CN206149214U - 一种毫米波基频振荡电路及毫米波振荡器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型适用于射频通信领域，提供了一种毫米波基频振荡电路及毫米波振荡器，该电路包括：旁路电容C1，其一端连接电源电压，另一端接地；输出匹配单元，其电源端与C1的一端连接；负阻效应产生单元；缓冲单元；电感变压单元，其第一、二组第一端与负阻效应产生单元的第二、一控制端连接，其第一、二组第二端与负阻效应产生单元的第一、二输入端连接，其第一、二组第一端还与缓冲单元的第二、一控制端连接，其第一、二组第三端与缓冲单元的第一、二输入端连接，其输出端与输出匹配单元的输入端连接。本实用新型利用输出缓冲级电感与谐振回路电感的耦合效应，以及开关器件栅端与漏端电感的耦合效应，来提高振荡器的输出频率和能量。
Description
技术领域
本实用新型属于射频通信领域，尤其涉及一种毫米波基频振荡电路及毫米波振荡器。
背景技术
随着新兴无线通信和毫米波雷达的快速发展，作为通信与雷达系统的关键部件振荡器，也随之要求具有更低的相位噪声、更高的输出频率和更大的输出功率，来提高其性能。
高频周期信号通常可以直接从基频振荡器或者超谐波振荡器获得，由于CMOS工艺的发展，随着MOS器件尺寸的减少，其ft和fmax都得到了较大的提升，但是目前的振荡器还无法直接提供毫米波频段的基频振荡信号，目前毫米波频段的基频振荡信号通常是利用器件的非线性，提取偶次谐波或者更高次谐波的振荡器来获得。
而现有推挽结构的毫米波振荡器的输出功率较小，功耗较大，无法满足高品质毫米波雷达的要求。
实用新型内容
本实用新型实施例的目的在于提供一种毫米波基频振荡电路，旨在解决现有毫米波振荡器的输出功率小、功耗大的问题。
本实用新型实施例是这样实现的，一种毫米波基频振荡电路，所述电路包括：
旁路电容C1，所述旁路电容C1的一端连接电源电压，所述旁路电容C1的另一端接地；
使振荡器的二次谐波输出能量最大的输出匹配单元，所述输出匹配单元的电源端与所述旁路电容C1的一端连接，所述输出匹配单元的输出端输出毫米波振荡信号；
利用交叉耦合的对管产生负阻效应来补偿谐振回路的损耗的负阻效应产生单元；
利用开关管生成缓冲级输出信号的缓冲单元；
利用电感形成变压器结构来降低开关管的寄生电容，并将所述缓冲级输出信号反馈回给谐振回路，以提高振荡器的工作频率及输出功率的电感变压单元，所述电感变压单元的第一组第一端、第二组第一端分别与所述负阻效应产生单元的第二控制端、第一控制端连接，所述电感变压单元的第一组第二端、第二组第二端分别与所述负阻效应产生单元的第一输入端、第二输入端连接，所述电感变压单元的第一组第一端、第二组第一端还分别与所述缓冲单元的第二控制端、第一控制端连接，所述电感变压单元的第一组第三端、第二组第三端分别与所述缓冲单元的第一输入端、第二输入端连接，所述电感变压单元的输出端与所述输出匹配单元的输入端连接。
进一步地，所述输出匹配单元包括：共面波导和电容C2；
所述共面波导的一端为所述输出匹配单元的电源端，所述共面波导的另一端为所述输出匹配单元的输入端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端为所述输出匹配单元的输出端。
更进一步地，所述输出匹配单元包括：微带线和电容C2；
所述微带线的一端为所述输出匹配单元的电源端，所述微带线的另一端为所述输出匹配单元的输入端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端为所述输出匹配单元的输出端。
更进一步地，所述负阻效应产生单元包括：
第一开关管和第二开关管；
所述第一开关管的控制端和所述第二开关管的控制端分别为所述负阻效应产生单元第一控制端和第二控制端；
所述第一开关管的电流输入端和所述第二开关管的电流输入端分别为所述负阻效应产生单元第一输入端和第二输入端；
所述第一开关管的电流输出端和所述第二开关管的电流输出端同时接地。
更进一步地，所述第一开关管和所述第二开关管为有源开关器件。
更进一步地，所述缓冲单元包括：
第三开关管、第四开关管；
所述第三开关管的控制端和所述第四开关管的控制端分别为所述缓冲单元第一控制端和第二控制端；
所述第三开关管的电流输入端和第四开关管的电流输入端分别为所述缓冲单元第一输入端和第二输入端；
所述第三开关管的电流输出端和所述第四开关管的电流输出端同时接地。
更进一步地，所述第三开关管和所述第四开关管为有源开关器件。
更进一步地，所述电感变压单元包括：
电感L1、电感L2、电感L3、电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇；
其中，所述电感L1与所述电感L2形成耦合，所述电感L1＇与所述电感L2＇形成耦合，耦合系数均为K2；
所述电感L2与所述电感L3形成耦合，所述电感L2＇与电感L3＇形成耦合，耦合系数均为K1；
