可调变压器的初级线圈差分端处、或者所述第一可调变压器的次级线圈差分端处、或者所述第二可调变压器的初级线圈的差分端处、或者所述第二可调变压器的次级线圈的差分端处、或者天线端处的射频信号幅度。

优选地，所述多级晶体管放大器电路中的两级晶体管放大器之间设有级间匹配和耦合网络；所述级间匹配和耦合网络包含电容电感并联谐振回路，所述电容电感并联谐振回路设有可调电感和与之并联的电容。

优选地，所述可调电感设置为可调变压器中的次级线圈，该次级线圈与电容相互并联，以形成所述电容电感并联谐振回路。

优选地，所述集成电路为CMOS或者BiCMOS或者GaAs或者SiGe或者SOI。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果为：(1)本实用新型采用并联式可调LC回路作为射频功放的输入网络，可调的L可以随着输入信号幅度的变化自动抵消晶体管放大器输入等效电容的变化，使射频功放的AM-PM特性线性化。(2)本实用新型的并联LC网络中的电感可以为直流偏置提供一个低阻抗的回路，这样有利消除射频功放中的临近信道泄漏和上下边带非对称性。(3)本实用新型中若并联式可调LC回路中的电感L用可调变压器实现的话，还可以有效隔离射频功放的输入和上一级的直流电平，也可以为实现射频功放的输入阻抗匹配和变换提供设计的灵活性。(4)本实用新型中的可调电感、可调变压器的控制电压可以方便地在集成电路上实现集成。在片上集成时，它可以与晶体管放大电路的偏置电路合同设计，既可以用纯粹模拟电路手段实现，也可以藉由片上集成的数字控制电路实现，极大地提高了设计的灵活性。

附图说明

图1本实用新型的采用可调电感电容并联谐振回路的单端级联射频功率放大器示意图；

图2本实用新型的采用可调变压器谐振回路的差分级联射频功率放大器示意图；

图3a-图3c本实用新型的单端输入单端输出的单级功率放大器示意图；

图4a-图4c本实用新型的级联单端射频功率放大器示意图；

图5a-图5c本实用新型的级联差分射频功率放大器示意图。

其中，图1-图5c中的带有箭头的虚线标示出包络检波电路的输入信号方向和偏置和控制信号的方向，并非实际电路连线。

具体实施方式

本实用新型公开了一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，为了使本实用新型更加明显易懂，以下结合附图和具体实施方式对本实用新型做进一步说明。

本实用新型揭示了一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，该电路结构适用在集成电路上实现，集成电路包括但不限于CMOS(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor，互补金属氧化物半导体)、BiCMOS(Bipolar CMOS，CMOS和双极器件同时集成在同一块芯片上)、GaAs(砷化镓)、SiGe(硅锗)以及SOI(Silicon-On-Insulator，绝缘衬底上的硅)等，并可改善A类、B类、AB类和C类等射频线性功率放大器线性度和效率。

如图1所示，本实用新型的该电路结构包含片上变压器耦合输入网络、有源放大晶体管(单级或者多级晶体管放大器)、级间匹配和耦合网络、输出端口匹配网络、包络检测、可调电感和变压器控制信号发生器以及负载网络(射频天线负载及阻抗变换网络)。其中，该电路结构的输入网络、级间匹配和耦合网络以及输出网络大量采用电容电感(LC)并联谐振回路来实现，而其中并联电感元件L使用可调电感或者可调变压器。

如图1所示，本实用新型的包络检测电路可以检测到各级输入输出的射频信号的包络信号，以此产生各级晶体管放大器电路所需要的合适偏置电流或者电压以及可调电感或者可调变压器的控制信号。其中，图1所示为该电路结构的单端实现方式示意图。其中图1中的Lv1、Lv2和Lv3均为可调电感。

同样，如图2所示，该电路结构也可以级联差分的方式实现，其中图2中Lv1为可调电感，Tv2和Tv3是可调变压器作为可调电感使用，与并联电容构成并联谐振回路。

本实用新型揭示的利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，可以有以下若干种实现方式，但不仅限以下实现方式。

