CN202084941U - 适用于中高压系统的三相二臂三电平有源电能质量补偿器 - Google Patents

Abstract

本实用公开了一种适应于中高压系统的三相二臂三电平有源电能质量补偿器，其由三个输出电抗器，三电平逆变器和直流侧均压电路组成，三电平逆变器由两个三电平开关臂和一组串联的电容组成，在直流侧采用一种均压电路，由两个容量很小的功率开关和平衡电感组成，可以实现直流侧电容电压的均衡，在具有同样功能的前提下，与现有技术相比，本实用减小了补偿系统的硬件成本和复杂度，提高了补偿系统的可靠性。

Description

适用于中高压系统的三相二臂三电平有源电能质量补偿器

技术领域

本实用涉及有源电能质量补偿器，具体是一种适用于中高压系统的三相二臂三电平有源电能质量补偿器。

背景技术

随着社会工业的发展，铁路交通，矿山冶金和石油石化行业中高压大功率负荷的投运，会产生大量的无功，负序和谐波电流，给电力系统中的发电、输电和变电设备的运行带来严重危害，增加系统的损耗，降低变压器出力等，严重影响电力系统的安全经济运行。因此，必须采取有效措施抑制大功率负荷产生的无功和谐波电流等电能质量问题。

针对上述的无功、谐波等问题，国内外学者已进行了一定的研究。大量的交流柔性输变电装置(FACTS)如APF，SATCOM和UPQC等被安装工业现场来进行无功和谐波的动态补偿，提高电力系统的电能质量。但是APF和SATCOM一般用在低压场合，采用普通的两电平结构。由于现在高压对大功率补偿装置的需求极为渴望与迫切，传统的两电平PWM逆变器依靠单个的开关管显然承受不了直流侧的高压。除了高压缺陷以外，传统两电平逆变器还存在以下问题：1)高频产生很高的dv/dt和浪涌电压，引起电机绕组绝缘击穿；2)高频开关产生很大的器件电压应力和开关损耗，使效率降低；3)逆变器输出波形的谐波含量较大。

为了解决上述两电平的缺陷，1980年日本学者Nabae等人提出中点钳位(Neutral point clamped three-level inverter，NPCTLI)三电平结构的逆变器，如图1所示，这种结构可以使主电路开关管的电压降低一半，可以使dv/dt降低一半，由于输出多了一个电平，输出电压谐波含量减少。这样有利于采用低压器件实现高压输出，并且各开关器件间没有均压问题存在，减少了产品的设计，提高了设备的可靠性。后来，有学者又提出了电容箝位式、H桥串联式、主管辅助钳位式等多种多电平的结构，并延伸出了混合型和通用型等多电平结构，它们的出现为高压大容量电压型逆变器的研制开辟了一条新思路，极大丰富和发展了电力电子技术。

实用内容

本实用所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种结构简单、成本低、可靠性高的基于三相二臂逆变器的适用于中高压系统的三电平有源电能质量补偿器。

为解决上述技术问题，本实用所采用的技术方案是：一种适应于中高压系统的三相二臂三电平有源电能质量补偿器，包括输出电抗器，还包括三电平逆变器和直流侧均压电路，三电平逆变器的A、B两相为三电平开关臂，C相为至少两个电容串联组成的支路，A、B、C三相并联；三电平开关臂由四个串联的开关管和与两个串联的续流二极管组成，两个串联的续流二极管与中间两个开关管并联；直流侧均压电路由至少两个串联开关管与一个电感组成；直流侧均压电路的串联开关管支路与三电平逆变器并联，直流侧均压电路的电感与三电平逆变器C相的中点相连，三电平逆变器通过输出电抗器与中高压电网相连。

所述直流侧均压电路开关管和平衡电感的额定电流在三电平开关臂开关管额定电流的5％之内。

本实用采用两个三电平开关臂和一组串联的电容组成一个逆变器，与NPCTLI相比，结构上更为精简，采用了一种小容量实用的直流侧均压电路，由小容量的功率开关和平衡电感组成，可以实现直流侧电容的动态均压，提高装置的补偿性能和可靠性，维持两电容电压的平衡，提高了系统的可靠性。

附图说明

图1为三电平二极管箝位式逆变器结构图；

图2为本实用的系统结构图；

图3为本实用的无功，负序和谐波电流检测框图；

图4为本实用的整体控制框图。

图5为本实用的直流侧电容的均压控制方法框图

其中：

1：二极管箝位式三电平逆变器；2：输出电抗器；

3：三电平逆变器；4：直流侧均压电路；

5：前馈解耦式闭环控制方法。

具体实施方式

下面结合附图对本实用作进一步的说明。

参见图1，图1为普通二极管箝位式三电平补偿器结构图。它由一个二极管箝位式三电平逆变器1和三个输出电抗器2组成。二极管箝位式三电平逆变器包括十二个功率开关器件和六个二极管。功率半导体器件所承受电压为直流母线电压的一半。普通NPCTLI它在交流侧端电压会产生五个电压等级，输出波形畸变小，功率器件所承受的电压为u_dc的一半，但其使用了过多的功率器件，成本高。

