CN202906768U - 一种自驱同步整流器控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种自驱同步整流器控制电路,包括第一MOSFET（Q01）、电容（C01）、第一电阻（R01）、第二电阻（R02）、电压源（VCCS）、稳压二极管（Z1）、绕组（NS2）；当第一MOSFET（Q01）体内二极管导通时，会将稳压二极管（Z1）的电压拉低，所述第一MOSFET（Q01）应力变小，使得该电路用于更宽的输入电压以及更大的输出调压范围。

Description

一种自驱同步整流器控制电路

技术领域

本实用新型涉及一种同步整流的驱动控制技术，具体涉及一种改进的自驱同步整流电路。

背景技术

目前，自驱同步整流器广泛应用于低压高电流电路中。当在宽输入电压以及宽输出调压范围的条件下，需要给MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）的栅极一个钳位驱动电压，而这样的钳位电压需要分别通过正向钳位MOSFET和负向钳位MOSFET来实现。参考图1所示，为现有的有源钳位同步整流驱动电路设计模块中的自驱同步整流电路1。该电路同时具有正压钳位驱动电路11以及负压钳位驱动电路12，但一般来说，我们在实际使用过程中，可通过合理的设计，在电路里设置一个方向上的钳位作用，即可满足驱动部分的应力不超标，因此在图1的基础上，可去掉其中的正压钳位驱动电路11,可得到如图2所示的驱动电路2；还可以去掉图1中的负压钳位驱动电路12，得到如图3所示的驱动电路3，在驱动电路3中，续流管31的驱动电压负向满足-20V以内时，由于稳压二极管32的具有电压Uz,此时辅助MOSFET33的源极和漏极之间的电压(VGS)等于稳压二极管32电压Uz加上续流管31的栅极和源极之间的电压（VGS）,一般为了满足续流管31的可靠导通，Uz一般会在7V以上，此时往往辅助MOSFET的应力会超标。因此，由于电压范围的限制，会影响该电路的应用。

实用新型内容

为了解决上述技术问题，本实用新型提供了一种自驱同步整流器控制电路，包括，钳位电路，包括第一MOSFET（Q01）、电容（C01），所述电容（C01）两端连接于第一MOSFET(Q01)的栅极和源极,第一MOSFET（Q01）的源极连接同步整流器的栅极；钳位电压设定电路，包括第一电阻（R01）、稳压二极管（Z1）、第二电阻（R02）、电压源（VCCS），所述第一电阻(R01)与稳压二极管（Z1）并联,稳压二极管的阴极连接第一MOSFET（Q01）的栅极,稳压二极管的阳极连接同步整流器的源极,所述第二电阻(R02)的一端连接电压源(VCCS),另一端连接第一MOSFET（Q01）的栅极；驱动信号生成电路，包括绕组（NS2），所述绕组的一端连接于第一MOSFET（Q01）的漏极；所述第一MOSFET（Q01）体内二极管导通时，所述稳压二极管（Z1）的电压降低。

上述第一MOSFET（Q01）体内二极管导通时，所述稳压二极管（Z1）的电压降低。

上述自驱同步整流器控制电路的所述绕组（NS2）为变压器的第二副边。

上述自驱同步整流器控制电路的所述绕组（NS2）为变压器的第一副边中间抽头。

上述自驱同步整流器控制电路的所述绕组（NS2）耦合变压器的第一副边。

上述自驱同步整流器控制电路的所述同步整流器为MOSFET。

上述自驱同步整流控制电路的所述绕组（NS2）的另一端连接同步整流器的源极。

上述自驱同步整流控制电路的所述控制电路还包括电流控制电路，包括第三电阻（R03），所述第三电阻（R03）两端连接于同步整流器的栅极和源极。

本实用新型的自驱同步整流电路具体适用于所有需要钳位控制栅极驱动电压的自驱同步整流器，通过设有一个辅助MOSFET，达到驱动电压的正压或者负压钳位效果，一方面节省了PCB的布线空间以及成本，另一方面，本实用新型的电路设计相对于钳位控制栅极驱动电压的自驱同步整流器来说，可避免MOSFET应力超标，具有更宽的输入电压和更大的输出调压范围,应用范围较广。

附图说明

图1是现有技术的一种有源钳位同步整流驱动电路示意图；

图2是现有技术的一种有源钳位同步整流驱动电路示意图；

图3是现有技术的一种有源钳位同步整流驱动电路示意图；

图4是本实用新型实施例之一提供的一种自驱同步整流电路示意图；

图5是本实用新型实施例之一提供的第一MOSFET的驱动波形图；

图6是本实用新型实施例之一提供的第二MOSFET的驱动波形图；

图7是本实用新型实施例之一提供的第一MOSFET的驱动波形图；

图8是本实用新型实施例之一提供的稳压二极管的电压波形图。

上述附图中的主要符号名称：NS1-第一副边绕组，NS2-第二副边绕组，Q01-第一MOSFET，Q02-第二MOSFET，Q03-第三MOSFET，Z1-稳压二极管,C01-电容，VCCS-电压源，R01-第一电阻，R02-第二电阻，R03-第三电阻。