作为本实用新型的第一种优选实施例，如图3a所示，该电路结构应用到单端输入单端输出单级射频功放中。具体地，单端输入单端输出单级射频功放电路中包含可调电感Lv、MOS晶体管M1、MOS晶体管M2、电阻Rb、耦合电容Ci、电感Lo和旁路电容Cp；耦合电容Ci设置在单级晶体管放大器电路输入端；可调电感Lv的第一端分别与旁路电容Cp和电阻Rb连接，可调电感Lv的第二端与MOS晶体管M1的栅极连接，MOS晶体管M1的源极接地以及漏极与MOS晶体管M2的源极连接，MOS晶体管M2的栅极与直流电源连接，电感Lo的与MOS晶体管M2的漏极连接，另一端与直流电源连接。

如图3a所示，MOS晶体管M1和MOS晶体管M2构成共源-共栅晶体管放大器，包络检波电路产生合适的直流偏置，电阻Rb、电容Cp和可调电感Lv构成的偏置网络提供一个低阻抗的偏置回路(Cp为旁路电容高频接地)，设置MOS晶体管M1合适的工作点。靠近输入端的耦合电容Ci起到隔离直流电平以及通过射频信号的作用；电感Lo兼作输出负载和直流偏置通路用。

图3a中的虚线框标示出的可调电感Lv与MOS晶体管M1栅极④处的电容Cg一起构成输入并联谐振回路。

图3a中的包络检波电路用于检测输入端①处、或者与输入端后隔直耦合电容Ci连接的MOS晶体管M1的栅极④处、或者与MOS晶体管M1的栅极相关的线圈Lv中心抽头、或者输出端(该输出端可以为图3a中MOS晶体管M2的漏极②处、或者天线端③处)的射频信号幅度，当射频信号幅度越强，则包络信号越高，输出的包络检波直流电平越高，进而产生更高的MOS晶体管M1栅极偏置电压。其中，更高的该偏置电压会提高放大器的增益，从而降低放大器大信号下的增益压缩特性。因此通过包络检波产生动态偏置，可以在较低的静态偏置下获得更大增益、更好幅度线性度(AM-AM特性)和更高的效率。

另一方面，图3a中MOS晶体管M1栅极④处的电容Cg主要由MOS晶体管器件的栅极氧化层电容构成。输入端①处射频信号幅度越大，MOS晶体管M1栅极对地等效输入电容Cg也越大。由于电容Cg随输入射频信号的幅度变化而变化，射频放大器的相位特性也就随射频信号的幅度变化而变化，由此产生的非线性相位-幅度(AM-PM)特性是放大器非线性的一个重要方面。为了减小AM-PM非线性，可以根据射频信号的幅度产生一个控制电压，使可调并联电感Lv的电感量随射频信号幅度增大而减小。

本实施例一中并不仅限于MOS晶体管M1和MOS晶体管M2构成共源-共栅晶体管放大器形式，还可以是单纯共源放大器(即去掉重叠的共栅厚栅MOS管M2，如图3b所示)，也可以是多重共源-共栅结构(如图3c所示)。

集成电路领域中经常使用的是平面螺旋电感，调节电感值大小的方法有以下几种：(1)开关式，即通过闭合与电感或者变压器的一段绕线并联的MOS晶体管开关缩短电感或者变压器的有效绕线长度减小电感量；(2)互感法，利用改变附加的绕线电感线圈感生电磁场的大小来改变平面螺旋电感的电感量和品质因子。通过上述两种方法，可以使并联谐振回路中的可调电感的控制电压与栅极偏置电压同步增大，从而使电感量相应减小，抵消电容Cg随射频信号幅度增大而增大对射频功率放大器相位特性的影响，减小射频放大器的相位非线性。特别地，相比于开关式调节，第二种方法可以实现电感值的连续可调。

由上所述，通过产生合适的MOS晶体管M1的栅极偏置电压和可调电感的控制电压，可以达到改善射频功放的AM-AM和AM-PM特性的效果。

作为本实用新型的第二种优选实施例，将两级单端输入单端输出共源共栅放大器级联，作为级联放大器前后两级A1和A2级，可以构成如图1所示的级联放大器的一种实现方式。其中，第二级放大器A2级的负载为天线及阻抗变换网络构成；而A2放大级自身替换图3a中放大器天线及其阻抗变换网络负载，又构成A1放大级的负载。

