CN103001458B

CN103001458B - 驱动电路

Info

Publication number: CN103001458B
Application number: CN201210337982.4A
Authority: CN
Inventors: 小泽圭一朗; 岩渕昭夫; 田坂泰; 古越隆一
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2011-09-16
Filing date: 2012-09-13
Publication date: 2015-03-25
Anticipated expiration: 2032-09-13
Also published as: CN103001458A; US20130070487A1; US9025348B2; JP2013078111A; JP5910395B2

Abstract

本发明提供驱动电路，其能够在不使用变压器的辅助绕组的情况下确保控制电路的电源而降低成本。该驱动电路对常通型的高侧开关（Q1）和常断型的低侧开关（Q2）进行导通/断开驱动，高侧开关和低侧开关的串联电路与直流电源并联连接，驱动电路具有：控制电路（10），其通过控制信号使高侧开关和低侧开关导通/断开；整流单元（D2），其一端连接在高侧开关和低侧开关的连接点；电容器（C2），其与整流单元的另一端以及直流电源的一端连接，并向控制电路提供电源；驱动部（A1、AND1、Q3、Q4），其根据来自控制电路的控制信号和来自电容器的电压，对高侧开关和低侧开关进行导通/断开驱动。

Description

驱动电路

技术领域

本发明涉及驱动在开关电源装置等中使用的开关元件的驱动电路。

背景技术

关于一般的开关电源装置，例如，如专利文献1所述的那样，在直流电源的两端串联连接变压器的一次绕组和由MOSFET构成的开关元件，使开关元件导通/断开，从而用第1整流平滑电路对变压器的二次绕组产生的交流电压进行整流平滑，将得到的直流输出电压提供给负载。

直流输出电压经由光电耦合器等反馈至一次侧的控制电路，并由控制电路来控制开关元件的开关频率，使得直流输出电压成为预定值。

此外，用第2整流平滑电路对变压器的辅助绕组产生的交流电压进行整流平滑，将得到的直流电压作为控制电源提供给控制电路（驱动电路的一部分），驱动电路根据来自通过控制电源而进行工作的控制电路的脉冲信号，对开关元件进行导通/断开驱动。

专利文献1：日本特开平4-105552号公报

但是，在以往的驱动电路中，由于设置有变压器的辅助绕组，所以非常昂贵。

发明内容

本发明的课题是提供一种驱动电路，能够在不使用变压器的辅助绕组的情况下确保控制电路的电源而降低成本。

为了解决上述课题，本发明的驱动电路对常通型的高侧开关和常断型的低侧开关进行导通/断开驱动，所述高侧开关和所述低侧开关的串联电路与直流电源并联连接，所述驱动电路的特征在于，该驱动电路具有：控制电路，其通过脉冲信号使所述高侧开关和所述低侧开关导通/断开；整流单元，其一端连接在所述高侧开关和所述低侧开关的连接点；电容器，其与所述整流单元的另一端以及所述直流电源的一端连接，并向所述控制电路提供电源；以及驱动部，其根据来自所述控制电路的脉冲信号和来自所述电容器的电压，对所述高侧开关和所述低侧开关进行导通/断开驱动。

根据本发明的驱动电路，高侧开关使用常通型元件，从直流电源经由高侧开关对电容器进行充电，所以能够将电容器的充电电压作为电源提供给控制电路。因此，能够在不使用变压器的辅助绕组的情况下确保控制电路的电源而降低成本。

附图说明

图1是示出具有本发明实施例1的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图2是示出具有本发明实施例1的驱动电路的开关电源装置启动时的各部的动作的时序图。

图3是示出具有本发明实施例1的驱动电路的开关电源装置的通常时的各部的动作的时序图。

图4是示出具有本发明实施例2的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图5是示出具有本发明实施例2的驱动电路的开关电源装置启动时的各部的动作的时序图。

图6是示出具有本发明实施例2的驱动电路的开关电源装置的通常时的各部的动作的时序图。

图7是示出具有本发明实施例3的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图8是示出具有本发明实施例3的驱动电路的开关电源装置启动时的各部的动作的时序图。

图9是示出具有本发明实施例3的驱动电路的开关电源装置的通常时的各部的动作的时序图。

图10是示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图11是示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置的具体结构的电路图。

图12是图11所示的开关电源装置内的触发器FF1的内部连接图。

图13是示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置启动时的各部的动作的时序图。

图14是示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置的通常时的各部的动作的时序图。

图15是示出具有本发明实施例4的变形例1的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图16是示出具有本发明实施例1的变形例1的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图17是示出具有本发明实施例4的变形例2的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图18是示出具有本发明实施例1的变形例2的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图19是示出具有本发明实施例1的变形例3的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图20是示出具有本发明实施例1的变形例4的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

