CN205563351U - 一种随负载动态变化的自适应动态电压产生电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种随负载动态变化的自适应动态电压产生电路。该电路包括第一MOS管镜像模组、跟随器AMP1、电阻R8。跟随器AMP1的同相端接收一个基准电压给定值VREF1，反相端连接跟随器AMP1的输出端，且跟随器AMP1的输出端与电阻R8的一端连接。电阻R8的另一端连接第一MOS管镜像模组的输出端后作为该自适应动态电压VREF的输出端，该第一MOS管镜像模组的输入端接收开关电源控制芯片内部的开关周期转电流后的电压信号。本实用新型具有动态特性好、输出电压过冲小的优点，能解决传统由于VREF电压(基准电压)不能动态跟随负载情况，而使不同负载检测的电压差值不一致，导致动态检测偏差大的技术问题。

Description

一种随负载动态变化的自适应动态电压产生电路

技术领域

本实用新型涉及开关电源技术领域的一种电路，尤其涉及一种随负载动态变化的自适应动态电压产生电路。

背景技术

开关电源是电子系统中常见的组件。近年来，在目前小功率场合，比如对于5W、10W的手机充电器，原边反馈式开关电源应用越来越广泛。原边反馈式充电器的原理图如图1所示。

该结构可以实现输出的恒流CC和恒压CV过程控制，恒流的实现原理是：

$I_0=\frac{1}{2}*\frac{Tdem}{T}*\frac{N_p}{N_s}*\frac{V_{cs}}{R_{cs}}---\left(1\right)$

式(1)中，I₀是输出电流，T_dem是变压器次边电感消磁时间，T是开关周期，N_p是变压器原边电感匝数，N_s是变压器次边电感匝数，V_cs是CS引脚阈值，R_cs是CS引脚电阻(如图1中R4)。

当充电器输出达到额定输出时，充电器由CC模式切换到CV模式。CV模式的工作原理是：

变压器辅助绕组检测输出电压，当次边导通时，辅助绕组的分压信号FB被IC采样，FB的采样信号与芯片内部的基准电压通过误差放大器进行比较，误差放大器的输出控制功率管开关的开关周期，该闭环负反馈系统实现控制输出恒压的目的。CV模式下原边反馈充电器主要信号的波形如图2所示。

开关电源正常工作时OCP过流点是缓慢变化的，以免引起电路振荡。而负载突然切换时，又希望OCP过流点快速变化以适应负载的变化。为了改善动态需要 检测负载的这种突然变化并迅速改变OCP过流点使输出快速恢复到正常值，减小过冲。

传统开关电源动态检测如图3所示：FB采样后与一个固定VREF电压比较，超过设定值后动态控制模块工作。这种检测方式存在的缺点是VREF是固定的，而FB在不同负载下电压不同，因此为了不出现误触发，对于过冲情况需要将VREF值设置最高，对于欠压情况需要把VREF设置最低。这样存在的问题是不同负载情况下动态检测差值不同，电压偏差大的情况输出电压过冲也会大，动态性能差。

实用新型内容

针对现有技术中的不足，本实用新型提供一种具有动态特性好、输出电压过冲小优点的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，解决传统由于VREF电压(基准电压)不能动态跟随负载情况，而使不同负载检测的电压差值不一致，导致动态检测偏差大的技术问题。

本实用新型采用以下技术方案实现：一种随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其包括第一MOS管镜像模组、跟随器AMP1、电阻R8；跟随器AMP1的同相端接收一个基准电压给定值VREF1，反相端连接跟随器AMP1的输出端，且跟随器AMP1的输出端与电阻R8的一端连接；电阻R8的另一端连接第一MOS管镜像模组的输出端后作为该自适应动态电压VREF的输出端，该第一MOS管镜像模组的输入端接收开关电源控制芯片内部的开关周期转电流后的电压信号。

作为上述方案的进一步改进，第一MOS管镜像模组包括P型场效应管MP1、v个P型场效应管MP2、N型场效应管MN1、n个N型场效应管MN2；其中，v、n均为不小于1的整数，P型场效应管MP1的栅极和漏极相连，P型场效应管MP1的源极与栅极分别和P型场效应管MP2的源极与栅极连接；P型场效应管MP1的漏极和N型场效应管MN1的漏极连接，P型场效应管MP2的漏极和N型场效应管MN2的漏极连接；N型场效应管MN1的栅极接收开关周期转电流后的电压 信号，其源极接地；N型场效应管MN2的栅极接收一个偏置电压BIASN，其源极接地。