具体实施例

以下结合附图以及具体实施例对本实用新型的技术方案做进一步说明。

本实用新型保护了一种自驱同步整流器控制电路,包括钳位电路，所述钳位电路，钳位电压设定电路以及驱动信号生成电路。所述钳位电路包括包括第一MOSFET（Q01）、电容（C01），所述电容（C01）两端连接于第一MOSFET(Q01)的栅极和源极,第一MOSFET（Q01）的源极连接同步整流器的栅极。所述钳位电压设定电路，包括第一电阻（R01）、稳压二极管（Z1）、第二电阻（R02）、电压源（VCCS），所述第一电阻(R01)与稳压二极管（Z1）并联,稳压二极管的阴极连接第一MOSFET（Q01）的栅极,稳压二极管的阳极连接同步整流器的源极,所述第二电阻(R02)的一端连接电压源(VCCS),另一端连接第一MOSFET（Q01）的栅极。所述驱动信号生成电路，包括绕组（NS2），所述绕组的一端连接于第一MOSFET（Q01）的漏极。

当所述第一MOSFET（Q01）体内二极管导通时，会将稳压二极管（Z1）的电压拉低，所述第一MOSFET（Q01）应力变小，使得该电路用于更宽的输入电压以及更大的输出调压范围。

本实用新型的控制电路还设有电流控制电路，包括第三电阻（R03），所述第三电阻（R03）两端连接于同步整流器(Q02)的栅极和源极。

本实用新型的所述自驱同步整流器控制电路的所述绕组（NS2）必须是和主变压器耦合的绕组，在不会出现共地干扰的情况下可以是变压器的第二副边，也可以是变压器的第一副边中间抽头，还可以是所述绕组（NS2）耦合变压器的第一副边，本例中也可以是第一副边绕组NS1绕组的抽头。优选的，所述绕组（NS2）的一端连接第一MOSFET（Q01）的漏极，另一端连接同步整流器（Q2）的源极。另外，所述自驱同步整流器控制电路的所述同步整流器可以是MOSFET。

优选的，如图4所示，本实用新型的电路设计相对图3，在不增加器件的情况下具有更宽的输入电压和更大的输出调压范围，应用范围更广；相对于图1，元器件个数大量减少，节省了成本和PCB空间。

具体的，以图4所示的有源钳位正激变换器副边为例，当第一副边绕组相对应的第一原边绕组导通时，由于所述第二副边绕组的c端与所述第一副边绕组的a点为同名端，其感应电压为相同，则A点对地电压为-Vin/N2,其中，Vin为输入电压，N2为所述第二绕组的原边绕组Np和NS2的匝数比；同时，由于第一MOSFET（Q01）的体内二极管导通，所以B点对地电压与A点相同，为-Vin/N2。当B点电压为负值时，稳压二极管（Z1）作为一个普通二极管正向导通，将C点的电压钳位到稳压二极管的顺向稳压降，忽略其正向压降的话，C点电压即为对地电压，因此，第一MOSFET（Q01）的Vgs(栅极和源极间的电压)为Vin/N2，而第二MOSFET即同步整流器（Q02）的Vgs为-Vin/N2，因此，第一MOSFET（Q01）导通，而第二MOSFET（Q02）关断，于是便实现了第二MOSFET(Q02)作为续流管在第三MOSFET作为整流管导通时关断的要求。

优选的，本实施方案可以应用在NS2的感应电压接近13V的电路中。

具体的，在75V的输入条件下，第一MOSFET(Q01)和第二MOSFET(Q02)的GS（栅极漏极）感应电压为Vin/N2=75/12=6.25V；如图5，图6所示，图5为第一MOSFET(Q01)的GS（栅极漏极）两端的波形，频率为300kHz,由波形可以看出其平台电压为75/12=6.25V，图6为第二MOSFETQ02的GS两端波形图，可看出其平台电压为-6.25V。

