CN204810145U - 开关型直流-直流电源转换器 - Google Patents

Abstract

一种开关型直流-直流电源转换器，包括两个功率开关：PMOS管和NMOS管，PMOS的漏极和NMOS管的漏极连接，该端接一电感，电感接分压电路的一端，电容连接在NMOS管的源极和漏极之间，分压电路的低电势端与NMOS管的源极连，一电感电流检测电路的两个输出分别接第一电平产生电路和第二电平产生电路的输入，第一驱动电路的高电平输入接电源，第二驱动的低电平输入接NMOS管的源极，第一电平产生电路的输出接第一驱动电路的低电平输入，第二电平产生电路的输出接第二驱动电路的高电平输入。本实用新型可以获得较小的导通损耗，提高转化效率。

Description

开关型直流-直流电源转换器

技术领域

本实用新型涉及一种电源转换器，尤其是一种开关型直流-直流电源转换器。

背景技术

开关型直流-直流电源转换器已被广泛应用，通常能比线性电源转换器实现更高的电源转化效率。随着便携式电子设备不断发展，用户越来越关系电源效率，以便对于固定容量的锂电池可以支持更长的使用时间。为了实现这一目标，有必要进一步提高电源转化效率。

下面分析下降压型同步直流-直流转换器的损耗。图1是现有技术的降压型同步直流-直流转换器原理图，其输出电压VO经过电阻R1和电阻R2分压后，分压的电压和环路控制器(FB)的一个内部的参考电压进行比较，并根据比较结果来调整功率开关PMOS(MP1)驱动信号PPWM和功率开关NMOS(MN1)的驱动信号NPWM的占空比，从而改变功率开关PMOS(MP1)和功率开关NMOS(MN1)的输出电压，PMOS(MP1)导通的占空比与功率开关的输出电压呈正比，其中PDRV和NDRV分别表示功率开关MP1和MN1的驱动电路。通常连续模式下功率开关PMOS(MP1)驱动信号PPWM的占空比与功率开关NMOS(MN1)的驱动信号NPWM的占空比互补，即如果PPWM的占空比为D，NNPWM的占空比为1-D，其中D为0至1之间的数。

降压型同步直流-直流转换器的效率损失一般由两部分组成，一部分为功率开关导通的损耗，另一部分为功率开关进行开关动作时对其栅极寄生电容充放电导致的能量损失。

一个开关周期内功率开关MP1的导通损耗计算公式为：

P1＝D.Ts.I².R_PON

其中D为PPWM信号的占空比，Ts为开关周期，I为MP1的平均电流，R_PON为开关MP1导通时的导通电阻。

一个开关周期内功率开关MN1的导通损耗计算公式为：

P2＝D.Ts.I².R_NON

其中D为PPWM信号的占空比，Ts为开关周期，I为MN1的平均电流(一般MN1和MP1的平均电流相等，且等于电感电流的平均值)，R_NON为开关MN1导通时的导通电阻。

一个开关周期内功率开关MP1的寄生电容充放电能量损耗计算公式为:

$P3=\frac{1}{2}.C_P.{\mathrm{VSP}}^2$

其中C_P为MP1的栅极寄生电容，VSP为功率开关MP1的栅极电压摆幅。一个开关周期内功率开关MN1的寄生电容充放电能量损耗计算公式为:

$P4=\frac{1}{2}.C_N.{\mathrm{VSN}}^2$

其中C_N为MN1的栅极寄生电容，VSN为功率开关MN1的栅极电压摆幅。对于功率开关MP1在一个开关周期内消耗的能量为:P1+P3

对于功率开关MN1在一个开关周期内消耗的能量为:P2+P4

而 $R_{PON}=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_P.C_{OXP}.\left(\frac{W_P}{L_P}\right)\·\left(\begin{array}{cc}VSP& VTP\end{array}\right)}$

其中W_P为MP1的沟道宽度，μ_P为功率开关MP1的载流子迁移率，C_OXP为功率开关MP1的栅氧电容，L_P为功率开关MP1的沟道长度，VDD为电源电压，VTP为功率开关MP1的阈值电压。

$R_{NON}=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_N.C_{OXN}.\left(\frac{W_N}{L_N}\right).\left(\begin{array}{cc}VSN& VTN\end{array}\right)}$

其中W_N为功率开关MN1的沟道宽度，μ_N为功率开关MN1的载流子迁移率，C_OXN为功率开关MN1的栅氧电容，L_P为功率开关MN1的沟道长度，VDD为电源电压，VTN为功率开关MN1的阈值电压。