所述电感L1、所述电感L2、所述电感L3的同名端分别为所述电感变压单元的第一组第一端、第一组第二端、第一组第三端，所述电感L1、所述电感L2、所述电感L3的异名端分别与所述电感L1＇、所述电感L2＇、所述电感L3＇的异名端对应连接，所述电感L1＇、所述电感L2＇、所述电感L3＇的同名端分别为所述电感变压单元的第二组第一端、第二组第二端、第二组第三端，所述电感L1、所述电感L2、所述电感L3、所述电感L1＇、所述电感L2＇、所述电感L3＇的异名端同时为所述电感变压单元的输出端。
更进一步地，所述电感L1、电感L2、电感L3形成平面耦合结构。
本实用新型实施例的另一目的在于，提供一种采用上述毫米波基频振荡电路的毫米波振荡器。
本实用新型实施例利用交叉耦合的对管产生负阻效应来补偿谐振回路的损耗，利用电感形成变压器结构来降低开关管的寄生电容，并将所述缓冲级输出信号反馈回给谐振回路，以提高振荡器的工作频率及输出功率，从而提高毫米波振荡器的效率，降低毫米波振荡器的功耗，并且适于低电压应用，能够满足高品质毫米波雷达的要求。
附图说明
图1为本实用新型实施例提供的毫米波基频振荡电路的结构图；
图2为本实用新型实施例提供的毫米波基频振荡电路中电感变压单元的结构图；
图3为本实用新型实施例提供的毫米波振荡器的输出频谱图。
具体实施方式
为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。此外，下面所描述的本实用新型各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本实用新型实施例利用交叉耦合的对管产生负阻效应来补偿谐振回路的损耗，利用电感形成变压器结构来降低开关管的寄生电容，并将所述缓冲级输出信号反馈回给谐振回路，以提高振荡器的工作频率及输出功率，从而提高毫米波振荡器的效率，降低毫米波振荡器的功耗，并且适于低电压应用，能够满足高品质毫米波雷达的要求。
以下结合具体实施例对本实用新型的实现进行详细描述：
图1示出了本实用新型实施例提供的毫米波基频振荡电路的结构，为了便于说明，仅示出了与本实用新型相关的部分。
作为本实用新型一实施例，该毫米波基频振荡电路可以应用于任何毫米波振荡器中，包括：
旁路电容C1，旁路电容C1的一端连接电源电压，旁路电容C1的另一端接地；
输出匹配单元11，用于使振荡器的二次谐波输出能量最大，输出二次谐波2f0，其中f0为基波频率，输出匹配单元的电源端与旁路电容C1的一端连接，输出匹配单元的输出端输出毫米波振荡信号；
负阻效应产生单元12，用于利用交叉耦合的对管产生负阻效应来补偿谐振回路的损耗；
缓冲单元13，用于利用开关管生成缓冲级输出信号；
电感变压单元14，用于利用电感形成变压器结构来降低开关管的寄生电容，并将缓冲级输出信号反馈回给谐振回路，以提高振荡器的工作频率及输出功率，电感变压单元的第一组第一端、第二组第一端分别与负阻效应产生单元的第二控制端、第一控制端连接，电感变压单元的第一组第二端、第二组第二端分别与负阻效应产生单元的第一输入端、第二输入端连接，电感变压单元的第一组第一端、第二组第一端还分别与缓冲单元的第二控制端、第一控制端连接，电感变压单元的第一组第三端、第二组第三端分别与缓冲单元的第一输入端、第二输入端连接，电感变压单元的输出端与输出匹配单元的输入端连接。
作为本实用新型一实施例，输出匹配单元11包括：共面波导CPW和电容C2；
共面波导CPW的一端为输出匹配单元的电源端，共面波导CPW的另一端为输出匹配单元的输入端与电容C2的一端连接，电容C2的另一端为输出匹配单元的输出端。
当然，输出匹配单元11中的共面波导CPW还可以用微带线来代替，输出匹配单元11包括：微带线和电容C2；
微带线的一端为输出匹配单元的电源端，微带线的另一端为输出匹配单元的输入端与电容C2的一端连接，电容C2的另一端为输出匹配单元的输出端。
作为本实用新型一实施例，负阻效应产生单元12包括：
第一开关管M1和第二开关管M2；
第一开关管M1的控制端和第二开关管M2的控制端分别为负阻效应产生单元第一控制端和第二控制端；
第一开关管M1的电流输入端和第二开关管M2的电流输入端分别为负阻效应产生单元第一输入端和第二输入端；
第一开关管M1的电流输出端和第二开关管M2的电流输出端同时接地。
优选地，第一开关管M1和第二开关管M2为有源开关器件，例如NMOS、PMOS等。
作为本实用新型一实施例，缓冲单元13包括：
第三开关管M3、第四开关管M4；
第三开关管M3的控制端和第四开关管M4的控制端分别为缓冲单元第一控制端和第二控制端；
第三开关管M3的电流输入端和第四开关管M4的电流输入端分别为缓冲单元第一输入端和第二输入端；
第三开关管M3的电流输出端和第四开关管M4的电流输出端同时接地。
优选地，第三开关管M3和第四开关管M4为有源开关器件。
作为本实用新型一实施例，电感变压单元14包括：
电感L1、电感L2、电感L3、电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇；
其中，所述电感L1与所述电感L2形成耦合，所述电感L1＇与所述电感L2＇形成耦合，耦合系数均为K2；