如图4a所示，级联放大器的第一级共源-共栅放大器(由MOS晶体管M11与MOS晶体管M12构成)的阻抗变换和电感网络与第二级共源-共栅放大器(由MOS晶体管M21和MOS晶体管M22构成)输入并联谐振回路可以融合为可变变压器来实现，构成本实用新型的第二种实现方式。

具体地，MOS晶体管M12的栅极、可调变压器Tv的初级线圈Lp、MOS晶体管M22的栅极、电感Lo均与直流电源连接，MOS晶体管M11的源极、MOS晶体管M21的源极均接地；MOS晶体管M11的漏极与MOS晶体管M12的源极连接，MOS晶体管M12的漏极与可调变压器Tv的初级线圈Lp连接；MOS晶体管M21的漏极与MOS晶体管M22的源极连接，MOS晶体管M22的漏极与电感Lo连接；可调变压器Tv的次级线圈Ls一端与MOS晶体管M21的栅极连接，次级线圈Ls另一端与接地的旁路电容Cp连接，旁路电容Cp并联有电阻Rb。

如图4a所示，可调变压器Tv的初级线圈Lp是第一级的负载，也是第一级与第二级之间的阻抗变换网络，同时，可调变压器Tv的次级线圈Ls与MOS晶体管M21的栅极②处电容Cg又构成并联谐振回路。电感Lo与天线及其阻抗变换网络构成第二级共源-共栅放大器的负载。

在图4a中，包络检波与偏置产生电路用于检测级联射频功率放大器的MOS晶体管M12漏级①处(或者MOS晶体管M21的栅极②处、或者与MOS晶体管M21的栅极连接的初级线圈Lp的中心抽头、或者MOS晶体管M22漏极⑤、天线端⑥处)的射频信号包络，产生偏置电压加到电阻Rb的一端③处，再通过Rb、Cp电阻电容网络和可调变压器Tv的次级线圈Ls加到MOS晶体管M21的栅极②处。功率放大器①处射频信号幅度越大，MOS晶体管M21的栅极②处的偏置电压越高，使MOS晶体管M21、MOS晶体管M22构成的放大器增益增大，克服功率放大器的增益压缩效应。

包络检波与偏置产生电路还产生可调变压器的控制电压④，当功率放大器①处的射频信号的幅度越大，产生的控制电压越高，使可调变压器Tv次级线圈电感Ls以及耦合系数k降低，抵消由于射频信号增大导致的MOS晶体管M21栅极②处电容Cg增大对放大器相位特性的影响。

同理，本实施例二中并不仅限于共源-共栅晶体管放大器形式，还可以是单纯共源放大器(即去掉重叠的共栅厚栅MOS管M12和M22，如图4b所示)，也可以是多重共源-共栅结构(如图4c)。

作为本实用新型的第三种优选实施例，如图5a所示，该电路结构应用于级联差分形式的射频功放中。其中，MOS晶体管M11、MOS晶体管M12、MOS晶体管M13和MOS晶体管M14构成差分形式的共源-共栅放大器，MOS晶体管M21、MOS晶体管M22、MOS晶体管M23和MOS晶体管M24构成第二级差分形式的共源-共栅放大器。功率放大器的射频信号通过可调变压器Tv1实现耦合，可调变压器Tv2作为第二级负载通过阻抗变换网络将放大信号送至天线。