图21是示出具有本发明实施例1的变形例5的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。

标号说明

10：控制电路；12：电压检测电路；15：UVLO电路；17：REG；18：REG电路；Q1、Q2、Q1A、Q1B、Q2B、Q7：开关元件；Q3～Q6：晶体管；T1：变压器；P1：一次绕组；S1：二次绕组；V1：直流电源；C1、C2、C3：电容器；R1～R5：电阻；D1、D2、D5、D6：二极管；D3、D4：齐纳二极管；A1：比较器；NOT1、NOT2：非电路；AND1、AND2：与电路；FF1：触发器。

具体实施方式

以下，参照附图对具有本发明实施方式的驱动电路的开关电源装置进行详细说明。

[实施例1]

图1是示出具有本发明实施例1的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。图1中，在直流电源V1的两端，连接有变压器T1的一次绕组P1、开关元件Q1和开关元件Q2的串联电路。开关元件Q1是常通型开关，由GaN等构成。开关元件Q2由常断型的MOSFET构成。

开关元件Q1和开关元件Q2通过控制电路10而交替地或同时地导通/断开。变压器T1的二次绕组S1的一端与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容器C1的一端连接，二次绕组S1的另一端与电容器C1的另一端连接。由二极管D1和电容器C1构成整流平滑电路，该整流平滑电路将对二次绕组S1产生的交流电压进行整流平滑而得到的直流输出电压提供给未图示的负载。

电压检测电路12检测电容器C1的两端电压即直流输出电压，并将检测电压作为反馈信号FB输出至控制电路10。控制电路10根据来自电压检测电路12的反馈信号FB来控制开关元件Q1和开关元件Q2的导通/断开的占空比，由此将直流输出电压控制为预定电压。

开关元件Q2的漏极-源极之间连接有齐纳二极管D3。开关元件Q1和开关元件Q2的连接点与二极管D2的阳极连接，二极管D2的阴极与控制电路10的电源端子、电容器C2的一端、电阻R1的一端以及电阻R4的一端连接。

电容器C2的两端与电阻R1、电阻R2、电阻R3的串联电路连接，并且与电阻R4和齐纳二极管D4的串联电路连接。电阻R1和电阻R2的连接点与比较器A1的同相端子（＋）连接，电阻R4和齐纳二极管D4的连接点与比较器A1的反相端子（-）连接。

比较器A1是滞回比较器，具有上限阈值Hth和下限阈值Lth，在电容器C2的电压VC2为上限阈值Hth以上时输出高电平，在电容器C2的电压VC2为下限阈值Lth以下时输出低电平。

该滞回比较器由电阻R1～R3、非电路NOT2、晶体管Q5和齐纳二极管D4实现。例如，使电阻比为R1：R2＝1：1，R3＝0.1×R2。

比较器A1的输出端子连接与电路AND1的一个输入端子以及非电路NOT2的输入端子。电阻R2和电阻R3的连接点与由N型MOSFET构成的晶体管Q5的漏极连接，晶体管Q5的栅极与非电路NOT2的输出端子连接。晶体管Q5的源极与电容器C2的另一端、电阻R3的一端、齐纳二极管D4的阳极、控制电路10的地线端子以及由N型MOSFET构成的晶体管Q4的源极连接。

控制电路10的输出端子连接与电路AND1的另一个输入端子、非电路NOT1的输入端子，非电路NOT1的输出端子连接由P型MOSFET构成的晶体管Q3的栅极、晶体管Q4的栅极。晶体管Q3的漏极以及晶体管Q4的漏极连接开关元件Q1的栅极，晶体管Q3的源极连接开关元件Q1的源极、开关元件Q2的漏极。与电路AND1的输出端子连接开关元件Q2的栅极。

接着，对这样构成的实施例1的驱动电路的动作进行说明。首先，参照图2说明启动时的动作。在图2中，V1表示直流电源V1的电压，VC2表示电容器C2的两端电压，VgsQ1表示开关元件Q1的栅源间电压，VgsQ2表示开关元件Q2的栅源间电压，IdD2表示流过二极管D2的电流。

首先，在时刻t0，开关元件Q1导通，电流流过V1正极→P1→Q1→D2→C2→V1负极的路径。因此，电容器C2被充电，电容器C2的电压VC2上升。

在时刻t1，在电容器C2的电压VC2成为控制电路动作开始电压时，控制电路10、比较器A1、与电路AND1进行动作。在该时刻，由于电压VC2未达到开关元件Q1的栅极阈值电压Q1th，所以开关元件Q1持续导通。

在时刻t2，在电压VC2达到开关元件Q1的栅极阈值电压Q1th时，晶体管Q3和晶体管Q4根据来自控制电路10的脉冲信号，交替地导通/断开，从而开关元件Q1开始导通/断开动作。此时，在开关元件Q1导通的期间内，电容器C2被充电，电压VC2持续上升。