所述电感L2与所述电感L3形成耦合，所述电感L2＇与电感L3＇形成耦合，耦合系数均为K1；
电感L1、电感L2、电感L3的同名端分别为电感变压单元的第一组第一端、第一组第二端、第一组第三端，电感L1、电感L2、电感L3的异名端分别与电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇的异名端对应连接，电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇的同名端分别为电感变压单元的第二组第一端、第二组第二端、第二组第三端，电感L1、电感L2、电感L3、电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇的异名端同时为电感变压单元的输出端。
在本实用新型实施例中，电感L1与电感L1＇形成耦合，电感L2与电感L2＇形成耦合，电感L3与电感L3＇形成耦合，电感L1、电感L2、电感L3、电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇的异名端为电感的共模结点。并且，电感的耦合形式并不限定，既可以在版图的同一层通过平面耦合结构实现，也可以在版图的不同层的相近位置实现耦合。
结合图2，以同层平面耦合为例，电感L1、电感L2、电感L3、电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇形成了一个八角形的平面耦合结构，当然为了提高耦合效果可以提高多角形的数量，例如16角形、32角形，但提高多角形数量的同时会导致工艺的难度增加，从而增加工艺成本，因此优选八角形结构。
在本实用新型实施例中，MOS管M1、M2构成交叉耦合对管，M3、M4为输出缓冲级的MOS管。电感L1、电感L1＇，电感L2、电感L2＇与MOS器件的寄生电容构成谐振网络，电感L3、电感L3＇为输出缓冲级的负载，信号从电感的共模结点引出，共面波导CPW和电容C2用来作为电路的输出匹配，使得振荡器的二次谐波输出能量最大，电容C1为电源的旁路电容。
电路的工作原理如下：MOS器件M1、M2构成交叉耦合对管，产生负阻效应，用于补偿谐振回路的损耗；电感L1、电感L1＇，电感L2、电感L2＇形成变压器结构，有效降低MOS器件寄生电容影响，提高振荡器的工作频率；电感L2、电感L2＇电感L3、电感L3＇形成变压器结构，将缓冲级的输出信号反馈回谐振回路，有利于增加信号的输出功率；共面波导CPW和电容C2作为振荡器的输出匹配电路结构，使得振荡器的二次谐波输出能量最大；电容C1为电源电压的旁路电容。
经测试，本申请提供的推挽结构的毫米波振荡器，电源电压0.6V，电流消耗16mA，输出频率202GHz，校准后输出功率大于-10dBm。
测试结果如图3所示，其中标记点Marker显示出，经测试的输出端功率为-74.51dBm，输出频率为202.33GHz，芯片工作在0.6V电源电压下，消耗电流为16mA，输出频率为202GHz，测试路径损耗为65dB，则计算得到的芯片的输出功率为-9.51dBm，本振荡器的功率效率为1.166％。
本实用新型结合新型电感器件，实现了三组电感构成的变压器结构，利用了输出缓冲级电感与谐振回路电感的耦合效应；还利用了有源开关器件的栅端和漏端电感的耦合效应，提高了振荡器的输出频率和功率。输出信号从电路的共模结点引出，由共面波导结构实现输出匹配，将电路的二次谐波提取出来，实现了一种新的输出频率高、输出功率高、效率高、功耗低的毫米波振荡器电路。
本实用新型实施例利用交叉耦合的对管产生负阻效应来补偿谐振回路的损耗，利用电感形成变压器结构来降低开关管的寄生电容，并将所述缓冲级输出信号反馈回给谐振回路来降低谐振回路的寄生电容，以提高振荡器的工作频率，从而提高毫米波振荡器的输出功率、输出频率和效率，降低毫米波振荡器的功耗，并且适于低电压应用，能够满足高品质毫米波雷达的要求。
本实用新型实施例的另一目的在于，提供一种采用上述毫米波基频振荡电路的毫米波振荡器。
以上仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种毫米波基频振荡电路，其特征在于，所述电路包括：
旁路电容C1，所述旁路电容C1的一端连接电源电压，所述旁路电容C1的另一端接地；
使振荡器的二次谐波输出能量最大的输出匹配单元，所述输出匹配单元的电源端与所述旁路电容C1的一端连接，所述输出匹配单元的输出端输出毫米波振荡信号；
利用交叉耦合的对管产生负阻效应来补偿谐振回路的损耗的负阻效应产生单元；
利用开关管生成缓冲级输出信号的缓冲单元；
利用电感形成变压器结构来降低开关管的寄生电容，并将所述缓冲级输出信号反馈回给谐振回路，以提高振荡器的工作频率及输出功率的电感变压单元，所述电感变压单元的第一组第一端、第二组第一端分别与所述负阻效应产生单元的第二控制端、第一控制端连接，所述电感变压单元的第一组第二端、第二组第二端分别与所述负阻效应产生单元的第一输入端、第二输入端连接，所述电感变压单元的第一组第一端、第二组第一端还分别与所述缓冲单元的第二控制端、第一控制端连接，所述电感变压单元的第一组第三端、第二组第三端分别与所述缓冲单元的第一输入端、第二输入端连接，所述电感变压单元的输出端与所述输出匹配单元的输入端连接。