所以P1与VSP成反比，P2与VSN成反比，P3与VSP成正比，P4与VSN成正比。

当电流I较大时，P1相对P3大很多，P2相对P4大很多，所以在总功耗上P1和P2占主要，当电流I较小时，P1相对P3来说很小，P2相对P4来说很小，所以在总功耗上P3和P4占主要，由上可知，P1与VSP成反比，P2与VSN成反比，P3与VSP成正比，P4与VSN成正比，R_PON反比于VSP，R_NON反比于VSN，因此当电流I较大时，应该取较大的VSP和VSN，当电流I较小时，应该取较小的VSP和VSN，也就是VSP和VSN应与电流I呈正比，虽然减小VSP和VSN会稍微增加P1和P2，但由于其本身很小(因为I²很小),所以减小VSP和VSN仍能减小总功耗(P1+P2+P3+P4)。

所以需要根据负载电流的大小正比调整功率开关MP1的栅极电压摆幅和功率开关MN1的栅极电压摆幅。

有鉴于此，特提出本实用新型。

实用新型内容

本实用新型要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种降低作为功率开关的MOS管栅极上消耗的导通损耗从而提高直流-直流电源转换器电源转化效率的开关型直流-直流电源转换器。

为解决上述技术问题，本实用新型采用技术方案的基本构思是：

一种开关型直流-直流电源转换器，包括作为第一功率开关的PMOS管，第一驱动电路、作为第二功率开关的NMOS管、第二驱动电路、分压电路、电容和电感，所述第一驱动电路的输出端连接作为第一功率开关的PMOS管的栅极，第二驱动电路的输出端连接作为第二功率开关的NMOS管的栅极，作为第一功率开关的PMOS管的漏极和作为第二功率开关的NMOS管的漏极连接，且该端连接所述电感，所述作为第一功率开关的PMOS管的源极和衬底用以连接电源，所述电感连接所述分压电路的高电势输入端，所述电容连接在所述作为第二功率开关的NMOS管的源极和漏极之间，所述分压电路的低电势端与所述作为第二功率开关的NMOS管的源极相连，还包括用于采集并输出正比于负载电流的电感电流的电感电流检测电路、产生正比于负载电流的电压的第一电平产生电路和产生正比于负载电流的电压的第二电平产生电路，所述电感电流检测电路的两个输出端分别连接所述第一电平产生电路和第二电平产生电路的输入端，所述第一驱动电路的高电平输入端用以连接电源，所述第二驱动电路的低电平输入端连接所述作为第二功率开关的NMOS管的源极，所述第一电平产生电路的输出端连接所述第一驱动电路的低电平输入端，所述第二电平产生电路的输出端连接所述第二驱动电路的高电平输入端。

进一步地，包括环路控制器，所述分压电路的输出端连接所述环路控制器的输入端，所述环路控制器的两个输出端分别连接第一驱动电路的输入端和第二驱动电路的输入端。

优选的，所述第一电平产生电路包括电流镜、第一运放和第一降压电阻，所述电感电流检测电路的一个输出端连接所述电流镜的输入端，所述电流镜的输出端连接第一运放的同相输入端，所述第一运放的同相输入端和作为第一功率开关的PMOS管的源极之间连接所述第一降压电阻，所述第一运放的反相输入端和输出端连接所述第一驱动电路的低电平输入端。

优选的，所述电流镜包括两个场效应管，所述两个场效应管的栅极连接，所述电感电流检测电路的输出端连接其中一个场效应管的漏极，另一个场效应管的漏极连接所述第一运放的同相输入端，与所述电感电流检测电路输出端连接的场效应管的栅极和漏极相连，所述两个场效应管的衬底和源极四个管脚接地。

优选的，所述电流镜中的两个场效应管均为NMOS管。

优选的，所述第二电平产生电路包括第二运放和第二降压电阻，所述电感电流检测电路的一个输出端连接所述第二运放的同相输入端，在所述电感电流检测电路和所述第二运放的同相输入端的连接线路上连接所述第二降压电阻，所述第二运放的反相输入端和输出端连接所述第二驱动电路的高电平输入端。

优选的，所述电感电流检测电路为输出小于负载电感电流峰值或平均值的电感电流的电路。

优选的，所述电感电流检测电路为输出小于负载电感电流峰值或平均值的电感电流的电路。

优选的，所述第一驱动电路的输出端的电压等于其高电平输入端的电压或者等于其低电平输入端的电压，

所述第二驱动电路的输出端的电压等于其高电平输入端的电压或者等于其低电平输入端的电压。

采用上述技术方案后，本实用新型与现有技术相比具有以下有益效果：通过本实用新型可以使作为第一功率开关的PMOS管的栅极电压摆幅和作为第二功率开关的NMOS管的栅极电压摆幅与电感电流呈正比变化，从而获得较小的导通损耗，进而提高开关型直流-直流电源转换器的转化效率。

