CN204090187U - 用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源 - Google Patents
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Abstract
提供一种用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源，所述柔性感应加热电源包括：感应加热电源主电路，连接到交流电网，接收交流电；控制电路，产生脉宽调制PWM信号；驱动电路，连接到控制电路和感应加热电源主电路之间，接收控制电路产生的PWM信号，以驱动感应加热电源主电路；保护电路，连接到感应加热电源主电路，以防止感应加热电源主电路出现过压、过热、过流、缺相中的至少一种，其中，感应加热电源主电路根据驱动电路的驱动产生电压信号，将所述电压信号施加到缠绕在风机轴承上的多芯电缆，使得多芯电缆发生感应加热，导致风机轴承与风机主轴之间由于温度差而产生间隙，以对风机轴承进行拆装。
Description
技术领域
本实用新型属于风力发电领域，涉及一种用于大中型风机轴承拆装的柔性感应加热电源。
背景技术
兆瓦级(例如2.5MW)风力发电机(简称风机)的主轴轴承体积和重量大，而风力发电场一般地理位置偏僻(以荒滩、山地、草原和海边为主)，将主轴和轴承一起运输回厂房完成拆卸和装配的成本较高。因此，风力发电机制造企业希望开发出一种能够兼顾主轴轴承拆卸和装配的装置，而且该装置适用范围广且体积小易于搬运。图1示出了风机主轴与风机轴承的拆装的示意图。
目前应用较为普遍的轴承拆装方法包括以下三种：机械法、注油法和温差法。机械法为传统方法，包括击卸法、压力法和拉拔法。注油法在大型轴承拆卸上替代机械法已经得到广泛应用。温差法就是通过轴和轴承之间的温差产生间隙完成拆装，具体包括干冰降温法、油浴法、烘烤法、火焰加热法和感应加热法。在拆卸过程中，必须明确轴承拆卸的注意事项：避免损伤轴，不能通过滚动体传递拆卸力，当轴承需要重新使用时，尽量避免损坏轴承。
感应加热法通过电磁感应的方法来加热轴承。此方法是目前过盈配合工件拆卸的主流研究方向，与其它类型的加热技术相比，感应加热法具有显著的优势：
(1)感应加热属于非接触式加热，因此加热中不会给加热对象(工件)带入杂质；
(2)感应加热的加热功率和区域可以得到准确而快速的控制，因此局部加热和温度控制实现容易；
(3)感应加热过程中不会产生污染物且噪音小。
感应加热技术早在19世纪末就已经出现在工业应用中，但由于当时没有好的技术手段来生成和控制用于感应加热的高频率电流(只能由体积巨大的中频发电机组作为交流电源)，所以感应加热技术一直发展缓慢。直到1958年美国研制出第一个半导体可控硅(后称晶闸管，SCR)之后，感应加热技术伴随着电力电子器件性能的不断改进而飞速发展。
感应加热电源的输出频率是影响加热效果的主要参数，工业上按照交流电源工作频率的不同，将电磁感应加热技术的应用领域划分为低频领域、中频领域、超音频领域和高频领域。
低于500Hz的交流电一般称为低频电，而感应线圈中的电流频率越低则涡流在导体内的分布越均匀，同时加热速度也越慢，因此低频感应加热主要用于加热速度没有严格要求的大型工件透热和保温。虽然随着半导体器件性能的不断改进，由全控型开关器件组成的逆变电源在性能上已经超越了工频电源(电网提供的工业用电，50～60Hz不等)，但由于工频电源价格便宜、容量较大等优点，目前工业上仍以工频感应加热装置为主。
1-20kHz的交流电一般称为中频电，在半导体开关器件发明之前只有中频发电机组能提供中频交流电，但中频发电机组体积大且控制不易，所以自20世纪70年代开始由半导体开关器件组成的逆变电源已逐经步取代中频发电机组。而功率金属氧化物半导体场效应管(power MOSFET)和绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等大容量开关器件的出现则进一步提升了中频逆变电源的容量，目前欧美最大容量的中频感应加热电源容量已经达到MW级，而国内同类型电源单机容量低于200kW。
25-100kHz的交流电一般称为超音频电，随着半导体开关器件的出现，感应加热技术才逐步涉及这个领域。目前，日本在超音频感应加热电源的研制技术上处于领先地位，早在20世纪90年代就开发出了基于IGBT的MW级逆变电源。由于国内电力电子技术的落后，国内超音频逆变电源的研制虽然起步早但是与国外的差距依然巨大，目前同类产品的容量只有几十kW。
100kHz以上的交流电一般称为高频电，由于电力电子技术的发展不足，国内研究较少涉及这个领域，日本和欧美的发展方向则略有不同，其中日本以静电感应晶体管(SIT)技术为主，欧美则主攻MOSFET技术，两者逆变电源容量相差无几，都已达到MW级别。
虽然我国感应加热技术研究的起步时间与国外差距不大，但是直到20世纪80年代国内感应加热技术才开始快速发展。目前，国内感应加热装置的加热对象类型单一，工作频率恒定，加热对象温度分布不可控，并不能满足现代机械装备制造业对于感应加热产品越来越多样性的需求。