具体地，MOS晶体管M12的栅极、可调变压器Tv1的初级线圈Lp1、MOS晶体管M14的栅极、MOS晶体管M22的栅极、可调变压器Tv2的初级线圈、MOS晶体管M24的栅极均与直流电源连接；MOS晶体管M11的源极、MOS晶体管M13的源极、MOS晶体管M21的源极、MOS晶体管M23的源极均接地；MOS晶体管M11的源极的漏极与MOS晶体管M12的源极连接，MOS晶体管M13的漏极与MOS晶体管M14的源极连接，MOS晶体管M21的漏极与MOS晶体管M22的源极连接，MOS晶体管M23的漏极与MOS晶体管M24的源极连接；可调变压器Tv1的初级线圈Lp1的一端与MOS晶体管M12的漏极连接，另一端与MOS晶体管M14的漏极连接；可调变压器Tv1的次级线圈Ls1的一端与MOS晶体管M14的栅极连接，另一端与MOS晶体管M23的栅极连接；可调变压器Tv1的次级线圈Ls1还与接地的旁路电容Cp连接，旁路电容Cp并联有电阻Rb；可调变压器Tv2的初级线圈Lp2的一端与MOS晶体管M22的漏极连接，另一端与MOS晶体管M24的漏极连接；可调变压器Tv2的次级线圈Ls2的一端与天线及阻抗变换网络连接。

如图5a示，差分实现与单端实现稍有不同，具体如下：

当差分实现的时候，可调变压器Tv1和可调变压器Tv2的中心抽头作为偏置电压(图5a中可调变压器Tv1的次级线圈Ls1通过电阻Rb接到⑨处、Cp为旁路电容高频接地)和直流电源供电的通路接入点(图5a中可调变压器Tv1的初级线圈Lp1和可调变压器Tv2的初级线圈Lp2的中心抽头)。

包络检波检测级联放大器级间(可调变压器Tv1的初级线圈Lp1差分端①处)、或者MOS晶体管M21栅极⑦与MOS晶体管M23栅极⑧两端的差分信号、或者级联放大器输出端(可调变压器Tv2的初级线圈Lp2和次级线圈Ls2的差分端②、④处、或者天线端③处)、或者与MOS晶体管M21连接的次级线圈Ls1的中心抽头的射频信号幅度。当检测到射频信号幅度越大，生成的直流偏置越高、放大器的增益越高，从而克服增益压缩效应带来的非线性。其中，图5a中的⑤和⑥处分别表示MOS晶体管M11源级和MOS晶体管M13源级。

另，差分实现与单端实现的类似特征包含：当检测到射频信号幅度变大时，可调变压器Tv1的控制电压升高，可调变压器Tv1的次级线圈等效电感Ls1下降，抵消由于第二级放大器输入晶体管M21栅极⑦、M23栅极⑧处的等效电容变大造成的放大器相位非线性特性。

同理，本实施例三中并不仅限于共源-共栅晶体管放大器形式，还可以是单纯共源放大器(即去掉重叠的共栅厚栅MOS管M12、M14、M22和M24，如图5b)，也可以是多重共源-共栅结构(如图5c)。

综上所述，本实用新型的利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构可以方便地在集成电路上设计实现，尤其适合在CMOS集成电路中实现，可以实现射频功率放大器自适应线性化，易于采用差分电路结构消除射频功率放大器中的偶数次谐波分量，同时实现了射频信号的带通滤波。

尽管本实用新型的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本实用新型的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本实用新型的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本实用新型的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (9)

1.一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，该电路结构设置在集成电路上，包含片上变压器耦合输入网络、晶体管放大器电路、输出网络、控制及偏置产生电路和包络检测电路；所述片上变压器耦合输入网络设有电容电感并联谐振回路，所述晶体管放大器电路的输入端和输出端分别与片上变压器耦合输入网络以及所述输出网络连接，所述输出网络的输出端与天线及阻抗变换网络连接，所述输出网络设有电容电感并联谐振回路；其中，晶体管放大器电路设有电容电感并联谐振回路，所述电容电感并联谐振回路中包含可调电感和与之并联的电容，以改善功率放大器线性度；所述包络检测电路与所述控制及偏置产生电路连接，检测输入网络或输出网络的射频信号的包络信号，产生所述晶体管放大器电路所需的偏置信号和可调电感的控制信号。

2.如权利要求1所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述片上变压器耦合输入网络中的电容电感并联谐振回路含有相互并联的电容和可调电感。

3.如权利要求1所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述输出网络中的电容电感并联谐振回路含有相互并联的电容和可调电感。