作为上述方案的进一步改进，该自适应动态电压产生电路辅助有低通滤波电路，该低通滤波电路对该开关周期转电流后的电压信号滤波得到缓慢变化的电压。

进一步地，该低通滤波电路包括P型场效应管MP3、电阻R9、电容C7，其中P型场效应管MP3的漏极接收该开关周期转电流后的电压信号，P型场效应管MP3的栅极接收一定宽度的脉冲控制信号，P型场效应管MP3的源极与电阻R9的一端连接，电阻R9的另一端与该第一MOS管镜像模组的输入端连接；电容C7一端与该第一MOS管镜像模组的输入端连接，另一端接地。

作为上述方案的进一步改进，该自适应动态电压产生电路还辅助有开关周期转电流电路，该开关周期转电流电路将开关电源控制芯片内部OSC计时产生不同的控制信号，该控制信号开通该开关周期转电流电路内不同的电流支路，形成该开关周期转电流后的电压信号。

进一步地，该开关周期转电流电路包括逻辑控制模组、第二MOS管镜像模组、u个N型场效应管MN5；第二MOS管镜像模组包括M组电流支路，u、M均为不小于1的整数，该逻辑控制模组输出与电流支路的组数相对应的控制信号CTRL1～CTRLM；每一组电流支路均包括第一P型场效应管和第二P型场效应管；第一P型场效应管的栅极接收一个偏置电压BIASP，第一P型场效应管的漏极与第二P型场效应管的源极连接；第二P型场效应管的栅极接收相应控制信号；不同组之间的第一P型场效应管的源极连接，第二P型场效应管的漏极连接，且所有第二P型场效应管的漏极均与每个N型场效应管MN5的漏极连接；每个N型场效应管MN5的栅极连接该第一MOS管镜像模组的输入端，每个N型场效应管MN5的源极接地。

再进一步地，该随负载动态变化的自适应动态电压产生电路整体设计为模组以作为标准通用模块实用。

本实用新型的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，可以自动适应不同负载情况下的负载切换，动态检测更加精确，比传统方法大幅减小检测偏差，从而使输出电压的过冲小；同时设计了专门的电压转电流电路，消除电阻绝对值随工艺变化对自适应动态VREF电压的影响。

附图说明

图1为现有技术中的原边反馈式充电器的原理图；

图2为现有技术中CV模式下原边反馈充电器主要信号的波形图；

图3为传统开关电源动态检测的原理图；

图4为本实用新型随负载动态变化的自适应动态电压产生电路的原理图；

图5为应用于图4中自适应动态电压产生电路的电压转电流电路的电路图；

图6为图4中自适应动态电压VREF的应用示意图；

图7为本实用新型与传统电流-电压比较曲线图；

图8为电流Itotal与计数周期关系图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

本实施例的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路用于产生一个随负载动态变化的自适应动态电压VREF，这个自适应动态电压VREF应用于图3中比较器的反相端。正常工作情况下，充电器的辅助绕组的分压信号被采样得到采样电压FB，采样电压FB应该和自适应动态电压VREF保持一定差值。

采样电压FB是随输出电压实时变化的，而自适应动态电压VREF是变化很慢相对稳定的值，当采样电压FB突变量超过设定的电压差值则认为检测到负载大的变化，触发后续控制逻辑。本实用新型的OCP(逻辑模块控制)过流 点是连续可调，正常工作时变化缓慢，触发动态后OCP会迅速变化。

因此，本实用新型的动态检测是通过采样电压FB与一个随负载动态变化的自适应动态电压VREF进行比较，触发后经过一个逻辑模块控制OCP迅速变化以适应负载的突然变化，持续设定的周期后OCP恢复到正常工作那种缓慢变化状态，因为如果长时间保持OCP快速变化，系统可能会出现震荡。

如图4所示，随负载动态变化的自适应动态电压产生电路包括第一MOS管镜像模组、跟随器AMP1、电阻R8.跟随器AMP1的同相端接收一个基准电压给定值VREF1，反相端连接跟随器AMP1的输出端，且跟随器AMP1的输出端与电阻R8的一端连接。电阻R8的另一端连接第一MOS管镜像模组的输出端后作为该自适应动态电压VREF的输出端，该第一MOS管镜像模组的输入端接收开关电源控制芯片内部的开关周期转电流后的电压信号。

第一MOS管镜像模组包括P型场效应管MP1、v个P型场效应管MP2、N型场效应管MN1、n个N型场效应管MN2。v、n均为不小于1的整数，P型场效应管MP1的栅极和漏极相连，P型场效应管MP1的源极与栅极分别和P型场效应管MP2的源极与栅极连接。P型场效应管MP1的漏极和N型场效应管MN1的漏极连接，P型场效应管MP2的漏极和N型场效应管MN2的漏极连接。N型场效应管MN1的栅极接收开关周期转电流后的电压信号，其源极接地。N型场效应管MN2的栅极接收一个偏置电压BIASN，其源极接地。