实用新型内容
为了克服上述缺陷，提供一种用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源，所述柔性感应加热电源包括：感应加热电源主电路，连接到交流电网，接收交流电；控制电路，产生脉宽调制PWM信号；驱动电路，连接到控制电路和感应加热电源主电路之间，接收控制电路产生的PWM信号，以驱动感应加热电源主电路；保护电路，连接到感应加热电源主电路，以防止感应加热电源主电路出现过压、过热、过流、缺相中的至少一种，其中，感应加热电源主电路根据驱动电路的驱动产生电压信号，将所述电压信号施加到缠绕在风机轴承上的多芯电缆，使得多芯电缆发生感应加热，导致风机轴承与风机主轴之间由于温度差而产生间隙，以对风机轴承进行拆装。
控制电路控制PWM信号的移相角的大小，从而调节柔性感应加热电源的功率。
感应加热电源主电路包括：整流电路，连接到交流电网，接收交流电；桥式可控逆变电路，连接到整流电路，并且包括桥式连接的四个绝缘栅双极型晶体管IGBT；谐振回路，连接到桥式可控逆变电路，并且包括多个并联的谐振电容器，其中，驱动电路连接到桥式可控逆变电路，将控制电路产生的PWM信号施加到IGBT上，控制IGBT的导通和截止，其中，缠绕在风机轴承上的多芯电缆连接到谐振回路的两端。
控制电路控制PWM信号的频率，以使得柔性感应加热电源的输出信号的频率实时跟踪由谐振电容器和缠绕在风机轴承上的多芯电缆所构成的LC振荡电路的谐振频率。
交流电为三相交流电，并且整流电路包括并联连接的三对二极管，三对二极管之间的节点分别连接到三相交流电中的相应交流电。
保护电路包括：电压传感器，连接到整流电路的输出端或桥式可控逆变电路的输入端，接收整流电路的输出电压或桥式可控逆变电路的输入电压；过压保护电路，连接到电压传感器，从电压传感器接收整流电路的输出电压或桥式可控逆变电路的输入电压，将整流电路的输出电压或桥式可控逆变电路的输入电压转换为用于过压保护的模拟信号；模数转换器，连接到过压保护电路，从过压保护电路接收用于过压保护的模拟信号，并将用于过压保护的模拟信号转换为数字信号；现场可编程门阵列FPGA，连接到模数转换器，从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过压保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过压保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
保护电路还包括：温度传感器，连接到桥式可控逆变电路的IGBT，感测IGBT的温度；过热保护电路，连接到温度传感器，从温度传感器接收IGBT的温度，将IGBT的温度转换为用于过热保护的模拟信号，其中，模数转换器连接到过热保护电路，从过热保护电路接收用于过热保护的模拟信号，并将用于过热保护的模拟信号转换为数字信号，其中，FPGA从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过热保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过热保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
保护电路还包括：电流传感器，连接到缠绕在风机轴承上的多芯电缆所在的负载回路，感测负载回路的电流；过流保护电路，连接到电流传感器，接收负载回路的电流，将负载回路的电流转换为用于过流保护的模拟信号，其中，模数转换器连接到过流保护电路，从过流保护电路接收用于过流保护的模拟信号，并将用于过流保护的模拟信号转换为数字信号，其中，FPGA从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过流保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过流保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
保护电路还包括：缺相传感器，连接到交流电中的两相交流电之间，感测两相交流电之间的相间电压；缺相保护电路，连接到缺相传感器，接收相间电压，将相间电压转换为用于缺相保护的模拟信号，其中，模数转换器连接到缺相保护电路，从缺相保护电路接收用于缺相保护的模拟信号，并将用于缺相保护的模拟信号转换为数字信号，其中，FPGA从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定缺相保护阈值进行比较，如果转换的数字信号小于预定缺相保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
控制电路在接收到故障信号之后停止产生PWM信号，以保护柔性感应加热电源。