参见图2，图2为本实用的结构图。

本实用提出一种基于三相二臂三电平逆变器的补偿结构，如图2所示。它是由一个三电平逆变器3，直流侧均压电路4和三个输出电抗器2组成，并通过输出电抗器连入电网。图2中，三相逆变器的A相三电平开关臂由上对开关管T_a1和T_a2，下对开关管T′_a1和T′_a2及两个续流二极管D_a1和D_a2构成；三相逆变器的B相三电平开关臂由上对开关管T_b1和T_b2，下对开关管T′_b1和T′_b2及两个续流二极管D_b1和D_b2构成；三相逆变器的C相臂由电容C₁和C₂组成。直流侧均压电路由小容量的开关管T₁，T₂和平衡电感L_b构成。

传统的两点平电压源逆变器有六个功率开关器件，每个承受的电压为u_dc，这种逆变器的缺点是不适宜用在高压大容量场合。普通NPCTLI它在交流侧端电压会产生五个电压等级，输出波形畸变小，功率器件所承受的电压为u_dc的一半，但其使用了过多的功率器件。本实用提出的结构只需要两个三电平开关臂和一组串联的电容组成一个逆变器，与NPCTLI比较，节省了一臂功率开关器件，但具有相同的补偿能力。因此，这种补偿结构更为精简。为了实现直流侧电容的均压并减少逆变器控制上的复杂性，本实用采用了一种直流侧均压电路，由小容量的功率开关和平衡电感组成，成本低，装置性能却更加可靠。

图2中，V_Sa，V_Sb，V_Sc分别是交流电源电压，滤波电感为L，直流侧电容为C₁和C₂，逆变器的交流端输出电流为i_Ca，i_Cb，i_Cc。三相交流系统的C相直接连接到两直流电容的中点。此逆变器的整个电路只有八个功率开关器件和四个二极管取代了NPCTLI的十二个功率开关器件和六个二极管。功率半导体器件的所承受电压为直流母线电压的一半。在每个桥臂中，三个有效的开关状态可以在交流电压侧产生三种电压。三种开关功能对应得各桥臂输出状态如下：

假设直流母线的电容电压是相等的，则交流端电压如下：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ac}}=V_{\mathrm{ao}}-V_{\mathrm{co}}=g_a*\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\\ V_{\mathrm{bc}}=V_{\mathrm{bo}}-V_{\mathrm{co}}=g_b*\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\\ V_{\mathrm{ab}}=V_{\mathrm{ao}}-V_{\mathrm{bo}}=(g_a-g_b)*\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\end{array}\right.---\left(2\right)$

由于两个开关臂的控制是独立的，不会相互各自开关臂的输出电压，故该三电平逆变器共有9种控制状态输出，三相逆变器的开关状态与其输出电压的关系如下表所示：

表1 改进三电平逆变器的开关控制表

根据电路图，有如下电压电流关系：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Ca}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{Sa}}-V_{\mathrm{ac}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Cc}}}{\mathrm{dt}}-V_{\mathrm{Sc}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Cb}}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{Sb}}-V_{\mathrm{bc}}+L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Cc}}}{\mathrm{dt}}-V_{\mathrm{Sc}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

参见图3，图3为本实用的无功和谐波电流检测框图。

为了实现系统无功和谐波电流的补偿，本实用采用一种FBD算法计算该三相二臂的三电平电能质量补偿器的参考指令信号。根据FBD检测原理，假设三相单位电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Sa}}=U\sin \left(\mathrm{wt}\right)\\ V_{\mathrm{Sb}}=U\sin (\mathrm{wt}-2\mathrm{\π}/3)\\ V_{\mathrm{Sc}}=U\sin (\mathrm{wt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(4\right)$

令u₁＝[V_Sa，V_Sb，V_Sc]，i＝(i_a，i_b，i_c)。其中U为三相电压的幅值；I_n和

为n次电流的幅值和相角。

根据FBD原理的功率定义，所以基波等效有功为∑p⁺＝<u₁，i>，故可得基波等效有功电导为：

$G_p^{+}\left(t\right)=\frac{\mathrm{\&Sigma;}{p}^{+}}{\left|\right|u_1\left|\right|}=\frac{2[V_{\mathrm{Sa}}{i}_a+V_{\mathrm{Sb}}{i}_b+V_{\mathrm{Sc}}{i}_c]}{3U^2}---\left(6\right)$

