CN203872141U - 一种大动态范围的可变增益放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种大动态范围的可变增益放大器，包括电流源、电流镜、源极退化MOS管、差分输入管、跨导提高管、负载电流镜和共模反馈网络，所述电流镜由第一NMOS管、第二NMOS管及第三NMOS管构成；所述源极退化MOS管由第四NMOS管和第五NMOS管构成；所述差分输入管由第六NMOS管和第七NMOS管构成；所述跨导提高管由第一PMOS管和第二PMOS管构成；所述负载电流镜由第三PMOS管和第四PMOS管构成；所述共模反馈网络由第一电阻和第二电阻串联构成；本实用新型保证了能在大范围内实现dB-linear近似关系，具有电路结构组成简单、dB-linear近似范围大、线性度好的优点。

Description

一种大动态范围的可变增益放大器

技术领域

本实用新型涉及通信设备领域，特别涉及一种大动态范围的可变增益放大器。

背景技术

自动增益控制电路广泛应用于通信系统中，如射频接收机电路、磁盘驱动电路等。如图1所示，自动增益控制电路主要由可变增益放大器、功率检测器、误差放大器和环路滤波器组成。可变增益放大器的输出功率大小由功率检测器检测出后输入误差放大器与参考电平进行比较，其输出结果经过环路滤波器平滑后作为可变增益放大器的控制信号返回。

可变增益放大器作为自动增益控制电路的重要模块，其增益与控制电压之间的指数关系(dB-linear)对系统的恒定稳定时间和动态范围有重要影响。因此，设计一种具有指数特性的大动态范围可变增益放大器对提高自动增益控制电路性能具有重要的作用。

早期的可变增益放大器大多采用泰勒近似或是寄生NPN晶体管实现dB-linear特性，采用这两种方法实现的可变增益放大器往往需要转换电路才能实现控制电压与增益之间的dB-linear特性，因此电路结构复杂、芯片面积和功耗均较大。近年来无转换电路的可变增益放大器成为研究方向。

如图2所示为现有无转换电路的可变增益放大器[Accurate dB-LinearVariable Gain Amplifier With Gain Error Compensation,IEEE Journal of Solid-StateCircuit,2013,48(2)456-464]，其dB-linear特性通过源极退化电阻和误差补偿技术来实现。图2所示的可变增益放大器的增益为：

A＝-G_m·R_out  (1)

$G_m=\frac{g_m\·G_{s,\mathrm{total}}}{g_m+{2G}_{s,\mathrm{total}}}---\left(2\right)$

其中A为可变增益放大器的增益，G_m为可变增益放大器的等效输入跨导，g_m为输入对管的跨导，R_out为小信号输出阻抗，G_s,total为源极退化管第四NMOS管MN4的导纳和第五NMOS管MN5的导纳之和。

当g_m远大于G_s,total时可变增益放大器的等效输入跨导近似为G_s,total，从而可变增益放大器的增益可近似为：

A＝-G_s,total·R_out  (3)

$G_{s,\mathrm{total}}={\mathrm{\μ}}_{n,4}{C}_{\mathrm{ox},4}{\left(\frac{W}{L}\right)}_4(V_{\mathrm{gs}4}-V_{\mathrm{TH}4})+{\mathrm{\μ}}_{n,5}{C}_{n,5}{\left(\frac{W}{L}\right)}_5(V_{\mathrm{gs}5}-V_{\mathrm{TH}5})---\left(4\right)$

其中μ_n,4、μ_n,5分别为MN4和MN5载流子迁移率，C_ox,4、C_ox,5分别为MN4和MN5中栅极和沟道形成的单位面积电容，(WL)₄和(WL)₅分别为MN4、MN5的宽长比，V_gs4和V_gs5分别为MN4和MN5的栅源电压，V_TH4和V_TH5分别为MN4和MN5的阈值电压。