附图说明

图1是是现有技术的降压型同步直流-直流转换器原理图；

图2是本实用新型开关型直流-直流电源转换器的一种原理图；

图3是本实用新型开关型直流-直流电源转换器的具体电路图；

图4和图5分别是第一电平产生电路和第二电平产生电路的具体电路图。

图中：环路控制器—FB电源—VDD作为第一功率开关的PMOS管--MP1第一驱动电路—PDRV作为第二功率开关的NMOS管--MN1第二驱动电路—NDRV第一电阻--R1第二电阻--R2电感--L1电容--C1开关型直流-直流电源转换器的输出端—VO电感电流检测电路—JC第一电平产生电路--D1第二电平产生电路--D2第一运放--OP1第一降压电阻--R3第一场效应管--MN3第二场效应管--MN4第二运放--OP2第二降压电阻--R4

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，对本实用新型作进一步说明，以助于理解本实用新型的内容。

如图2所示，一种开关型直流-直流电源转换器，包括环路控制器FB、作为第一功率开关的PMOS管MP1，第一驱动电路PDRV、作为第二功率开关的NMOS管MN1、第二驱动电路NDRV、由第一电阻R1和第二电阻R2组成的分压电路、电感L1和电容C1，所述环路控制器FB的两个输出端分别连接第一驱动电路PDRV的输入端和第二驱动电路NDRV的输入端，第一驱动电路PDRV的输出端连接作为第一功率开关的PMOS管MP1的栅极，第二驱动电路NDRV的输出端连接作为第二功率开关的NMOS管MN1的栅极，作为第一功率开关的PMOS管MP1的漏极和作为第二功率开关的NMOS管MN1的漏极连接，该端连接所述电感L1后作为开关型直流-直流电源转换器的输出端VO，所述作为第一功率开关的PMOS管的电源端用以连接电源VDD，所述电感L1连接所述分压电路的高电势输入端，所述电容C1连接在所述作为第二功率开关的NMOS管的源极和漏极之间，所述分压电路的低电势端与所述作为第二功率开关的NMOS管的源极相连，还包括用于采集并输出正比于负载电流的电感电流检测电路JC、产生正比于负载电流的电压的第一电平产生电路D1和产生正比于负载电流的电压的第二电平产生电路D2，所述电感电流检测电路JC的两个输出端分别连接所述第一电平产生电路D1和第二电平产生电路D2的输入端，所述第一驱动电路的高电平输入端连接所述电源VDD，所述第二驱动电路的低电平输入端连接所述作为第一功率开关的PMOS管的源极，所述第一电平产生电路D1的输出端连接所述第二驱动电路NDRV的低电平输入端，所述第二电平产生电路D2的输出端连接所述第二驱动电路NDRV的高电平输入端。

本实用新型的原理是：当检测到的电感电流较小时，第一电平产生电路D1产生的低电平抬高，也就抬高了作为第一功率开关的PMOS管MP1的栅极电压的低电平，同时降低第二驱动电路NDRV的高电平，也就降低了作为第二功率开关的NMOS管MN1栅极电压的高电平，这样就实现减小了作为第一功率开关的PMOS管MP1栅极的电压摆幅VSP和的作为第二功率开关的NMOS管MN1栅极的电压摆幅VSN，从而在负载电路较小时降低在两个功率开关栅极上消耗的导通损耗。

反之，当检测到的电感电流较大时，第一电平产生电路D1产生的低电平降低，也就降低了作为第一功率开关的PMOS管MP1的栅极电压的低电平，同时抬高第二驱动电路NDRV的高电平，也就抬高了作为第二功率开关的NMOS管MN1栅极电压的高电平，这样就实现增大了作为第一功率开关的PMOS管MP1栅极的电压摆幅VSP和的作为第二功率开关的NMOS管MN1栅极的电压摆幅VSN，从而在负载电路较大时减小两个功率开关的导通损耗。

注：第一驱动电路PDRV的最高输入电压为VDD，最低输入电压为作为第一功率开关的PMOS管的第一电平产生电路的输出电压。功率开关MP1的栅极电压摆幅(即VDD减去第一电平产生电路的输出电压)，因此提高第一电平产生电路的输出电压，即可以减小功率开关MP1的栅极电压摆幅。反之同理。