其中有 $\left|\right|u_1\left|\right|=V_{\mathrm{Sa}}^2+V_{\mathrm{Sb}}^2+V_{\mathrm{Sc}}^2=3U^2/2,$ 如图3所示的检测框图，上式中将得到的

经低通滤波器(lower pass filter，LPF)滤除交流成分后，得到等效基波有功电导的直流成分

于是分别乘以相应的同步信号可得A、B和C相基波有功电流的表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ap}}\left(t\right)=U{\stackrel{\&OverBar;}{G}}_p^{+}\sin \mathrm{wt}\\ i_{\mathrm{bp}}\left(t\right)=U{\stackrel{\&OverBar;}{G}}_p^{+}\sin (\mathrm{wt}-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ i_{\mathrm{cp}}\left(t\right)=U{\stackrel{\&OverBar;}{G}}_p^{+}\sin (\mathrm{wt}+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right.---\left(7\right)$

只要补偿器能把三相电网电流补偿为i_ap(t)、i_bp(t)和i_cp(t)就到达了无功与谐波补偿的目的。故可以求的补偿器的参考指令信号为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Ca}}^{*}\left(t\right)=i_a\left(t\right)-i_{\mathrm{ap}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{Cb}}^{*}\left(t\right)=i_b\left(t\right)-i_{\mathrm{bp}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{Cc}}^{*}\left(t\right)=i_c\left(t\right)-i_{\mathrm{cp}}\left(t\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

通过合适的控制方法来控制两三电平开关臂，使之输出电流完全跟踪给定的无功与谐波电流，就可以实现无功与谐波完全补偿和抑制。

参见图4，图4为三相二臂的三电平有源电能质量补偿器的控制框图。图中，5为前馈解耦式闭环控制方法。

针对该三相二臂的三电平有源电能质量调节器，为了实现系统无功和谐波电流的补偿，并维持系统安全可靠的运行。采用一种电压外环PI调节，维持直流侧电压的稳定并弥补功率开关的损失。然后将外环输出信号与期望的无功与谐波电流指令信号叠加得到总的电流内环参考信号。电流内环通过采用一种前馈解耦式闭环控制方法来计算系统的两占空比信号，将一个两输入和两输出的耦合系统解耦成两个独立的单输入单输出系统，提高系统的可靠性，然后通过采用相应的PWM调制方法驱动开关管以获得期望的电流。整体控制框图如图4所示。

为了维持直流侧电压的稳定并弥补开关管的损失，一个PI调节器被采用来实现直流侧电压外环的闭环调节：

I_out＝k_P1Δu_dc+k_I1∫Δu_dcdt        (9)

其中，I_out为外环电压PI控制器输出；k_P1和k_I1为比例和积分系数；电压跟踪误差Δu_dc＝U_ref-u_dc。如果开关管功率损失由各自的开关臂共同承当，则将I_out分别乘以各相的同步信号，可以得到补偿器两相功率开关臂的电流指令信号：

根据前面检测得到的无功，负序和谐波参考信号即式(8)，则可以推得三电平有源电能质量调节器A、B两相开关臂的电流内环总的参考信号为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ar}}=i_{\mathrm{Ca}}^{*}+i_{\mathrm{da}}\\ i_{\mathrm{br}}=i_{\mathrm{Cb}}^{*}+i_{\mathrm{db}}\end{array}\right.---\left(11\right)$

假设稳态时，三电平有源电能质量补偿器输出的三相电压是平衡的，且没有中性线，则瞬时的三相电压和线电流之和为零，可以得到：

i_Cc＝-(i_Ca+i_Cb)        (12)

基于上面的(12)，联合(3)式，在稳定状态下，根据单极性调制的脉冲等效原理，交流端电压的平均值V_ac和V_bc能够表达如下：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ac}}\\ V_{\mathrm{bc}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{d}_a\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\\ d_b\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Sac}}-L\frac{d}{\mathrm{dt}}(2i_{\mathrm{Ca}}+i_{\mathrm{Cb}})\\ V_{\mathrm{Sbc}}-L\frac{d}{\mathrm{dt}}(i_{\mathrm{Ca}}+2i_{\mathrm{Cb}})\end{array}\right]---\left(13\right)$