如上述参考文献所示，使用三级该结构的可变增益放大器级联，通过合理地选择MN4和MN5的类型以及宽长比能够在一定范围内使得总的增益表达式近似为：

A＝27a³e^x+b-3  (5)

从而实现控制电压和增益之间的dB-linear特性，其中a＝-μ_n，4C_ox(WL)₄，b＝-V_ds,1-V_TH,4，通过误差补偿技术细微调节a与b能进一步提高电路的dB-linear近似范围。这种方法电路结构简单，不需要额外转换电路，因此功耗较小。但是这种电路结构有一个缺点：当增益较大时G_s,total会增大，导致g_m远大于G_s,total这一条件不满足，使得所实现的电路增益与理想dB-linear特性误差变大。

实用新型内容

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本实用新型提供一种大动态范围的可变增益放大器。

本实用新型在不使用辅助电路结构的情况下，实现大近似动态范围并且具有较好的线性度。

本实用新型采用的技术方案：

一种大动态范围的可变增益放大器，包括一个电流源IREF，还包括电流镜1、源极退化MOS管2、差分输入管3、跨导提高管4、负载电流镜5和共模反馈网络6；

所述电流镜1由第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2及第三NMOS管MN3构成；

所述源极退化MOS管2由第四NMOS管MN4和第五NMOS管MN5构成；

所述差分输入管3由第六NMOS管MN6和第七NMOS管MN7构成；

所述跨导提高管4由第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2构成；

所述负载电流镜5由第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4构成；

所述共模反馈网络6由第一电阻R₁和第二电阻R₂串联构成；

其中，所述第一PMOS管MP1的栅极分别与第六NMOS管MN6的漏极、第一电阻R1的一端及第三PMOS管MP3的漏极相连；

所述第二PMOS管MP2的栅极分别与第七NMOS管MN7的漏极、第二电阻R2的一端及第四PMOS管MP4的漏极连接；

所述第一PMOS管MP1的源极及第二PMOS管MP2的源极均与电压源VDD连接；

所述第一PMOS管MP1的漏极与第六NMOS管MN6的源极连接，所述第二PMOS管MP2的漏极与第七NMOS管MN7的源极连接。

所述第一NMOS管MN1的栅极、第二NMOS管MN2的栅极、第三NMOS管MN3的栅极及第三NMOS管MN3的漏极均与所述电流源IREF连接；

所述第一NMOS管MN1的漏极分别与第四NMOS管MN4的源极、第五NMOS管MN5的源极及第六NMOS管MN6的源极连接；

第二NMOS管MN2的漏极分别与第四NMOS管MN4的漏极、第五NMOS管MN5的漏极及第七NMOS管MN7的源极连接；

所述第一NMOS管MN1的源极、第二NMOS管MN2的源极及第三NMOS管MN3的源极接地；

所述第四NMOS管MN4的栅极、第五NMOS管MN5的栅极均与增益控制电压VC连接；

所述第六NMOS管MN6的栅极和第七NMOS管MN7的栅极分别与输入信号的正、负极连接。

所述第三PMOS管MP3的栅极、第四PMOS管MP4的栅极与共模反馈网络的公共端连接；

所述第三PMOS管MP3的源极、第四PMOS管MP4的源极与电压源VDD连接。

第一、第二、第三、第四、第五、第六及第七NMOS管和第一、第二、第三及第四PMOS管均采用0.18um CMOS工艺。

第一、第二、第三、第四、第五、第六及第七NMOS管的衬底均与地连接，第一、第二、第三及第四PMOS管的衬底均与电压源VDD连接。

本实用新型的有益效果：

(1)本实用新型在源极退化电阻以及误差补偿技术实现dB-linear的基础上采用跨导提高方法，能在不引入其他额外转换电路的基础上扩大可变增益放大器dB-linear的近似范围。具有电路结构组成简单、dB-linear近似范围较大的优点。

(2)本实用新型的可变增益放大器采用了跨导提高技术提高dB-linear范围，由于跨导提高技术引入了局部负反馈，因此跨导提高技术不仅扩大了dB-linear的近似范围，同时也提高了电路的线性度。