所以通过本实用新型可以使作为第一功率开关的PMOS管MP1的栅极电压摆幅VSP和作为第二功率开关的NMOS管MN1的栅极电压摆幅VSN与电感电流呈正比变化，从而获得较小的导通损耗，进而提高开关型直流-直流电源转换器的转化效率。

所述环路控制器是为了根据输出电压产生负反馈控制以控制两个功率开关的驱动电路的占空比的，也可以采用其他的负反馈的电路进行替换。

参照图3，优选的，所述作为第一功率开关的PMOS管MP1驱动低电平产生电路包括电流镜、第一运放OP1和第一降压电阻R3，所述电感电流检测电路JC的一个输出端连接所述电流镜的输入端，所述电流镜的输出端连接第一运放OP1的同相输入端，所述第一运放OP1的同相输入端和作为第一功率开关的PMOS管MP1的电源端之间连接所述第一降压电阻R3，所述第一运放OP1的反相输入端和输出端连接所述第二驱动电路NDRV的低电平输入端。

再参照图3，优选的，所述电流镜包括两个场效应管，分别为第一场效应管MN3和第二场效应管MN4，第一场效应管MN3和第二场效应管MN4的栅极连接，所述电感电流检测电路JC的输出端连接第一场效应管MN3的漏极，第二场效应管MN4的漏极连接所述第一运放OP1的同相输入端，第一场效应管MN3的栅极和漏极相连，第一场效应管MN3和第二场效应管MN4的衬底和源极四个管脚接地。该电流镜可以使流过第一降压电阻R3的电流与电感电路检测电路JC输出的电感电流相等，且该电流镜结构简单，从而简化电路结构，节省成本。

第一场效应管MN3和第二场效应管MN4均为NMOS管。

仍参照图3，优选的，所述第二电平产生电路D2包括第二运放OP2和第二降压电阻R4，所述电感电流检测电路JC的一个输出端连接所述第二运放OP2的同相输入端，在所述电感电流检测电路JC和所述第二运放OP2的同相输入端的连接线路上连接所述第二降压电阻R4，所述第二运放OP2的反相输入端和输出端连接所述第二驱动电路NDRV的高电平输入端。

所述电感电流检测电路JC为输出小于负载电感电流峰值或平均值的电感电流的电路，因为如果以1:1采样电感电流，例如电感电流为1A，则采样电路也将额外消耗至少1A的电流，则产生巨大功率损耗。如果仅采样1/1000，则采样电路消耗的功率损耗降低至1/1000.

上述第一电平产生电路D1和第二电平产生电路D2实现其功能的原理是：由电感电流检测电路JC输出以一定比例采样的电流采样信号IS1和IS2，一个例子是IS1和IS2为电感电流峰值或平均值的1/1000，第一电流IS1经过电流镜，流经第一降压电阻R3，产生参考电压VR1，第一运放OP1调整使得第一运放OP1的输出电压VPL等于其同相输入端的输入电压VR1，这样电源VDD和第一运放OP1输出端之间的电压差(其等于作为第一功率开关的PMOS管MP1栅极的电压摆幅VSP)等于第一降压电阻R3上的电压降(等于IS1*R3，其中IS1为电流采样信号IS1的电流值，R3为第一降压电阻R3的电阻值)，并正比于电感电流IS1。电感电流检测电路JC产生的电感电流采样信号IS2流经第二降压电阻R4，产生参考电压VR2，第二运放OP2调整使得其输出电压VNH等于其同相输入端的输入电压VR2，第二降压电阻R4上的电压降等于IS2*R4，其中此处IS2为电流采样信号IS2的电流值，R4为电阻R4的电阻值。

采用上述具体的低电平产生电路和高电平产生电路是因为该两种电路结构简单，易于实现，成本低。

参见图4，为第一驱动电路，其包括两个P沟道场效应管，分别为MPd1和MPd2，和两个N沟道场效应管，分别为MNd1和MNd2，所述两个P沟道场效应管MPd1和MPd2的衬底、漏极四个管脚均与电源VDD连接，两个N沟道场效应管MNd1和MNd2的衬底、漏极四个管脚相连连接第一电平产生电路的输出端，其中一个P沟道场效应管MPd1的栅极和一个N沟道场效应管MNd1的栅极连接，该端连接所述环路控制器FB的输出端，另一P沟道场效应管MPd2的栅极和另一N沟道场效应管MNd2的栅极连接，该端作为输出端连接所述作为第一功率开关的PMOS管MP1的栅极。