其中，d_a和d_b为占空比，且d_a和d_b∈[-1，1]；V_Sac和V_Sbc为电网侧线电压并满足以下表达：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Sac}}=V_{\mathrm{Sa}}-V_{\mathrm{Sc}}=\sqrt{3}U\sin (\mathrm{wt}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})\\ V_{\mathrm{Sbc}}=V_{\mathrm{Sb}}-V_{\mathrm{Sc}}=\sqrt{3}U\sin (\mathrm{wt}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})\end{array}\right.---\left(14\right)$

根据式(13)和式(14)，占空比d_a和d_n可表达如下：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}{V}_{\mathrm{Sac}}-\frac{4L}{u_{\mathrm{dc}}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Ca}}}{\mathrm{dt}}-\frac{2L}{u_{\mathrm{dc}}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Cb}}}{\mathrm{dt}}\\ d_b=\frac{2}{u_{\mathrm{dc}}}{V}_{\mathrm{Sbc}}-\frac{2L}{u_{\mathrm{dc}}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Ca}}}{\mathrm{dt}}-\frac{4L}{u_{\mathrm{dc}}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Cb}}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(15\right)$

在线电压已定的情况，检测逆变器输出电流和逆变器的系统参数，占空比d_a和d_b可由(15)式得到。由(15)式可知，占空比d_a的计算与i_Cb相关，而占空比d_b的计算与i_Ca相关，这样两个三电平开关臂的控制就耦合在一起，相互调节相互影响，会降低系统的稳定性和动态性能，不利于系统的安全可靠运行。本实用专利采用一种前馈解耦的电流闭环控制方法如图4所示，将交叉耦合信号通过前馈的方式来进行补偿，使后面的信号的调节处理不再相互耦合，实现两个开关臂的独立控制。图4中的k₁和k₂为前馈解耦系数，根据前馈解耦原理有：

$\frac{1}{k_1{k}_2-1}\left[\begin{array}{cc}-2& -1\\ -1& -2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-1& k_2\\ k_1& -1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-2& 0\\ 0& -2\end{array}\right]---\left(16\right)$

可以求解得：

k₁＝k₂＝0.5            (17)

根据上式的占空比计算公式，通过采用合适的PWM调制方法，驱动三电平开关管可获得期望的补偿电流。图4中，S_x1和S_x2(x∈[a，b])是两三电平开关臂的上对开关管的驱动信号；下对开关管的驱动信号S′_x1和S′_x2分别与对应的上对开关管的驱动信号互补。

参见图5，图5为直流侧电容的均压控制方法框图。

由于直流侧是由两个串联的电容组成，则系统直流侧存在一个均压平衡的问题。如果电压不平衡，则会引起逆变器输出电压电流的畸变，影响的补偿效果和可靠性。

为了维持两电容电压的平衡，保证补偿系统的正常稳定运行，本文采用了一种均压电路，并通过闭环控制来调节开关管T₁和T₂的导通实现直流侧电压平衡。通过检测直流侧电容电压差，利用一个低通滤波器滤除交流成分，得到电容电压差的直流成分。然后，通过PI控制器输出一个值，经过限幅后得到调节直流侧电容电压差的期望电流信号

之后与反馈的直流电流信号i_m作差，经过PI控制器调节和限幅后输出直流侧均压电路的占空比信号d_o，最后通过PWM调制得到T₁和T₂的开关驱动信号。当V_C1＞V_C2时，d_o＞0.5，这样使T₁导通时间长，将电容C₁的能量释放到电感，之后转移到C₂，反之亦然。稳态平衡时，则有d_o＝0.5。通过电流的闭环控制，直流电流i_m不会突变，且电压稳定后，直流电流i_m很小，一般只有几安培，所以均压电路的开关管和平衡电感的容量非常小。这样，通过小容量低成本的均压控制电路，可以实现直流侧电压的稳态平衡，降低了逆变器控制的复杂度，提高了系统的稳定性和可靠性。

Claims (2)

1.一种适应于中高压系统的三相二臂三电平有源电能质量补偿器，包括三个输出电抗器，其特征在于，还包括三电平逆变器和直流侧均压电路，三电平逆变器的A、B两相为三电平开关臂，C相为至少两个电容串联组成的支路，A、B、C三相并联；三电平开关臂由四个串联的开关管和与两个串联的续流二极管组成，两个串联的续流二极管与中间两个开关管并联；直流侧均压电路由至少两个串联开关管与一个电感组成；直流侧均压电路的串联开关管支路与三电平逆变器并联，直流侧均压电路的电感与三电平逆变器C相的中点相连，三电平逆变器通过输出电抗器与中高压电网相连。

2.根据权利要求1所述的适应于中高压系统的三电平有源电能质量补偿器，其特征在于，所述直流侧均压电路开关管和电感的额定电流在三电平开关臂开关管额定电流的5％之内。

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