另外，在该时刻，由于电压VC2没有成为过电压，所以比较器A1将低电平输出至与电路AND1，开关元件Q2断开。

在时刻t3，电压VC2成为过电压时，比较器A1将高电平输出至与电路AND1，所以与电路AND1对来自控制电路10的脉冲信号和来自比较器A1的高电平进行与操作。因此，开关元件Q2与开关元件Q1的导通/断开动作同步地进行导通/断开动作。因此，流过二极管D2的电流受到限制，从而转换到通常动作。

接着，参照图3对开关电源装置的通常时的动作进行说明。在图3中，IdQ1表示开关元件Q1的漏极电流，VdQ1表示开关元件Q1的漏源间电压，IdD1表示流过二极管D1的电流，A1输出表示比较器A1的输出。

首先，在时刻t11，在控制电路10的输出成为高电平时，从非电路NOT1向晶体管Q3的栅极输出低电平。因此，晶体管Q3导通，开关元件Q1导通。这样，从直流电源V1经由一次绕组P1向开关元件Q1流过电流IdQ1，向二极管D2流过电流IdD2，从而电容器C2被充电。

由于电容器C2的电压VC2没有成为过电压，所以从比较器A1向与电路AND1输出低电平，开关元件Q2断开。

在时刻t12，在电容器C2的电压VC2成为上限阈值Hth以上时，比较器A1向与电路AND1输出高电平，开关元件Q2导通。因此，二极管D2的电流IdD2消失，电容器C2的电压不再上升。

在时刻t13，在控制电路10的输出为低电平时，晶体管Q4导通，开关元件Q1断开。因此，电流IdQ1消失。此外，由于来自控制电路10的低电平被输入至与电路AND1，开关元件Q2断开。

在时刻t14，在电容器C2的电压VC2成为下限阈值Lth以下时，比较器A1向与电路AND1输出低电平。

这样，根据实施例1的开关电源装置，从常通型开关元件Q1和常断型开关元件Q2的连接点经由二极管D2对电容器C2进行充电，并将电容器C2的电压施加给控制电路10，所以能够在没有变压器的辅助绕组的情况下确保控制电路10的电源，成本变低。

此外，在接通直流电源而启动时，不再需要进行控制电路10电源供给的启动电路。

[实施例2]

图4是示出具有本发明实施例2的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。在图4中，电阻R1、电阻R2的连接点连接比较器A1的反相输入端子（-），电阻R4、齐纳二极管D4的连接点连接比较器A1的同相端子（＋）。

比较器A1的输出端子与触发器FF1的置位端子S连接，触发器FF1的复位端子R与晶体管Q3的栅极、晶体管Q4的栅极连接。触发器FF1的输出端子Qb连接与电路AND1的一个输入端子。

由于其他的结构与实施例1的结构相同，所以对相同部分赋予相同的标号，并省略其说明。

在实施例1中，在开关元件Q1每次开关时对启动后的电容器C2（控制电源）进行充电，在实施例2中，其特征在于，检测电容器C2的电压低于齐纳二极管D4的阈值电压VD4（击穿电压）的情况，仅在开关元件Q1的下一导通期间（1个脉冲）对电容器C2进行充电。

即，与实施例1的不同之处在于，通过1个脉冲的充电使电容器C2的电压VC2高于阈值电压VD4。从而，只要电容器C2的电压VC2不低于阈值电压VD4，则进行开关元件Q1的多次开关，而不进行电容器C2的充电动作。

此外，电容器C2的非充电动作中的开关元件Q1的开关次数由电容器C2的电容决定，电容器C2的电容器电容越大，则非充电动作中的开关元件Q1的开关次数越多。另外，在图6中，为了简单地说明动作，将充电次数设为每2次开关进行一次。

此外，齐纳二极管D4的阈值电压以及开关元件Q1的阈值电压被设定为高于控制电路10的最低动作电压。此处，具有这样的关系：控制电路动作开始电压＜阈值电压＜D4的阈值电压。

接着，对这样构成的实施例2的驱动电路的动作进行说明。参照图5所示的启动时的动作的时序图和图6所示的通常动作时的时序图对驱动电路的动作进行说明。

首先，在时刻t0，开关元件Q1导通，所以电流流过V1正极→P1→Q1→D2→C2→V1负极的路径。因此，电容器C2被充电，电容器C2的电压VC2上升。

在时刻t1，在电容器C2的电压VC2成为控制电路动作电压时，控制电路10、比较器A1、与电路AND1进行动作。在该时刻，由于电压VC2未达到开关元件Q1的栅极阈值电压Q1th，所以开关元件Q1持续导通。