通过采用本实用新型的用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源，通过将多芯电缆缠绕在将被加热的金属工件(例如风机轴承)上，不需要移动金属工件；金属工件加热过程中无燃料消耗，并且绝缘物消耗很小，绝缘带能够重复使用50次以上，减少了处理费用；利用在工件材料内部的感应电流加热，可使整个加热区域保持均匀，避免了由于局部高温产生的工件表面损坏；与常规的加热方式相比，使用感应加热缩短了加热时间；避免操作人员接触因气体加热和电阻加热带来的火焰、爆炸性气体以及高温的元件；可实现超过90％的利用率，为工件传输更多的能量，提高电源效率。
附图说明
通过结合附图，从下面的实施例的描述中，本实用新型这些和/或其它方面及优点将会变得清楚，并且更易于理解，其中：
图1是示出风机主轴与风机轴承的拆装的示意图；
图2是示出根据本实用新型的用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源的框图；
图3是示出根据本实用新型的用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源的操作示意图；
图4是示出根据本实用新型的柔性感应加热电源、多芯电缆以及风机轴承之间的连接的示意图；
图5是事件管理器的功能框图；
图6是模数转换器的原理框图；
图7是中断结构的示意图；
图8是复位信号发生电路的示意图；
图9是比较单元的框图；
图10是电流反馈信号调理电路的示意图；
图11是隔离放大电路的示意图；
图12是根据本实用新型的驱动电路的示意图；
图13是根据本实用新型的保护电路的结构框图；
图14是根据本实用新型的过压保护电路的结构框图；
图15是根据本实用新型的过热保护电路的结构框图；
图16是根据本实用新型的过流保护电路的结构框图；
图17是根据本实用新型的缺相保护电路的结构框图；
图18是示出用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源控制方法的流程图；
图19是示出柔性感应加热电源的锁相环过程的流程图；
图20是示出桥式可控逆变电路的驱动信号的波形图；
图21是示出根据本实用新型的模糊PI控制的框图。
具体实施方式
下面参照附图来描述本实用新型的实施例。
在本实用新型中，以多芯电缆缠绕工件(例如风机轴承)来取代固定结构的感应线圈，基于软件锁相环(SPLL)实现感应加热电源输出频率对负载谐振频率的实时跟踪，对逆变电路采用移相脉宽调制(PWM)策略实现电源功率的闭环模糊比例积分(PI)控制，基于电源中的可编程逻辑控制器(PLC)和温度传感器实现被加热工件的温度控制，从而达到被加热对象的温度均匀分布和温度上升速度可控的目的。
图2是示出根据本实用新型的用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源的框图。
参照图2，柔性感应加热电源包括加热电源主电路1、控制电路2、驱动电路3和保护电路4。
感应加热电源主电路1连接到交流电网，接收交流电，例如三相交流电。
控制电路2连接到驱动电路3，产生PWM信号，并控制PWM信号的移相角的大小，从而调节柔性感应加热电源的功率。
驱动电路3连接到控制电路2和感应加热电源主电路1，接收控制电路2产生的PWM信号，以驱动感应加热电源主电路1。
感应加热电源主电路1根据驱动电路3的驱动产生电压信号，将所述电压信号施加到缠绕在风机轴承上的多芯电缆，使得多芯电缆发生感应加热，导致风机轴承与风机主轴之间由于温度差而产生间隙，以对风机轴承进行拆装。
保护电路4连接到感应加热电源主电路1，以防止感应加热电源主电路1出现过压、过热、过流、缺相中的至少一种。
图3是示出根据本实用新型的柔性感应加热电源的电源主电路的框图。
参照图3，感应加热电源主电路1包括整流电路11、桥式可控逆变电路12和谐振回路13。
整流电路11连接到交流电网，接收交流电。整流电路11可以是不可控整流电路。整流电路11包括并联连接的三对二极管，三对二极管之间的节点分别连接到三相交流电中的相应交流电。
桥式可控逆变电路12连接到整流电路11，并且包括桥式连接的四个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，即，两对IGBT。
驱动电路3连接到桥式可控逆变电路12，将产生的PWM信号施加到IGBT上，控制IGBT的导通和截止。
谐振回路13连接到桥式可控逆变电路12，并且包括多个并联的谐振电容器。缠绕在风机轴承上的多芯电缆连接到谐振回路13的两端。
控制电路2可控制PWM信号的频率，以使得柔性感应加热电源的输出信号的频率实时跟踪负载谐振频率，所述负载谐振频率是由谐振电容器和缠绕在风机轴承上的多芯电缆所构成的LC振荡电路的谐振频率。
在图3中，Ch为高频滤波电容，Cd为稳压电容，CONTROL_1和CONTROL_2是两对开关器件IGBT的控制信号(即，驱动电路3产生的PWM信号)，R为谐振回路的等效电阻，C为谐振回路的补偿电容，L为缠绕在风机轴承上的多芯电缆的等效电感。图4示出了根据本实用新型的柔性感应加热电源、多芯电缆以及风机轴承之间的连接的示意图。