请结合图5，该自适应动态电压产生电路可辅助有低通滤波电路、开关周期转电流电路、电压转电流电路。该低通滤波电路对该开关周期转电流后的电压信号滤波得到缓慢变化的电压。该开关周期转电流电路将开关电源控制芯片内部OSC计时产生不同的控制信号，该控制信号开通该开关周期转电流电路内不同的电流支路，形成该开关周期转电流后的电压信号。开关周期转电流后需要经过开关电容低通滤波得到缓慢变化的电压以保证系统稳定不振荡。

该低通滤波电路包括P型场效应管MP3、电阻R9、电容C7。其中P型场效应管MP3的漏极与该开关周期转电流电路的输出端连接，P型场效应管MP3 的栅极接收一定宽度的脉冲控制信号，P型场效应管MP3的源极与电阻R9的一端连接。电阻R9的另一端与N型场效应管MN1的栅极连接；电容C7一端与N型场效应管MN1的栅极连接，另一端接地。

该开关周期转电流电路包括逻辑控制模组、第二MOS管镜像模组、u个N型场效应管MN5。第二MOS管镜像模组包括M组电流支路，u、M均为不小于1的整数，该逻辑控制模组输出与电流支路的组数相对应的控制信号CTRL1～CTRLM。每一组电流支路均包括第一P型场效应管和第二P型场效应管。第一P型场效应管的栅极接收一个偏置电压BIASP，第一P型场效应管的漏极与第二P型场效应管的源极连接。第二P型场效应管的栅极接收相应控制信号。不同组之间的第一P型场效应管的源极连接，第二P型场效应管的漏极连接，且所有第二P型场效应管的漏极均与每个N型场效应管MN5的漏极连接。每个N型场效应管MN5的栅极与低通滤波电路的输入端连接，每个N型场效应管MN5的源极接地。

该电压转电流电路根据一个基准电压给定值VREF2输出该偏置电压BIASP。该电压转电流电路包括跟随器AMP2、P型场效应管MP4、P型场效应管MP5、N型场效应管MN3、N型场效应管MN4和电阻R7；其中跟随器AMP2的输出端与N型场效应管MN3的栅极连接，N型场效应管MN3的漏极与P型场效应管MP4的漏极和栅极、P型场效应管MP5的栅极均连接以引出该偏置电压BIASP；N型场效应管MN3的源极与电阻R7连接后接地；P型场效应管MP5的漏极与N型场效应管MN4的漏极连接；N型场效应管MN4的栅极引出该偏置电压BIASN，其源极接地。

请结合图6，CV恒压模式系统环路控制关系如下式：

$V_{o\_EA}=V_{REF3}+\frac{R_5}{R_6}*(V_{REF3}-V_{FB\_sample})---\left(2\right).$

如式(2)所示：VREF3是系统设置的一个基准电压值，R5和R6是调节放大器放大系数的电阻，VFB_sample是FB电压采样后的值，VO_EA通过CV控制模块决定在CV模式(输出恒压模式)功率管开关的工作周期。

对应不同负载VO_EA值不一样，因此FB电压与VREF3存在一个差值，不是固定不变的。因此在动态检测时比较器VREF电压必须随负载变化才能得到最佳动态检测性能。

请再次参阅图4及图5，m表示MOS管的数量，镜像电流MOS管都做成相同尺寸并做版图匹配处理。BIASP为PMOS提高偏置电压，BIASN为NMOS提供偏置电压。

电压转电流模块产生基准电流Iref

$I_{ref}=\frac{V_{REF2}}{R_7}---\left(3\right)$

式(3)中VREF2是一个基准电压，R7是电阻。

开关周期转电流模块工作原理如下：功率管开关周期通过内部OSC计时产生控制信号，开通不同电流支路。总电流Itotal如下式

Itotal＝(ctrl1*a+ctrl2*b+···+ctrlM*x)*Iref(4)

ctrl1、ctrl2、……、ctrlM用于表征控制信号CTRL1～CTRLM对应控制的电流支路的开通或关闭，取值为1或0，1代表开通，0代表关闭，a、b、x为对应电流支路的电流系数，Iref是基准电流。

自适应动态电压VREF计算如下

$V_{REF\_Adaptive}=V_{REF1}+R_8*(Itotal*\frac{v}{u}-n*I_{ref})---\left(5\right)$

式(5)中VREF1是一个基准电压，R8是电阻，v、u、n是mos晶体管数量。

把式(3)和式(4)带入式(5)得

式6中基准电压都是可以修调的，会受工艺偏差影响的只有R7和R8。

R7和R8做成匹配电阻，受工艺影响很小，因此自适应VREF电压受工艺偏差影响很小，不受电阻偏差影响，可以更精确控制。故，为了使采样电压FB与自适应动态电压VREF比较电压的差值可以不受工艺偏差影响精确控制，将 R7和R8做成匹配电阻以设计电阻电流相关联电路，并通过公式6体现，电阻电流相关联电路减小工艺偏差影响也是本实用新型的一个创新点。