在时刻t2，在电压VC2达到开关元件Q1的栅极阈值电压Q1th时，开关元件Q1根据控制电路10的导通/断开输出信号开始导通/断开动作。

此时，由于电压VC2未达到二极管D4的阈值电压VD4，所以比较器A1的输出是高电平，触发器FF1被置位。触发器FF1的反转输出Qb是低电平。该低电平经由与电路AND1输出至开关元件Q2的栅极。因此，无论控制电路10的导通/断开输出信号如何，开关元件Q2的栅极信号都为低电平，开关元件Q2断开。

在时刻t2～t3的期间内，由于开关元件Q2为断开状态，开关元件Q1在开关元件Q1导通的期间内经由二极管D2对电容器C2进行充电，电压VC2持续上升。

在时刻t3，检测到比较器A1的输出超过阈值电压VD4的情况，从高电平反转为低电平。

在时刻t4以后，由于触发器FF1的置位端子S输入低电平，所以触发器FF1的反转输出Qb与控制电路10的导通信号同步地输出高电平。因此，开关元件Q2与开关元件Q1的导通/断开动作同步地进行导通/断开动作，在时刻t4～t6中，停止经由二极管D2对电容器C2进行充电。

在时刻t5，在电容器C2的电压VC2低于阈值电压VD4时，比较器A1的输出从低电平反转为高电平，所以，在时刻t6，触发器FF1的反转输出Qb为低电平。因此，开关元件Q2为断开状态，经由二极管D2再次开始对电容器C2进行充电。

但是，在时刻t7，由于电容器C2的电压VC2超过阈值电压VD4，所以比较器A1再次输出低电平。因此，电容器C2的充电在时刻t6～t8中的1个脉冲处停止。

这样，根据具有实施例2的驱动电路的开关电源装置，在电容器C2的电压VC2降低时，比较器A1对触发器FF1进行置位，由此在开关元件Q1的下一导通期间，开关元件Q2持续断开。即，由于开关元件Q1导通，开关元件Q2为断开状态，所以，电流经由二极管D2流过电容器C2，电压VC2上升。由于间歇性地进行该动作，所以电容器C2的电位维持在一定电压以上。

因此，具有实施例2的驱动电路的开关电源装置也能够获得与具有实施例1的驱动电路的开关电源装置的效果相同的效果。

[实施例3]

在实施例2中，对于开关元件Q1的多次开关，仅对电容器C2进行1次充电（1个脉冲的量），实施例3的特征在于，仅使用1个脉冲中的、二极管D2的电流IdD2较小的前半段时间对电容器C2进行充电。

图7是示出具有本发明的实施例3的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图3所示的实施例2的开关电源装置，图7所示的实施例3的开关电源装置的以下的结构不同。

比较器A1的输出端子与二极管D5的阳极连接，二极管的阴极与电阻R3的一端、电容器C3的一端、与电路AND2的反相输入端子连接。电阻R3的另一端与二极管D6的阳极连接，二极管D6的阴极与晶体管Q3、Q4的栅极以及非电路NOT1的输出端子连接。

电容器C3的另一端与控制电路10的地线端子、二极管D4的阳极、电容器C2的另一端、电阻R2的另一端以及晶体管Q4的源极连接。与电路AND2将来自二极管D5的信号反转后的信号与来自控制电路10的输出进行与操作，向晶体管Q2的栅极输出“与输出”。

即，相对于实施例2，实施例3设置了时间常数电路D5、D6、R3、C3以替代触发器FF1，设置了与电路AND2以替代与电路AND1，与电路AND2的1个输入为NOT输入。

由于其他的结构与实施例2的结构相同，所以对相同部分赋予相同的标号，并省略其说明。

接着，对这样构成的实施例3的驱动电路的动作进行说明。参照图8所示的启动时的动作的时序图和图9所示的通常动作时的时序图，对驱动电路的动作进行说明。

由于图8所示的时刻t10～t13的动作与实施例2的时刻t0～t3的动作是同样的动作，所以省略了这些时刻的说明。

此处，在时刻t13，在电容器C2的电压VC2超过二极管D4的阈值电压VD4时，比较器A1的输出从高电平变为低电平，蓄积在电容器C3中的电荷经由电阻R3和二极管D6开始向非电路NOT1放电。

从时刻t13起经过基于电阻R3和电容器C3的时间常数以及与电路AND2的NOT输入阈值电压的时间常数时间A时，与电路AND2的输出从低电平变为高电平。

在时刻t14，开关元件Q2从断开状态切换为导通。通过开关元件Q2导通，从而经由二极管D2对电容器C2进行充电的开关元件Q1的漏极电流经由开关元件Q2流入地线。

经过时刻t14后，来自控制电路10的导通信号停止，即使输入下一个导通信号，由于电容器C2的电压VC2超过了二极管D4的阈值电压VD4，所以比较器A1的输出为低电平。因此，由于不对电容器C3进行充电，所以与电路AND2将与来自控制电路10的导通/断开信号同步的信号输出至开关元件Q2的栅极。因此，开关元件Q2与开关元件Q1的导通/断开动作同步地进行导通/断开动作。因此，在时刻t14～t15，停止经由二极管D2对电容器C2进行充电。