下面描述控制电路2的电路设计。
近年来，数字控制技术越来越多地应用于中频感应加热电源。与传统模拟控制器相比，数字控制器可以实现先进控制算法，并且能大幅度地提高设备的可靠性和稳定性。本实用新型可选用数字信号处理器(DSP)作为核心处理器构成控制电路2。例如，本实用新型选择TMS320F2812芯片。TMS320F2812是德州仪器(TI)公司推出的高性能32位定点DSP芯片，它的主频最高可达到150MHz，足以满足实时性控制的需求。TMS320F2812具有丰富的片内资源，主要包括：CPU、片内各种存储器、片外存储器接口(XINTF)、3个32位的CPU定时器、外设中断扩展模块(PIE)、3个外部中断、2个事件管理器(EVA/EVB)、1个12位的模数转换器(ADC)、1个串行外设接口(SPI)、2个异步串行通信接口(SCI)、1个增强型的区域网络控制器(eCAN)、1个多通道缓冲串行接口(McBSP)、最多56个通用输入/输出口(GPIO)、JTAG边界扫描支持等。
控制电路2可实现锁相运算、功率调节、故障信号处理、系统复位、PWM波形发生等功能。
(1)锁相功能
图5是TMS320F2812的事件管理器的功能框图。
参照图5，TMS320F2812片内事件管理器A里有三个捕获单元，都能够捕捉到外部信号引脚的跳变。每个捕获单元有一个2级深的FIFO(先入先出)，用于存储信号跳变的时刻。而且用户可设定上升沿、下降沿或上升下降沿检测。
电流反馈信号调理电路输出的信号连接到的捕获单元1(CAP1_QEP1)。这样，捕获单元可以捕获到电流反馈信号的上升沿时刻，然后通过锁相运算，得到同频同相的输出信号。
(2)功率调节功能
图6是TMS320F2812的模数转换器的原理框图。
TMS320F2812片内模数转换器(ADC)共有16个输入通道，可配置成独立和级联两种模式。片内ADC包含一个12位ADC核，内含采样/保持电路；模拟量的输入范围为0～3V；时钟频率达到25MHz；ADCLO引脚为基准电压输入引脚(一般接地)。输入的模拟量与采样数字量的关系可表示为：
数字量＝4095×(模拟量-ADCLO)/3
功率设定信号连接到模数转换器的通道0(ADCINA0)。通过采样将模拟信号转换为数字信号，控制PWM信号的移相角大小，从而达到功率调节的目的。
(3)故障信号处理功能
图7示出了TMS320F2812的中断结构的示意图。
TMS320F2812的中断由两级组成，一级是PIE中断，另一级是CPU中断。由图7中可以看出，TMS320F2812有3个外部中断引脚：XINT1、XINT2和XNMI_INT13。每个中断可以设置成上升沿触发或者下降沿触发。
(4)系统复位功能
图8示出了TMS320F2812的复位信号发生电路。
TMS320F2812通过复位引脚来实现复位。复位时，终止所有当前操作，使CPU进入已知的初始状态，刷新流水线操作，复位所有CPU寄存器，复位相关信号的状态。复位完成后，CPU从0x3FFFC0H处取复位向量到PC寄存器中，然后开始执行程序。
如图8所示，复位信号由PLC给出。当PLC给出复位信号(低电平)时，2701芯片的二极管导通，JP3A(接复位引脚)与JP3B(接地)相通，CPU复位。
(5)PWM波形发生功能
图9示出了TMS320F2812的比较单元的框图。
TMS320F2812的事件管理器(EVA/EVB)均有3对全比较单元(参见图9)。每个全比较单元可以产生1对互补的PWM波形，并可编程设置死区。
(6)电流反馈信号调理电路
图10示出了TMS320F2812的电流反馈信号调理电路的示意图。
取主变压器初级电流作为反馈信号(锁相环的输入)。如图10所示，初级电流互感线圈产生的电流信号经过采样电阻转换为电压信号，然后通过稳压管限幅之后进入电压跟随电路；之后，信号经过有源二阶低通滤波器滤波；然后通过过零比较转换为同频同相的方波信号，连接到DSP的捕获单元1。
(7)隔离放大电路
图11示出了TMS320F2812的隔离放大电路的示意图。
DSP输出的PWM信号经过芯片SN74HCT245N进行放大，然后经过光耦隔离器(A3020)后输出到驱动电路3。
下面描述驱动电路3的电路设计。
图12示出了根据本实用新型的驱动电路3的示意图。
参照图12，驱动电路3可以是以芯片M57962L为核心构成的电路。M57962L由光电耦合电路、接口电路、保护电路(短路检测、复位及栅极关断)和驱动级四部分组成。+15V电源加在4脚；-15V电源加在6脚；PWM信号由14脚输入；引脚5是输出引脚，通过10欧电阻器接在IGBT的栅极上；1脚是故障检测引脚，通过二极管接在IGBT的集电极上；8脚是故障信号输出引脚。
驱动电路3的保护过程如下：一旦IGBT发生过流，则集电极电压升高，二极管1D1截止，检测电路检测到1脚为高电平，栅极关断电路通过8脚输出低电平，光耦TPL_521的1、2脚导通，3、4脚也导通，4脚输出过流故障信号。
下面描述保护电路4的电路设计。