4.如权利要求1所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述晶体管放大器电路可设置为单级晶体管放大器电路，所述单级晶体管放大器电路设置为单端输入单端输出共源-共栅放大器第一模式；所述第一模式中，进一步包含：所述晶体管放大器电路为单级晶体管放大器电路，包含第一MOS晶体管、可调电感和第二MOS晶体管；所述第一MOS晶体管设有合适的工作点，所述第二MOS晶体管串联有用于输出负载和直流偏置通路的电感；第一电阻、接地旁路电容和所述可调电感构成偏置网络，以提供一个低阻抗的偏置回路；所述可调电感与所述第一MOS晶体管栅极的等效电容形成单级晶体管放大器电路输入端电容电感并联谐振回路；所述晶体管放大器电路输入端还设置有用于隔离直流电平以及通过射频信号的耦合电容；所述包络检测电路用于检测输入端、或者第一MOS晶体管栅极处、或者第二MOS晶体管的漏极处、或者天线端处的射频信号幅度，所述包络检测电路可产生合适的直流偏置。

5.如权利要求1所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述晶体管放大器电路可设置为多级晶体管放大器电路；所述多级晶体管放大器电路为多级单端输入单端输出共源-共栅放大器级联第二模式；所述第二模式中，进一步包含：所述多级晶体管放大器电路为两级单端输入单端输出共源-共栅级联放大器，包含第一级共源-共栅放大器、可调变压器和第二级共源-共栅放大器；所述第二级共源-共栅放大器作为所述第一级共源-共栅放大器的负载，所述第二级共源-共栅放大器的负载包含天线及阻抗变换网络和与所述第二级共源-共栅放大器接地端的MOS晶体管串联的电感；所述第一级共源-共栅放大器的阻抗变换网络和电感网络与所述第二级共源-共栅放大器的输入端并联谐振回路融合为所述可调变压器；其中，所述可调变压器的初级线圈作为第一级共源-共栅放大器的负载以及作为所述第一级共源-共栅放大器和所述第二级共源-共栅放大器之间的阻抗变换网络；所述可调变压器的次级线圈与所述第二级共源-共栅放大器直流电源端的MOS晶体管的栅极处电容形成并联谐振回路；所述包络检测电路检测所述第一级共源-共栅放大器接电源端的MOS晶体管漏极处、或所述第二级共源-共栅放大器接地端的MOS晶体管栅极处、或所述第二级共源-共栅放大器接电源端的MOS晶体管漏极、或天线端处的射频信号包络，产生偏置电压加到与接地旁路电容相并联的电阻的一端处，再通过相互并联的该电阻和该接地旁路电容组合网络和可调变压器的次级线圈加到所述第二级共源-共栅放大器接地端的MOS晶体管栅极处。

6.如权利要求5所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述多级晶体管放大器电路设置为多级差分共源-共栅放大器第三模式；所述第三模式中，进一步包含：所述多级晶体管放大器电路为多级差分共源-共栅放大器，包含第一级差分式共源-共栅放大器、第一可调变压器、第二可调变压器和第二级差分式共源-共栅放大器；所述第一级差分式共源-共栅放大器设有四个MOS晶体管，所述第二级差分式共源-共栅放大器设有四个MOS晶体管；所述第一可调变压器和所述第二可调变压器的中心抽头作为偏置电压和直流电源供电的通入接入点；射频信号通过所述第一可调变压器实现耦合，所述第二可调变压器通过阻抗变换网络将放大信号发送至天线；所述包络检测电路检测所述第一可调变压器的初级线圈差分端处、或者所述第一可调变压器的次级线圈差分端处、或者所述第二可调变压器的初级线圈的差分端处、或者所述第二可调变压器的次级线圈的差分端处、或者天线端处的射频信号幅度。

7.如权利要求5或6所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述多级晶体管放大器电路中的两级晶体管放大器之间设有级间匹配和耦合网络；所述级间匹配和耦合网络包含电容电感并联谐振回路，所述电容电感并联谐振回路设有可调电感和与之并联的电容。

8.如权利要求7所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述可调电感设置为可调变压器中的次级线圈，该次级线圈与电容相互并联，以形成所述电容电感并联谐振回路。

9.如权利要求1所述的一种利用可调电感和改善功率放大器线性度的电路结构，其特征在于，所述集成电路为CMOS或者BiCMOS或者GaAs或者SiGe或者SOI。