在时刻t15，在电容器C2的电压VC2小于二极管D4的阈值电压VD4时，比较器A1的输出为高电平，电容器C3进行充电，所以，与来自控制电路10的下一个导通信号同步地开始对电容器C2进行充电。

电容器C2的电压VC2瞬时地充电，在时刻t16，电压VC2再次超过二极管D4的阈值电压VD4。在从该时刻16起经过时间常数时间A后的时刻t18，充电停止。即，与来自控制电路10的导通信号同步地开始对电容器C2进行充电，所以，从开关元件Q1的漏极电流0A起开始对电容器C2进行充电。

在实施例3中，通过适当地设定时间常数时间A，可抑制电容器C2的电压VC2，所以能够进行调整以使得电容器C2的充电电压不会成为过电压。

这样，根据具有实施例3的驱动电路的开关电源装置，在电容器C2的电压VC2降低时，比较器A1输出高电平，所以电容器C3进行充电。在开关元件Q1成为下一个导通期间时，由于比较器A1输出低电平，所以电容器C3经由电阻R3进行放电。

然后，在电容器C3的电压VC3成为一定电压以下之前，开关元件Q1导通，开关元件Q2为断开状态。因此，电流经由二极管D2流入电容器C2，所以电容器C2的两端电压上升。通过每次或者间歇地实施该动作，使电容器C2的两端电压维持在一定电压以上。

因此，实施例3的开关电源装置也能够获得与实施例1的开关电源装置的效果相同的效果。

[实施例4]

图10是示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。在图10中，二极管D2的阴极与开关SW的一端连接，开关SW的另一端与电容器C2的一端、UVLO电路15的一端、控制电路10的一端连接。开关元件Q1的栅极与直流电源V1的负极即地线连接。另外，开关元件Q1的栅极也可以与预定的电位连接。

控制电路10通过脉冲信号使低侧的开关元件Q2导通/断开。此外，根据来自控制电路10的脉冲信号和来自电容器C2的电压，使开关SW导通/断开。

UVLO电路15是低电压检测电路，例如由图1所示的电阻R1、R2、R3、R4、晶体管Q5、比较器A1、非电路NOT2和齐纳二极管D4构成。UVLO电路15的比较器A1的输出与触发器FF1的复位端子R连接，触发器FF1的反转输出Qb与开关SW的控制端子连接。控制电路10的输出端子与触发器FF1的置位端子S、开关元件Q2的栅极连接。

由于其他的结构与图1所示的实施例1的驱动电路的结构相同，所以对相同部分分标注相同的标号。

接着，对这样构成的实施例4的驱动电路的动作进行说明。首先，开关SW通常（低电平信号）为导通状态，在来自触发器FF1的反相输出Qb的信号为高电平信号时成为断开状态。

最初，由于开关元件Q1的栅极与地线GND连接，所以在直流电源V1接通时，电流流过开关元件Q1，并经由二极管D2、开关SW对电容器C2进行充电。

在电容器C2的充电电压超过UVLO电路15的基准电压时，从UVLO电路15向触发器FF1的复位端子R输出高电平信号。因此，从触发器FF1的反转输出Qb向开关SW输出高电平，开关SW断开。

此处，在电容器C2的充电电压超过UVLO电路15的基准电压之前，控制电路10开始动作，从控制电路10向开关元件Q2的栅极输出导通/断开脉冲信号。

但是，在开关元件Q1的栅极电压超过阈值电压之前，开关元件Q1持续导通状态，在开关元件Q1的栅极电压变为超过阈值电压的状态时，与开关元件Q2的导通/断开同步地开始开关元件Q1的导通/断开。

此外，在从控制电路10输出导通脉冲信号的期间内，在电容器C2的充电电压低于UVLO电路15的基准电压时，UVLO电路15的输出信号为低电平，该低电平输入至触发器FF1的复位端子R，所以从触发器FF1的反转输出Qb向开关SW的控制端子输出低电平，开关SW导通。

接着，控制电路10的导通脉冲信号转变为断开脉冲，开关元件Q2断开，开关元件Q2的漏极电压上升而高于电容器C2的充电电压时，来自开关元件Q1的电流对电容器C2进行充电。