参见图5，为第二驱动电路，其包括两个P沟道场效应管，分别为MPd3和MPd4，和两个N沟道场效应管，分别为MNd3和MNd4，所述两个P沟道场效应管MPd3和MPd4的衬底、漏极四个管脚均与第二电平产生电路的输出端连接，两个N沟道场效应管MNd3和MNd4的衬底、漏极四个管脚相连接地，其中一个P沟道场效应管MPd3的栅极和一个N沟道场效应管MNd3的栅极连接，该端连接所述环路控制器FB的输出端，另一P沟道场效应管MPd4的栅极和另一N沟道场效应管MNd4的栅极连接，该端作为输出端连接所述NMOS管MP2的栅极。

上述的PMOS管指P沟道绝缘栅型场效应管，NMOS管指N沟道绝缘栅型场效应管。

优选的，所述第一驱动电路PDRV的输出端的电压等于其高电平输入端的电压或者等于其低电平输入端的电压，

所述第二驱动电路NDRV的输出端的电压等于其高电平输入端的电压或者等于其低电平输入端的电压。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (9)

1.一种开关型直流-直流电源转换器，包括作为第一功率开关的PMOS管，第一驱动电路、作为第二功率开关的NMOS管、第二驱动电路、分压电路、电容和电感，所述第一驱动电路的输出端连接作为第一功率开关的PMOS管的栅极，第二驱动电路的输出端连接作为第二功率开关的NMOS管的栅极，作为第一功率开关的PMOS管的漏极和作为第二功率开关的NMOS管的漏极连接，且该端连接所述电感，所述作为第一功率开关的PMOS管的源极和衬底用以连接电源，所述电感连接所述分压电路的高电势输入端，所述电容连接在所述作为第二功率开关的NMOS管的源极和漏极之间，所述分压电路的低电势端与所述作为第二功率开关的NMOS管的源极相连，其特征在于，还包括用于采集并输出正比于负载电流的电感电流的电感电流检测电路、产生正比于负载电流的电压的第一电平产生电路和产生正比于负载电流的电压的第二电平产生电路，所述电感电流检测电路的两个输出端分别连接所述第一电平产生电路和第二电平产生电路的输入端，所述第一驱动电路的高电平输入端用以连接电源，所述第二驱动电路的低电平输入端连接所述作为第二功率开关的NMOS管的源极，所述第一电平产生电路的输出端连接所述第一驱动电路的低电平输入端，所述第二电平产生电路的输出端连接所述第二驱动电路的高电平输入端。

2.根据权利要求1所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，包括环路控制器，所述分压电路的输出端连接所述环路控制器的输入端，所述环路控制器的两个输出端分别连接第一驱动电路的输入端和第二驱动电路的输入端。

3.根据权利要求1所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，所述第一电平产生电路包括电流镜、第一运放和第一降压电阻，所述电感电流检测电路的一个输出端连接所述电流镜的输入端，所述电流镜的输出端连接第一运放的同相输入端，所述第一运放的同相输入端和作为第一功率开关的PMOS管的源极之间连接所述第一降压电阻，所述第一运放的反相输入端和输出端连接所述第一驱动电路的低电平输入端。

4.根据权利要求3所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，所述电流镜包括两个场效应管，所述两个场效应管的栅极连接，所述电感电流检测电路的输出端连接其中一个场效应管的漏极，另一个场效应管的漏极连接所述第一运放的同相输入端，与所述电感电流检测电路输出端连接的场效应管的栅极和漏极相连，所述两个场效应管的衬底和源极四个管脚接地。

5.根据权利要求4所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，所述电流镜中的两个场效应管均为NMOS管。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，所述第二电平产生电路包括第二运放和第二降压电阻，所述电感电流检测电路的一个输出端连接所述第二运放的同相输入端，在所述电感电流检测电路和所述第二运放的同相输入端的连接线路上连接所述第二降压电阻，所述第二运放的反相输入端和输出端连接所述第二驱动电路的高电平输入端。

7.根据权利要求1-5中任一项所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，所述电感电流检测电路为输出小于负载电感电流峰值或平均值的电感电流的电路。

8.根据权利要求6所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，所述电感电流检测电路为输出小于负载电感电流峰值或平均值的电感电流的电路。

9.根据权利要求1-5中任一项所述的开关型直流-直流电源转换器，其特征在于，

所述第一驱动电路的输出端的电压等于其高电平输入端的电压或者等于其低电平输入端的电压，

所述第二驱动电路的输出端的电压等于其高电平输入端的电压或者等于其低电平输入端的电压。