2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述输出匹配单元包括：共面波导和电容C2；
所述共面波导的一端为所述输出匹配单元的电源端，所述共面波导的另一端为所述输出匹配单元的输入端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端为所述输出匹配单元的输出端。
3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述输出匹配单元包括：微带线和电容C2；
所述微带线的一端为所述输出匹配单元的电源端，所述微带线的另一端为所述输出匹配单元的输入端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端为所述输出匹配单元的输出端。
4.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述负阻效应产生单元包括：
第一开关管和第二开关管；
所述第一开关管的控制端和所述第二开关管的控制端分别为所述负阻效应产生单元第一控制端和第二控制端；
所述第一开关管的电流输入端和所述第二开关管的电流输入端分别为所述负阻效应产生单元第一输入端和第二输入端；
所述第一开关管的电流输出端和所述第二开关管的电流输出端同时接地。
5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，所述第一开关管和所述第二开关管为有源开关器件。
6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述缓冲单元包括：
第三开关管、第四开关管；
所述第三开关管的控制端和所述第四开关管的控制端分别为所述缓冲单元第一控制端和第二控制端；
所述第三开关管的电流输入端和第四开关管的电流输入端分别为所述缓冲单元第一输入端和第二输入端；
所述第三开关管的电流输出端和所述第四开关管的电流输出端同时接地。
7.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述第三开关管和所述第四开关管为有源开关器件。
8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电感变压单元包括：
电感L1、电感L2、电感L3、电感L1＇、电感L2＇、电感L3＇；
其中，所述电感L1与所述电感L2形成耦合，所述电感L1＇与所述电感L2＇形成耦合，耦合系数均为K2；
所述电感L2与所述电感L3形成耦合，所述电感L2＇与电感L3＇形成耦合，耦合系数均为K1；
所述电感L1、所述电感L2、所述电感L3的同名端分别为所述电感变压单元的第一组第一端、第一组第二端、第一组第三端，所述电感L1、所述电感L2、所述电感L3的异名端分别与所述电感L1＇、所述电感L2＇、所述电感L3＇的异名端对应连接，所述电感L1＇、所述电感L2＇、所述电感L3＇的同名端分别为所述电感变压单元的第二组第一端、第二组第二端、第二组第三端，所述电感L1、所述电感L2、所述电感L3、所述电感L1＇、所述电感L2＇、所述电感L3＇的异名端同时为所述电感变压单元的输出端。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述电感L1、电感L2、电感L3形成平面耦合结构。
10.一种毫米波振荡器，其特征在于，所述毫米波振荡器包括如权利要求1-9任一项所述的毫米波基频振荡电路。
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Cited By (2)
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| CN106411264A (zh) * | 2016-10-31 | 2017-02-15 | 深圳市华讯方舟微电子科技有限公司 | 一种毫米波基频振荡电路及毫米波振荡器 |
| CN110113007A (zh) * | 2019-05-31 | 2019-08-09 | 华讯方舟科技有限公司 | 一种注入锁定振荡电路、频率调节方法及注入锁定振荡器 |
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| CN110113007A (zh) * | 2019-05-31 | 2019-08-09 | 华讯方舟科技有限公司 | 一种注入锁定振荡电路、频率调节方法及注入锁定振荡器 |
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