在电容器C2的充电电压超过UVLO电路15的基准电压时，开关SW断开，所以开关元件Q1的电流流入未图示的开关元件Q2的漏极-源极间电容，开关元件Q1的源极电压上升，所以开关元件Q1的栅极电压一下子超过阈值电压，开关元件Q1断开。

这样，根据实施例4的驱动电路，也能够获得与实施例1的驱动电路的效果相同的效果。

在图11中，电阻R1、R2、R3、R4、晶体管Q5、比较器A1、非电路NOT2和齐纳二极管D4与图10所示的UVLO电路15对应。

由P沟道MOSFET构成的晶体管Q6对应于图10所示的开关SW。在晶体管Q6的栅极和二极管D2的阴极之间连接有电阻R5，晶体管Q6的栅极与二极管D5的阳极连接，二极管D5的阴极与触发器FF1的反转输出Qb连接。

图12是图11所示的开关电源装置内的触发器FF1的内部连接图。图12所示的触发器FF1是置位优先电路。

在图12中，电源Vcc与电阻R6的一端、电阻R8的一端连接，电阻R6的另一端与置位端子S以及或非电路NOR2的一个输入端子连接。地线GND与电阻R7的一端以及电阻R9的一端连接，电阻R7的另一端与复位端子R以及或非电路NOR1的一个输入端子连接。

电阻R8的另一端与输出端子Q、或非电路NOR1的输出端子、或非电路NOR2的另一个输入端子连接，电阻R9的另一端与输出端子Qb、或非电路NOR2的输出端子、或非电路NOR1的另一个输入端子连接。

接着，对图11所示的实施例4的驱动电路的动作进行说明。首先，在直流电源V1接通时，由栅极电阻R5和触发器FF1的反转输出Qb～地线GND间的电阻R9产生的分压电压被施加于晶体管Q6的栅极，晶体管Q6变为导通状态。

在电源启动时，由于开关元件Q1导通，所以充电电流通过一次绕组P1、开关元件Q1、二极管D2流入晶体管Q6。

在晶体管Q6导通后，电流开始流过电容器C2。然后，电容器C2的两端电压Vc2变大，控制电路10进行动作。此时，将控制电路10的动作开始电压设定为开关元件Q2能够进行导通/断开动作的电压。

此外，在电容器C2的两端电压Vc2超过基准电压时，从UVLO电路15向触发器FF1的复位端子R输出复位信号，使反转输出Qb成为高电平。由此，使晶体管Q6断开，能够防止电容器C2的过电压。

在通常动作时，在开关元件Q2断开时，通过触发器FF1检测电容器C2的两端电压Vc2，在检测出的电压较低时使晶体管Q6导通。

开关元件Q1的电流IdQ1通过二极管D2流过电容器C2，对电容器C2进行充电。通过触发器FF1对晶体管Q6的栅极进行导通/断开控制，能够防止来自开关元件Q1的充电电流一直流动。

这样，通过一系列的动作，能够在变压器T1不设置辅助绕组的情况下确保控制部的电源。此外，在电源启动时，不需要进行控制电路10的电源供给的启动电路。

图13示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置的启动时的各部的动作的时序图。此外，图14示出具有本发明实施例4的驱动电路的开关电源装置的通常时的各部的动作的时序图。

接着，对上述的各实施例的变形例的驱动电路进行说明。

（实施例4的变形例1）

图15是示出具有本发明实施例4的变形例1的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图11所示的驱动电路，图15所示的实施例4的变形例1的驱动电路在控制电路10的两端之间设置有由恒压电源构成的电源REG17，从电源REG17向开关元件Q1的栅极提供栅极电压。

在优选实施例中，控制电路10的电源为｜Vth(Q1)｜-VF(D2)，但是，通过设置电源REG17，能够使控制电路10的电源电压上升与电源REG17的电压相应的量。在仅通过开关元件Q1的阈值电压无法使控制电路10动作时有效。

另外，也可以构成为将二极管D2、晶体管Q6、电阻R5替换为REG模块。此外，也可以构成为将比较器A1替换为UVLO电路15。

（实施例1的变形例1）

图16是示出具有本发明实施例1的变形例1的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。图16所示的实施例1的变形例1的驱动电路的特征是不使用二极管D2，而使用REG电路18。

REG电路18由用于向电容器C2提供电压的恒压电源构成，其中，电容器C2用于从开关元件Q1和开关元件Q2的连接点向控制电路10提供电源。

通过使用由恒压电源构成的REG回路15，能够抑制对制御回路10施加过电压。

（实施例4的变形例2）

图17是示出具有本发明实施例4的变形例2的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图11所示的实施例4的驱动电路，实施例4的变形例2的驱动电路设置有控制部电源提供用的常通型开关元件Q1A和常通型开关用的开关元件Q1B，开关元件Q1A的源极与二极管D2的阳极连接，开关元件Q1B的源极与开关元件Q2的漏极连接。开关元件Q1A的栅极以及开关元件Q1B的栅极与地线GND连接。