参考图4，当第一副边绕组相对应的第一原边绕组关断，由于所述第二副边绕组的c端与所述第一副边绕组的a点为同名端，其感应电压为相同，钳位电容电压使得变压器绕组电压反向时，此时电容(C01)两端在上一个阶段为左高右低，即所述第一MOSFET(Q01)是导通状态，因此A点和B点等电压，由于电容(C01)两端电压不能突变，此时C点电压也会被抬高，抬高后的电压会高于稳压二极管(Z1)的电压，通过稳压二极管（Z1）将C点的电压钳位控制在稳压二极管的电压Uz,同时电容（C01）两端电压减小到第一MOSFET（Q01）的最小导通电压时，第一MOSFET（Q01）完全关断，此时第二MOSFET（Q02）的驱动电压为Uz-Uth(Q01)(Uz为稳压二极管（Z1）的电压，Uth(Q01)为第一MOSFET（Q01）的阈值电压)，之后所述第二MOSFETQ（02）的栅极等效输入电容Ciss与电容（C01）并联维持该电压，并通过第三电阻（R03）放电，（此处为简化处理，实际上电容（C01）和Ciss可以不是完全并联），其时间常数为R03*(Ciss+C01),设定一个合适值可以让该点电压几乎不变，即维持稳定的驱动电压。而电容（C01）的左边，即C点，可以看做是电容（C01）和第二MOSFET（Q02）的栅极Ciss串联（此处忽略了第三电阻（R03）和第二电阻（R02）的充放电影响），经过第一电阻（R01）放电，时间常数为R01*(Ciss+C01)。我们设定恒定的时间来控制第二MOSFET（Q02）的栅极驱动电压的压降，以保持第二MOSFET（Q02）的导通。因此，第一MOSFETQ01关断，第二MOSFET（Q02）导通。

具体的，以驱动75V输入电压为例，B点的正向电压为Uz-Uth(Q01)=5V(Uz为稳压二极管Z1的电压，Uth(Q01)为第一MOSFET（Q01）的阈值电压),其波形图参见图7所示，C点的波形图如图8所示，可以看出，第二MOSFET（Q02）的驱动电压下降的很少，而稳压二极管（Z1）的对地电压下降很多。

本实用新型的电路中，所述第一电阻（R01）、第二电阻（R02）、稳压二极管（Z01）以及电压源（VCCS）的作用是为了在没有输出电压时，阻止第二MOSFET作为续流管的开关打开，避免了第二MOSFET以及第三MOSFET作为驱动电路中的续流管以及整流管上的逆转电流以及过压的产生。

本实用新型实施例的电路图中，所述第一MOSFET可采用功率较小的MOSFET，第二MOSFET以及第三MOSFET在实际应用中可使用功率较大的MOSFET，以实现电路的最优性能。

本实用新型的电路可以应用于任何驱动电压超标需要钳位驱动电压的自驱同步整流电路，驱动信号来自于和主变压器耦合的绕组，经过钳位部分（包括第一MOSFET（Q01）、电容（C01）、第一电阻（R01）、第二电阻（R02）、电压源（VCCS）、稳压二极管（Z1）），连接到需要驱动的MOSFET上，在本实施例里，可以是第二MOSFET,也可以是第三MOSFET。

另外本例中驱动电路也可以同样适用于第三MOSFET（Q03），可在整流管（Q3）的栅极加入钳位电路来减小第三MOSFET（Q03）的应力。

需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并非用于限定本实用新型的保护范围。凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本实用新型的保护范围内。

Claims (7)

1.一种自驱同步整流器控制电路，其特征在于：包括，

钳位电路，包括第一MOSFET（Q01）、电容（C01），所述电容（C01）两端连接于第一MOSFET(Q01)的栅极和源极,第一MOSFET（Q01）的源极连接同步整流器的栅极；

钳位电压设定电路，包括第一电阻（R01）、稳压二极管（Z1）、第二电阻（R02）、电压源（VCCS），所述第一电阻(R01)与稳压二极管（Z1）并联,稳压二极管的阴极连接第一MOSFET（Q01）的栅极,稳压二极管的阳极连接同步整流器的源极,所述第二电阻(R02)的一端连接电压源(VCCS),另一端连接第一MOSFET（Q01）的栅极；

驱动信号生成电路，包括绕组（NS2），所述绕组的一端连接于第一MOSFET（Q01）的漏极；

所述第一MOSFET（Q01）体内二极管导通时，所述稳压二极管（Z1）的电压降低。

2.根据权利要求1所述的自驱同步整流器控制电路，其特征在于，所述绕组（NS2）为变压器的第二副边。

3.根据权利要求1所述的自驱同步整流器控制电路，其特征在于，所述绕组（NS2）为变压器的第一副边中间抽头。

4.根据权利要求1所述的自驱同步整流器控制电路，其特征在于，所述绕组（NS2）耦合变压器的第一副边。

5.根据权利要求1所述的自驱同步整流器控制电路，其特征在于，所述同步整流器为MOSFET。

6.根据权利要求1所述的自驱同步整流器控制电路，其特征在于，所述绕组（NS2）的另一端连接同步整流器的源极。

7.根据权利要求1所述的自驱同步整流器控制电路，其特征在于，所述控制电 路还包括电流控制电路，包括第三电阻（R03），所述第三电阻（R03）两端连接于同步整流器的栅极和源极。 

Images