图13示出了根据本实用新型的保护电路的结构框图。
保护电路4可基于现场可编程门阵列(FPGA)而设计。
参照图13，保护电路4通过传感器和相应的保护电路将电流、电压、温度、相位等需要监控保护的指标输入A/D转换器，FPGA读出A/D转换器的结果与预设的保护阈值比较，当A/D转换器的结果超过保护阈值时，FPGA向控制电路2发出故障信号。在图13中，缺相传感器指的是用于缺相保护的连接在三相电路中的两相电路之间的电压互感器。
具体地，参照图13，保护电路4包括电压传感器401、过压保护电路402、A/D转换器409和FPGA 410。
电压传感器401连接到整流电路11的输出端或桥式可控逆变电路12的输入端，接收整流电路11的输出电压或桥式可控逆变电路12的输入电压。过压保护电路402连接到电压传感器401，从电压传感器401接收整流电路11的输出电压或桥式可控逆变电路12的输入电压，将整流电路11的输出电压或桥式可控逆变电路12的输入电压转换为用于过压保护的模拟信号。A/D转换器409可以是多通道A/D转换器。A/D转换器409连接到过压保护电路402，从过压保护电路402接收该模拟信号，并将该模拟信号转换为数字信号。FPGA 410连接到A/D转换器409，从A/D转换器409接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过压保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过压保护阈值，则向控制电路2发送故障信号。
图14示出了根据本实用新型的过压保护电路的结构框图。
参照图14，过压保护所取信号为整流电路11的输出电压DC1和桥式可控逆变电路12的DC2。DC1与DC2均为直流电压，典型值为500V到600V，保护值为650V。由于二者电路完全相同，图14中只包括其中一路。
保护电路参数如图14所示，其原理分析如下：直流大电压经过分压电路后变为直流小电压，该电压输入运放组成的电压跟随器后又经三极管功率放大，放大后的信号进入隔离光耦，再经运算放大环节输出，最后经平波电容与限幅二极管后进入后面的A/D转换器410。整个电路是一个线性环节，输入输出关系为：UO＝0.0048Ui。当输入电压达到保护值650V时输出电压为3.12V，后面的A/D转换器410的输入电压电平为0到3.3V，可见过压保护电路402满足设计要求。
桥式可控逆变电路12的IGBT在操作中温度可能过高，可能会导致烧毁IGBT从而危害系统安全，因此有必要对IGBT进行温度保护。因此，保护电路4还可包括温度传感器403和过热保护电路404。
温度传感器403连接到桥式可控逆变电路12的IGBT，感测IGBT的温度。过热保护电路404连接到温度传感器403，从温度传感器403接收IGBT的温度，将IGBT的温度转换为用于过热保护的模拟信号。A/D转换器409连接到过热保护电路404，从过热保护电路404接收该模拟信号，并将该模拟信号转换为数字信号。FPGA 410从A/D转换器409接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过热保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过热保护阈值，则向控制电路2发送故障信号。
铂热电阻PT100是一种广泛应用的测温元件，它在0摄氏度时电阻为100Ω，随温度升高阻值也升高且阻值是温度的单值函数。铂热电阻PT100具有精度高，稳定性好，抗干扰性强的优点。本实用新型可采用铂热电阻PT10作为温度传感器。
图15示出了根据本实用新型的过热保护电路的结构框图，电路具体参数如图15所示。过热保护电路404采用可控精密稳压源和电位器调节产生4.096V参考电源，R1＝R2，VR2为100Ω精密电阻，当温度不为0摄氏度时，电桥输出毫伏级的压差信号，压差信号(反映温度信息)经过运算放大环节直接输入A/D转换器410。
如IGBT保护温度为70摄氏度(要求IGBT的工作温度在70摄氏度之下)，则过热保护电路404的输出电压为可以用此时A/D转换器的输出作为FPGA的预定过热保护阈值。
当柔性感应加热电源工作时，负载的突然短路会导致流过桥式可控逆变电路12的IGBT的电流瞬间剧增损坏IGBT。因此，有必要监测负载回路电流并对其进行过流保护。因此，保护电路4还可包括电流传感器405和过流保护电路406。
电流传感器405连接到负载回路(即，缠绕在风机轴承上的多芯电缆所在的负载回路)，感测负载回路的电流。过流保护电路406连接到电流传感器405，接收负载回路的电流，将负载回路的电流转换为用于过流保护的模拟信号。A/D转换器409连接到过流保护电路406，从过流保护电路406接收该模拟信号，并将该模拟信号转换为数字信号。FPGA 410从A/D转换器409接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过流保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过流保护阈值，则向控制电路2发送故障信号。