附图说明

图1是现有技术中的自动增益控制电路结构框图；

图2是现有技术中无转换电路实现dB-linear特性示意图；

图3是本实用新型一种大动态范围的可变增益放大器结构图；

图4是本实用新型实施例中控制电压与增益关系的曲线图；

图5a是本实用新型控制电压与增益关系曲线图同理想曲线的对比；

图5b是本实用新型一种大动态范围的可变增益放大器增益与理想增益误差图；

图6是本实用新型一种大动态范围的可变增益放大器不同增益下的输入三阶交调点。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本实用新型作进一步地详细说明，但本实用新型的实施方式不限于此。

实施例

如图3所示，一种大动态范围的可变增益放大器，包括一个电流源IREF，电流镜1、源极退化MOS管2、差分输入管3、跨导提高管4、负载电流镜5和共模反馈网络6；

所述电流镜1由第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2及第三NMOS管MN3构成；

所述源极退化MOS管2由第四NMOS管MN4和第五NMOS管MN5构成；

所述差分输入管3由第六NMOS管MN6和第七NMOS管MN7构成；

所述跨导提高管4由第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2构成；

所述负载电流镜5由第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4构成；

所述共模反馈网络6由第一电阻R1和第二电阻R2串联构成；

电流镜中，所述第一NMOS管MN1的栅极、第二NMOS管MN2的栅极、第三NMOS管MN3的栅极及第三NMOS管MN3的漏极均与所述电流源IREF连接；所述电流源的另一端与电压源连接，以电流源的电流I_ref作为参考电流分别在第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2所在支路上镜像形成第一镜像电流I₁和第二镜像电流I₂；其中第一镜像电流I₁与第二镜像电流I₂相等；

所述第一NMOS管MN1的漏极(第一镜像电流的输出端)分别与第四NMOS管MN4的源极、第五NMOS管MN5的源极及第六NMOS管MN6的源极连接；

第二NMOS管MN2的漏极(第二镜像电流的输出端)分别与第四NMOS管MN4的漏极、第五NMOS管MN5的漏极及第七NMOS管MN7的源极连接；

所述第一NMOS管MN1的源极、第二NMOS管MN2的源极及第三NMOS管MN3的源极接地；

所述第四NMOS管MN4的栅极、第五NMOS管MN5的栅极均与增益控制电压VC连接；

所述第六NMOS管MN6的栅极和第七NMOS管MN7的栅极分别与输入信号的正、负极连接。

跨导提高管中，所述第一PMOS管MP1的栅极分别与第六NMOS管MN6的漏极、第一电阻R1的一端即共模反馈网络的一端及第三PMOS管MP3的漏极相连；

所述第二PMOS管MP2的栅极分别与第七NMOS管MN7的漏极、第二电阻R2的一端即共模反馈网络的另一端及第四PMOS管MP4的漏极连接；

所述第一PMOS管MP1的源极及第二PMOS管MP2的源极均与电压源VDD连接。

所述第一PMOS管MP1的漏极及第六NMOS管MN6的源极连接，所述第二PMOS管MP2的漏极与第七NMOS管MN7的源极连接。

第三PMOS管MP3的栅极、第四PMOS管MP4的栅极与共模反馈网络的公共端连接；

第三PMOS管MP3的源极、第四PMOS管MP4的源极与电压源VDD连接。

第一、第二、第三、第四、第五、第六及第七NMOS管的衬底均与地连接，第一、第二、第三及第四PMOS管的衬底均与电压源VDD连接。

本实施例中的NMOS管和PMOS管均为采用0.18um CMOS工艺。

本实施例中可变增益放大器的增益表达式可写为：

A＝-G_m·R_out  (6)