此外，由虚线包围的部分A可以由单芯片构成，所以能够实现小型化。所谓单芯片结构，例如，在开关元件Q1使用GaN-FET 芯片时，在GaN-FET 芯片上构成框线内的元件而进行集成电路化。

接着，对实施例4的变形例2的驱动电路的动作进行说明。另外，开关元件Q2的漏源间电容CQ2是远小于电容器C2的电容的值。

通过来自开关断开时的开关元件Q1B的电流，漏源间电容CQ2瞬时地充电，开关元件Q1B的源极电压上升。由此，由于开关元件Q1B的栅极与地线GND连接，所以能够使开关元件Q1B的断开的开关动作加快。

此外，由于开关元件Q1A的源极经由二极管D2、晶体管Q6与电容器C2连接，所以使开关元件Q1B的开关断开动作延迟，直到达到开关元件Q1A的阈值电压为止。

因此，开关动作断开时的电流从开关元件Q1A流过电容器C2，开关元件Q1B的开关损耗由开关元件Q1A分担一部分，能够对开关损耗进行热分散。

此外，将变压器T1的漏感产生的浪涌能量用于电容器C2的充电电流，由此能够减少施加给开关元件Q1A、Q1B的漏极电压的浪涌电压。

（实施例1的变形例2）

图18是示出具有本发明实施例1的变形例2的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图1所示的实施例1的驱动电路，实施例1的变形例2的驱动电路的特征是，设置有用于提供控制部电源的由N沟道MOSFET构成的开关元件Q1A和由N沟道MOSFET构成的开关用的开关元件Q1B。

开关元件Q1A的漏极与开关元件Q1B的漏极连接，开关元件Q1A的栅极与开关元件Q1B的栅极连接。开关元件Q1A的源极与二极管D2的阳极连接，二极管D2的阴极与电容器C2的一端连接。开关元件Q1B的源极与开关元件Q2B的漏极连接。

控制电路10通过脉冲信号使2个高侧的开关元件Q1A、Q1B和低侧的开关元件Q2B导通/断开。

这样，通过实施例1的变形例2的驱动电路，也能够获得实施例1的驱动电路的效果以及实施例4的变形例2的驱动电路的效果。

（实施例1的变形例3）

图19是示出具有本发明实施例1的变形例3的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图1所示的实施例1的驱动电路，实施例1的变形例3的驱动电路的特征是，还在开关元件Q1和开关元件Q2的串联电路上并联地连接了开关元件Q1A（第2常通型的高侧开关）和开关元件Q2A（第2常断型的低侧开关）的串联电路。

高侧的开关元件Q1、Q1A的各栅极间连接，低侧的开关元件Q2，Q2A的各栅极连接。

根据这种结构，通过追加开关元件Q1A和开关元件Q2A，由此能够在流过开关元件Q1和开关元件Q2的电流量的基础上进一步得到增加。

此外，通过分散开关元件Q1的损耗，能够使发热分散而提高可靠性。

（实施例1的变形例4）

图20是示出具有本发明实施例1的变形例4的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图1所示的实施例1的驱动电路，实施例1的变形例4的驱动电路的特征是，还在开关元件Q1和开关元件Q2的串联电路上并联地追加了常断的开关元件Q7。

常断型开关元件Q7的栅极与开关元件Q2的栅极连接。

这样，能够降低开关元件Q1和开关元件Q2导通电阻所导致的损耗。

此外，能够对开关元件Q1、开关元件Q2和开关元件Q7进行单芯片化。或者，通过将开关元件Q7作为外置FET来连接，能够增大流过变压器T1的电流，从而能够支持大容量输出。

例如，在制作包含开关元件Q1～Q4以及控制电路10、UVLO电路的单封装集成电路的情况下，对于被开关元件Q1、Q2限制的电力，能够通过连接开关元件Q7而自由地实现电力增加。此外，开关元件Q1、Q2、Q7的发热也得以分散，从而能够提高可靠性。

（实施例1的变形例5）

图21是示出具有本发明实施例1的变形例5的驱动电路的开关电源装置的结构的电路图。相对于图1所示的实施例1的驱动电路，实施例1的变形例5的驱动电路还在低侧构成与高侧相同的电路结构，并且高侧用的开关元件Q2H的源极与低侧用的开关元件Q2L的漏极串联连接，开关元件Q2L的源极与直流电源V1的负极连接。本发明也能够适用于这样的桥结构的驱动电路。