图16示出了根据本实用新型的过流保护电路的结构框图。过流保护电路406采用一个霍尔电流传感器将负载电流信号转换为正弦电压信号，该信号被真有效值转换芯片AD637(AD637将正弦电压转变为正比于其有效值的直流电平)转换为直流电平信号，电平信号经放大、滤波环节后最终输出正比于负载回路电流有效值的直流电平信号，输出信号最终进入A/D转换器409，FPGA 410将转换结果与预定过流保护阈值比较即可判断是否发生过流故障。
在输入到柔性感应加热电源的三相交流电发生缺相时，会在电路中产生负序电流，使整流电路11的输出电流过大，从而威胁电源各期间的安全。因此需要进行缺相保护。因此，保护电路4还可包括缺相传感器407和缺相保护电路408。
缺相传感器407连接到三相交流电中的两相交流电之间，感测两相交流电之间的相间电压。缺相保护电路408连接到缺相传感器407，接收相间电压，将相间电压转换为用于缺相保护的模拟信号。A/D转换器409连接到缺相保护电路408，从缺相保护电路408接收该模拟信号，并将该模拟信号转换为数字信号。FPGA 410从A/D转换器409接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定缺相保护阈值进行比较，如果转换的数字信号小于预定缺相保护阈值，则向控制电路2发送故障信号。
图17示出了根据本实用新型的缺相保护电路的结构框图。缺相保护电路408在输入的三相交流电A、B相与B、C相之间分别接一个缺相传感器407，以检测相间电压。缺相传感器407可以是电流型电压互感器，例如TAVB32型电流型电压互感器。TAVB32电流型电压互感器事实上是一个变比近似为一的电流互感器，额定输入/输出电流为2mA。相间电压经过采样电阻后被转变为mA级的正弦电流信号进入电压互感器。电压互感器二次侧输出电流(与一次侧近似相等)经一个510Ω电阻转换为电压信号。之后类似过流保护电路406，正弦电压信号经AD637、放大和滤波环节后，最终输出正比于相间电压有效值的直流电平信号，该信号经A/D转换器409后进入FPGA 410与预定缺相保护阈值进行比较判断是否发生故障。当发生缺相时，与所缺相相连的回路输出电平会大幅下降，当输出电平低于预定缺相保护阈值时，FPGA410即可判断发生缺相。在FPGA 410中对两个输入电平进行简单的组合逻辑判断还可分辨出哪一相交流电发生故障。
控制电路2接收到故障信号之后，可停止产生PWM信号，以保护柔性感应加热电源。
下面描述用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源控制方法。
图18是示出用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源控制方法的流程图。
柔性感应加热电源控制方法主要包括三个部分：相位频率跟踪控制、基于PWM移相的功率模糊PI控制、PLC温度控制。相位频率跟踪控制是为了保证在风机轴承拆装过程中电源的输出频率能够与负载谐振频率保持一致，基于PWM移相的功率模糊PI控制是为了提高电源的功率调节范围和稳定性，而PLC温度控制是为了满足对工件加热速度和温度分布的实时控制要求。
图18是示出用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源控制方法的整体控制框图。
(1)相位频率跟踪控制
为了保证感应加热电源提供最大功率输出，同时让开关器件(即，桥式可控逆变电路12的四个IGBT)工作在软开关状态，需要使柔性感应加热电源的负载电压和负载电流保持同频同相。一方面，由于负载电压与柔性感应加热电源的桥式可控逆变电路12中的某一个驱动脉冲(即，控制电路2产生的PWM信号)同频同相，因此负载电压的频率和相位信息是已知的。另一方面，将负载电流的测量信号经过调理电路(参见图10)处理后，再利用DSP捕获单元捕捉调理信号的上升沿，便可计算出负载电流的频率(或周期)和相位。基于负载电压、负载电流的频率和相位信息即可完成柔性感应加热电源的锁相环功能，使得负载电流的频率和相位跟踪负载电压的频率和相位。
图19示出了柔性感应加热电源的锁相环过程的流程图。
具体地，参照图19，执行柔性感应加热电源的锁相环功能的步骤可包括：计算柔性感应加热电源的负载电压的相位与负载电流的相位之间的相位差；补偿由于柔性感应加热电源的硬件电路延迟造成的相位差(即，补偿系统固有的相位差)；确定负载电压的频率(或周期)与负载电流的频率(或周期)之间的差是否大于设定值；如果负载电压的频率与负载电流的频率之间的差大于设定值，则对负载电流的频率进行修正，使得负载电流的频率跟踪负载电压的频率。