其中A为可变增益放大器的增益，G_m为等效跨导，R_out为小信号输出阻抗。

由于本实施例中引入的跨导提高管4作为局部负反馈支路，通过局部负反馈的作用提高了电路的等效跨导，使其跨导表达式为：

$G_m=\frac{g_{\mathrm{mn}\mathrm{6,7}}\·g_{\mathrm{mp}\mathrm{1,2}}\·R_{\mathrm{out}}\·G_{s,\mathrm{total}}}{g_{m\mathrm{6,7}}\·g_{\mathrm{mp}\mathrm{1,2}}\·R_{\mathrm{out}}+{2G}_{s,\mathrm{total}}}---\left(7\right)$

其中G_m为可变增益放大器的等效输入跨导，g_mn6,7为第六NMOS管MN6和第七NMOS管MN7的跨导，g_mp1,2为第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的跨导，R_out为小信号输出阻抗，G_s,total为源极退化管第四NMOS管MN4的导纳和第五NMOS管MN5的导纳之和。

因为g_mp1,2·R_out一般远大于1，所以g_m6,7·g_mp1,2·R_out远大于G_s,total这一前提条件能在更大增益变化范围内满足，因此可变增益放大器的等效输入跨导近似为G_s,total，从而可变增益放大器的增益可近似为：

A＝-G_s,total·R_out  (8)

$G_{s,\mathrm{total}}={\mathrm{\μ}}_{n,4}{C}_{\mathrm{ox},4}{\left(\frac{W}{L}\right)}_4(V_{\mathrm{gs}4}-V_{\mathrm{TH}4})+{\mathrm{\μ}}_{n,5}{C}_{\mathrm{ox},5}{\left(\frac{W}{L}\right)}_5(V_{\mathrm{gs}5}-V_{\mathrm{TH}5})---\left(9\right)$

其中A为可变增益放大器的增益，R_out为小信号输出阻抗，G_s,total为源极退化管第四NMOS管MN4的导纳和第五NMOS管MN5的导纳之和，μ_n,4和μ_n,5分别为第四NMOS管MN4和第五NMOS管MN5中载流子的迁移率，C_ox,4和C_ox,5分别为MN4和MN5栅极和沟道形成的单位面积电容，(WL)₄和(WL)₅分别为NMOS管MN4和MN5的宽长比，V_gs4和V_gs5分别为第四NMOS管MN4和第五NMOS管MN5的栅源电压，V_TH4和V_TH5分别为第四NMOS管MN4和第五NMOS管MN5的阈值电压。

通过对比可知(9)式与(4)式完全一致，由[Accurate dB-Linear Variable GainAmplifier With Gain Error Compensation]可知通过选择合适的MOS管类型以及宽长比能够使得本结构的控制电压和增益满足dB-linear特性，通过三级本结构级联总的增益表达式：

A＝27a³e^x+b-3  (10)

因为采用跨导提高技术所以能够使得g_m6,7·g_mp1,2·R_out远大于G_s,total这一条件能在更大的增益范围内满足，因此本结构的dB-linear范围比原结构dB-linear范围会更大，并且由于跨导提高技术引入的局部负反馈使得电路的线性度也优于原结构。

如图4所示是本实施例中增益控制电压VC在0.7～1.35V范围内变化时相应的增益变化范围，x轴为控制电压，y轴为级联放大器增益，本实施例能实现-25dB～70dB内总共95dB增益变化范围，优于原结构的76dB变化范围。

如图5a所示是本实施例中增益控制电压VC在0.7～1.15V范围内变化时相应的实验增益曲线与理想指数增益曲线的对比，其中x轴为控制电压，y轴为增益；如图5b所示为实际增益与理想增益的误差关系，x轴为控制电压VC，y轴为实际增益曲线与理想曲线的误差。可见本实施例能在误差小于±0.6dB范围内实现70dB增益范围的近似，优于原结构的50dB增益范围内近似，因此证明了本实用新型结构的可变增益放大器具有更大范围的dB-linear特性。

如图6所示是可变增益放大器的输入三阶交调点与增益的关系。x轴为增益，y轴为输入三阶交调点。在增益为63dB时输入三阶交调点为-37dBm，优于原结构的-48.5dBm，可见采用了跨导提高技术的本实施例相对于原结构具有更好的线性度。