另外，本发明并不限于上述的实施例的驱动电路。例如，也可以使用n沟道的MOSFET来替代二极管D2。

产业上的可利用性

本发明能够适用于AC-DC转换器和DC-DC转换器等。

Claims

1.一种驱动电路，其对常通型的高侧开关和常断型的低侧开关进行导通/断开驱动，所述高侧开关和所述低侧开关的串联电路与直流电源并联连接，所述驱动电路的特征在于，该驱动电路具有：

控制电路，其通过脉冲信号使所述高侧开关和所述低侧开关导通/断开；

整流单元，其一端连接在所述高侧开关和所述低侧开关的连接点；

电容器，其与所述整流单元的另一端以及所述直流电源的一端连接，并向所述控制电路提供电源；以及

驱动部，其根据来自所述控制电路的脉冲信号和来自所述电容器的电压，对所述高侧开关和所述低侧开关进行导通/断开驱动，

所述驱动部具有：

高侧开关控制部，其通过来自所述控制电路的脉冲信号，使所述高侧开关导通/断开；

比较器，其对所述电容器的电压和阈值电压进行比较；以及

低侧开关控制部，其根据所述比较器的输出和来自所述控制电路的脉冲信号，使所述低侧开关导通/断开，

所述比较器是滞回比较器，在所述电容器的电压为上限阈值以上时，使输出信号反转，在所述电容器的电压为下限阈值以下时，使输出信号相对于所述上限阈值以上时的输出信号反转，

所述低侧开关通过所述比较器的输出信号而导通，通过来自所述控制电路的脉冲信号而断开。

2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，

所述驱动部对所述高侧开关进行导通驱动，对所述低侧开关进行断开驱动，由此对所述电容器进行充电。

3.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，

所述驱动部在所述电容器的充电电压为预定的电压以下时，对所述高侧开关进行导通驱动，并且对所述低侧开关进行断开驱动。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的驱动电路，其特征在于，

该驱动电路具有与所述常通型的高侧开关和所述常断型的低侧开关的串联电路并联地连接的第2常通型的高侧开关和第2常断型的低侧开关的串联电路，

各高侧开关的控制端子间连接，各低侧开关的控制端子间连接。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的驱动电路，其特征在于，

该驱动电路具有与所述常通型的高侧开关和常断型的低侧开关的串联电路并联连接的常断型开关，

所述常断型开关的控制端子与所述低侧开关的控制端子连接。

6.一种驱动电路，其对常通型的高侧开关和常断型的低侧开关进行导通/断开驱动，所述高侧开关和所述低侧开关的串联电路与直流电源并联连接，所述驱动电路的特征在于，该驱动电路具有：

控制电路，其通过脉冲信号使所述低侧开关导通/断开；

开关单元，其一端连接在所述高侧开关和所述低侧开关的连接点；

电容器，其与所述开关单元的另一端以及所述直流电源的一端连接，向所述控制电路提供电源；

驱动部，其根据来自所述控制电路的脉冲信号和来自所述电容器的电压，对所述低侧开关进行导通/断开驱动；以及

开关控制部，其根据来自所述控制电路的脉冲信号和来自所述电容器的电压，对所述开关单元进行导通/断开控制，在所述电容器的充电电压超过基准电压时，使所述开关单元断开，在从所述控制电路输出导通脉冲信号的期间内，在所述电容器的充电电压低于所述基准电压时，使所述开关单元导通，

所述高侧开关的控制电极与“地”或者预定的电位连接。

7.一种驱动电路，其对常通型的高侧开关和常断型的低侧开关进行导通/断开驱动，所述高侧开关和所述低侧开关的串联电路与直流电源并联连接，所述驱动电路的特征在于，该驱动电路具有：

控制电路，其通过脉冲信号使所述低侧开关导通/断开；

第2常通型的高侧开关，其与所述常通型的高侧开关的高压侧主电极以及控制电极连接；

开关单元，其一端与所述第2常通型的高侧开关的低电压侧主电极连接；

电容器，其与所述开关单元的另一端以及所述直流电源的一端连接，并向所述控制电路提供电源；

所述高侧开关的控制电极与“地”或者预定的电位连接。

8.一种驱动电路，其对常通型的高侧开关和常断型的低侧开关进行导通/断开驱动，所述高侧开关和所述低侧开关的串联电路与直流电源并联连接，所述驱动电路的特征在于，该驱动电路具有：

控制电路，其通过脉冲信号使所述两个高侧开关和所述低侧开关导通/断开；

整流单元，其一端与所述第2常通型的高侧开关的低压侧主电极连接；

所述驱动部具有：

比较器，其对所述电容器的电压和阈值电压进行比较；以及

9.根据权利要求1～3中的任意一项所述的驱动电路，其特征在于，

设置有向电容器提供电压的恒压电源来替代所述整流单元，所述电容器从所述高侧开关和所述低侧开关的连接点向所述控制电路提供电源。