另一方面，如果负载电压的频率与负载电流的频率之间的差不大于设定值，则确定是否是第一次开放(这里，第一次开放是指第一次进行频率和相位同时修正(调节)，也就是第一次满足负载电压的频率与负载电流的频率之间的差不大于设定值)；如果是第一次满足负载电压的频率与负载电流的频率之间的差不大于设定值，则确定负载电压的相位与负载电流的相位之间的相位差的符号；根据所述相位差的符号对负载电流的频率和相位同时修正，使得负载电流的频率和相位跟踪负载电压的频率的相位。需要注意的是，这里的相位修正与前面提到的相位补偿存在本质区别，因为锁相环只能保证电流反馈信号(锁相环输入信号)和驱动信号(锁相环输出信号)之间是同频同相的，然而实际上在电流反馈信号和负载电流信号之间、驱动信号与负载电压信号之间由于柔性感应加热电源的硬件电路的存在而导致会有一定的时间延迟，前面提到的相位补偿就是对这个系统延迟进行补偿。这里的相位修正是进行相位调节，是锁相环实现锁相的关键。
此外，如果不是第一次满足负载电压的频率与负载电流的频率之间的差不大于设定值，则通过就近原则确定负载电压的相位与负载电流的相位之间的相位差的符号；根据所述相位差的符号对负载电流的频率和相位同时修正，使得负载电流的频率和相位跟踪负载电压的频率的相位。具体地，所述就近原则为：如果负载电流落后负载电压的角度θ小于180°，则确定相位差为θ，且相位差是正值；如果负载电流落后负载电压的角度θ大于180°，则确定相位差为180°-θ，且相位差为负值。
这里的锁相程序包含了相位补偿功能。相比传统通过硬件进行相位补偿的方法，本实用新型的软件相位补偿更加灵活、便捷。
(2)基于PWM移相的功率模糊PI控制
与整流调功、直流斩波调功等直流调功方式相比，逆变调功调节速度快，而且不会增加柔性感应加热电源的主电路结构的复杂性。常见的逆变调功方式有脉冲密度调制、脉冲频率调制和PWM移相调制等。与前两种方法相比，PWM移相调制具有调节范围广、系统稳定性强等优点。
PWM移相调功包括两种移相调功方式：感性移相调功和容性移相调功。图20示出了桥式可控逆变电路12的四个IGBT(G1-G4)的驱动信号的波形图，其中，图20中的(a)示出了感性调功的四路驱动脉冲G1～G4以及负载电压U0、负载电流i0的波形，图20中的(b)示出了容性调功的四路驱动脉冲G1～G4以及负载电压U0、负载电流i0的波形。
感性移相调功是指桥式可控逆变电路12的四个IGBT中的移相桥臂(例如G2、G4)的驱动信号超前于四个IGBT中的固定桥臂(例如G1、G3)的驱动信号，参见图20中的(a)；容性移相调功是指四个IGBT中的移相桥臂(例如G2、G4)的驱动信号滞后于固定桥臂(例如G1、G3)的驱动信号，参见图20中的(b)。
在本实用新型中采用感性移相调功方式。由图20中的(a)分析可知，在感性移相调功过程中，移相角β越大，功率越小，驱动信号频率也越高。
感应加热电源的闭环控制系统是一个时变、非线性的系统，传统PI控制的控制特性比较依赖于系统精确数学模型，所以采用传统PI控制难以取得良好的控制效果。另外，单一的模糊控制虽然不需要精确的数学模型，但容易使系统在平衡点产生微小的震荡。模糊PI控制结合了PI控制和模糊控制的优点，既能使系统具有超调量小、调整时间短等优良的动态性能，又能使系统具有净差小、被控制量震荡小等优良的静态性能。
所谓的模糊PI控制就是用模糊控制实现PI参数的自整定，即，使得控制系统根据当前的实际情况调整比例参数Kp和积分参数Ki，以获得实时最优的调节作用。图21示出了根据本实用新型的模糊PI控制的框图。
(3)PLC温度控制
由于在感应加热过程中热惯性比较大，无法做到实时控制，所以在本实用新型中可采用下面相对简单的控制方式：设定一个可控温度小区间[T0,T1]，T0<T1；当被加热工件的温度达到T1时，用PLC封锁驱动脉冲(即，控制电路2产生的PWM信号)，功率输出为零，被加热工件的温度会逐渐下降；当被加热工件的温度下降到T0时，解除驱动脉冲封锁，电源功率开始输出，被加热工件的温度逐渐上升，如此反复循环。因此，被加热工件的温度就被限定在一个可控温度小区间[T0,T1]之内。
虽然本实用新型的柔性感应加热电源应用于风机轴承的拆装，但是本实用新型不限于此，也可应用于需要被拆装的其它金属工件。
通过采用本实用新型的用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源，通过将多芯电缆缠绕在将被加热的金属工件(例如风机轴承)上，不需要移动金属工件；金属工件加热过程中无燃料消耗，并且绝缘物消耗很小，绝缘带能够重复使用50次以上，减少了处理费用；利用在工件材料内部的感应电流加热，可使整个加热区域保持均匀，避免了由于局部高温产生的工件表面损坏；与常规的加热方式相比，使用感应加热缩短了加热时间；避免操作人员接触因气体加热和电阻加热带来的火焰、爆炸性气体以及高温的元件；可实现超过90％的利用率，为工件传输更多的能量，提高电源效率。
虽然本实用新型是参照其示例性的实施例被具体描述的，但是本领域的普通技术人员应该理解，在不脱离由权利要求限定的本实用新型的精神和范围的情况下，可以对其进行形式和细节的各种改变。
Claims (10)
1.一种用于风机轴承拆装的柔性感应加热电源，包括：
感应加热电源主电路，连接到交流电网，接收交流电；
控制电路，产生脉宽调制PWM信号；