本实用新型中电流镜将电流源镜像到两条差分电路作为尾电流。源极退化MOS管作为改变增益的部件，改变其栅极的控制电压可以改变增益，选择不同类型的MOS管以及合适的宽长比能近似实现dB-linear特性。跨导提高管引入局部负反馈能使等效输入跨导提高，从而能在更大范围内实现dB-linear近似，同时还能改善电路的线性度特性。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种大动态范围的可变增益放大器，包括一个电流源(IREF)，其特征在于还包括电流镜(1)、源极退化MOS管(2)、差分输入管(3)、跨导提高管(4)、负载电流镜(5)和共模反馈网络(6)；

所述电流镜(1)由第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)及第三NMOS管(MN3)构成；

所述源极退化MOS管(2)由第四NMOS管(MN4)和第五NMOS管(MN5)构成；

所述差分输入管(3)由第六NMOS管(MN6)和第七NMOS管(MN7)构成；

所述跨导提高管(4)由第一PMOS管(MP1)和第二PMOS管(MP2)构成；

所述负载电流镜(5)由第三PMOS管(MP3)和第四PMOS管(MP4)构成；

所述共模反馈网络(6)由第一电阻(R1)和第二电阻(R2)串联构成；

其中，所述第一PMOS管(MP1)的栅极分别与第六NMOS管(MN6)的漏极、第一电阻(R1)的一端及第三PMOS管(MP3)的漏极相连；

所述第二PMOS管(MP2)的栅极分别与第七NMOS管(MN7)的漏极、第二电阻(R2)的一端及第四PMOS管(MP4)的漏极连接；

所述第一PMOS管(MP1)的源极及第二PMOS管(MP2)的源极均与电压源(VDD)连接；

所述第一PMOS管(MP1)的漏极与第六NMOS管(MN6)的源极连接，所述第二PMOS管(MP2)的漏极与第七NMOS管(MN7)的源极连接。

2.根据权利要求1所述的一种大动态范围的可变增益放大器，其特征在于，所述第一NMOS管(MN1)的栅极、第二NMOS管(MN2)的栅极、第三NMOS管(MN3)的栅极及第三NMOS管(MN3)的漏极均与所述电流源(IREF)连接；

所述第一NMOS管(MN1)的漏极分别与第四NMOS管(MN4)的源极、第五NMOS管(MN5)的源极及第六NMOS管(MN6)的源极连接；

所述第二NMOS管(MN2)的漏极分别与第四NMOS管(MN4)的漏极、第五NMOS管(MN5)的漏极及第七NMOS管(MN7)的源极连接；

所述第一NMOS管(MN1)的源极、第二NMOS管(MN2)的源极及第三NMOS管(MN3)的源极接地；

所述第四NMOS管(MN4)的栅极、第五NMOS管(MN5)的栅极均与增益控制电压(VC)连接；

所述第六NMOS管(MN6)的栅极和第七NMOS管(MN7)的栅极分别与输入信号的正、负极连接。

3.根据权利要求1所述的一种大动态范围的可变增益放大器，其特征在于，所述第三PMOS管(MP3)的栅极、第四PMOS管(MP4)的栅极与共模反馈网络的公共端连接；

所述第三PMOS管(MP3)的源极、第四PMOS管(MP4)的源极与电压源(VDD)连接。

4.根据权利要求1-3任一项所述的一种大动态范围的可变增益放大器，其特征在于，第一、第二、第三、第四、第五、第六及第七NMOS管和第一、第二、第三及第四PMOS管均采用0.18um CMOS工艺。

5.根据权利要求1所述的一种大动态范围的可变增益放大器，其特征在于，第一、第二、第三、第四、第五、第六及第七NMOS管的衬底均与地连接，第一、第二、第三及第四PMOS管的衬底均与电压源(VDD)连接。