综上所述，这个实用新型的优点是：受工艺偏差影响很小，动态比较电压差可以精确控制，以最优化动态响应。如图7所示，图7是本实用新型和传统电流---电压曲线，本实用新型可以自动适应不同负载情况下的负载切换，动态检测更加精确，比传统方法大幅减小检测偏差，从而使输出电压的过冲小。图8所示是功率管开关导通周期T_switch转电流的对应关系。横坐标是通过内部振荡器计量的T_switch数量，最大到1024；纵坐标是Itotal总电流，单位uA。

本实用新型核心优点是：比较基准电压随负载自动调整，最大程度减小比较电压差，使动态性能更好；设计专门电阻电流相关联电路，消除电阻绝对值随工艺变化对V_{REF_adaptive}的影响；电路注意匹配设计，使设计值偏差很小；本实用新型具有动态特性好，输出电压过冲小的优点。

另外，为了便于推广本实用新型，可以将本实用新型的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路整体设计为模组以作为标准通用模块实用。该标准通用模块可包括若干接线端，跟随器AMP2的同相端、逻辑控制模组的输入端、跟随器AMP1的同相端各连接一个接线端。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (7)

1.一种随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：其包括第一MOS管镜像模组、跟随器AMP1、电阻R8；跟随器AMP1的同相端接收一个基准电压给定值VREF1，反相端连接跟随器AMP1的输出端，且跟随器AMP1的输出端与电阻R8的一端连接；电阻R8的另一端连接第一MOS管镜像模组的输出端后作为该自适应动态电压VREF的输出端，该第一MOS管镜像模组的输入端接收开关电源控制芯片内部的开关周期转电流后的电压信号。

2.如权利要求1所述的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：第一MOS管镜像模组包括P型场效应管MP1、v个P型场效应管MP2、N型场效应管MN1、n个N型场效应管MN2；其中，v、n均为不小于1的整数，P型场效应管MP1的栅极和漏极相连，P型场效应管MP1的源极与栅极分别和P型场效应管MP2的源极与栅极连接；P型场效应管MP1的漏极和N型场效应管MN1的漏极连接，P型场效应管MP2的漏极和N型场效应管MN2的漏极连接；N型场效应管MN1的栅极接收开关周期转电流后的电压信号，其源极接地；N型场效应管MN2的栅极接收一个偏置电压BIASN，其源极接地。

3.如权利要求1所述的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：该自适应动态电压产生电路辅助有低通滤波电路，该低通滤波电路对该开关周期转电流后的电压信号滤波得到缓慢变化的电压。

4.如权利要求3所述的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：该低通滤波电路包括P型场效应管MP3、电阻R9、电容C7，其中P型场效应管MP3的漏极接收该开关周期转电流后的电压信号，P型场效应管MP3的栅极接收一定宽度的脉冲控制信号，P型场效应管MP3的源极与电阻R9的一端连接，电阻R9的另一端与该第一MOS管镜像模组的输入端连接；电容C7一端与该第一MOS管镜像模组的输入端连接，另一端接地。

5.如权利要求1所述的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：该自适应动态电压产生电路还辅助有开关周期转电流电路，该开关周期转电流电路将开关电源控制芯片内部OSC计时产生不同的控制信号，该控制信号开通该开关周期转电流电路内不同的电流支路，形成该开关周期转电流后的电压信号。

6.如权利要求5所述的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：该开关周期转电流电路包括逻辑控制模组、第二MOS管镜像模组、u个N型场效应管MN5；第二MOS管镜像模组包括M组电流支路，u、M均为不小于1的整数，该逻辑控制模组输出与电流支路的组数相对应的控制信号CTRL1～CTRLM；每一组电流支路均包括第一P型场效应管和第二P型场效应管；第一P型场效应管的栅极接收一个偏置电压BIASP，第一P型场效应管的漏极与第二P型场效应管的源极连接；第二P型场效应管的栅极接收相应控制信号；不同组之间的第一P型场效应管的源极连接，第二P型场效应管的漏极连接，且所有第二P型场效应管的漏极均与每个N型场效应管MN5的漏极连接；每个N型场效应管MN5的栅极连接该第一MOS管镜像模组的输入端，每个N型场效应管MN5的源极接地。

7.如权利要求6所述的随负载动态变化的自适应动态电压产生电路，其特征在于：该随负载动态变化的自适应动态电压产生电路整体设计为模组以作为标准通用模块实用。