驱动电路，连接到控制电路和感应加热电源主电路之间，接收控制电路产生的PWM信号，以驱动感应加热电源主电路；
保护电路，连接到感应加热电源主电路，以防止感应加热电源主电路出现过压、过热、过流、缺相中的至少一种，
其中，感应加热电源主电路根据驱动电路的驱动产生电压信号，将所述电压信号施加到缠绕在风机轴承上的多芯电缆，使得多芯电缆发生感应加热，导致风机轴承与风机主轴之间由于温度差而产生间隙，以对风机轴承进行拆装。
2.根据权利要求1所述的柔性感应加热电源，其中，控制电路控制PWM信号的移相角的大小，从而调节柔性感应加热电源的功率。
3.根据权利要求1所述的柔性感应加热电源，其中，感应加热电源主电路包括：
整流电路，连接到交流电网，接收交流电；
桥式可控逆变电路，连接到整流电路，并且包括桥式连接的四个绝缘栅双极型晶体管IGBT；
谐振回路，连接到桥式可控逆变电路，并且包括多个并联的谐振电容器，
其中，驱动电路连接到桥式可控逆变电路，将控制电路产生的PWM信号施加到IGBT上，控制IGBT的导通和截止，
其中，缠绕在风机轴承上的多芯电缆连接到谐振回路的两端。
4.根据权利要求3所述的柔性感应加热电源，其中，控制电路控制PWM信号的频率，以使得柔性感应加热电源的输出信号的频率实时跟踪由谐振电容器和缠绕在风机轴承上的多芯电缆所构成的LC振荡电路的谐振频率。
5.根据权利要求3所述的柔性感应加热电源，其中，交流电为三相交流电，并且整流电路包括并联连接的三对二极管，三对二极管之间的节点分别连接到三相交流电中的相应交流电。
6.根据权利要求3所述的柔性感应加热电源，其中，保护电路包括：
电压传感器，连接到整流电路的输出端或桥式可控逆变电路的输入端，接收整流电路的输出电压或桥式可控逆变电路的输入电压；
过压保护电路，连接到电压传感器，从电压传感器接收整流电路的输出电压或桥式可控逆变电路的输入电压，将整流电路的输出电压或桥式可控逆变电路的输入电压转换为用于过压保护的模拟信号；
模数转换器，连接到过压保护电路，从过压保护电路接收用于过压保护的模拟信号，并将用于过压保护的模拟信号转换为数字信号；
现场可编程门阵列FPGA，连接到模数转换器，从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过压保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过压保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
7.根据权利要求6所述的柔性感应加热电源，其中，保护电路还包括：
温度传感器，连接到桥式可控逆变电路的IGBT，感测IGBT的温度；
过热保护电路，连接到温度传感器，从温度传感器接收IGBT的温度，将IGBT的温度转换为用于过热保护的模拟信号，
其中，模数转换器连接到过热保护电路，从过热保护电路接收用于过热保护的模拟信号，并将用于过热保护的模拟信号转换为数字信号，
其中，FPGA从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过热保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过热保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
8.根据权利要求6所述的柔性感应加热电源，其中，保护电路还包括：
电流传感器，连接到缠绕在风机轴承上的多芯电缆所在的负载回路，感测负载回路的电流；
过流保护电路，连接到电流传感器，接收负载回路的电流，将负载回路的电流转换为用于过流保护的模拟信号，
其中，模数转换器连接到过流保护电路，从过流保护电路接收用于过流保护的模拟信号，并将用于过流保护的模拟信号转换为数字信号，
其中，FPGA从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定过流保护阈值进行比较，如果转换的数字信号超出预定过流保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
9.根据权利要求6所述的柔性感应加热电源，其中，保护电路还包括：
缺相传感器，连接到交流电中的两相交流电之间，感测两相交流电之间的相间电压；
缺相保护电路，连接到缺相传感器，接收相间电压，将相间电压转换为用于缺相保护的模拟信号，
其中，模数转换器连接到缺相保护电路，从缺相保护电路接收用于缺相保护的模拟信号，并将用于缺相保护的模拟信号转换为数字信号，
其中，FPGA从模数转换器接收转换的数字信号，并且将转换的数字信号与预定缺相保护阈值进行比较，如果转换的数字信号小于预定缺相保护阈值，则向控制电路发送故障信号。
10.根据权利要求6-9中的任一项所述的柔性感应加热电源，其中，控制电路在接收到故障信号之后停止产生PWM信号，以保护柔性感应加热电源。
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