CN202025847U - 间接馈电天线 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种间接馈电天线。在一实施方式中，耦合器被电性耦合到馈电部。该耦合器电容耦合到谐振元件且该谐振元件电性耦合到接地面。该系统改进了带宽，并允许在天线设计中单独地调整谐振频率、天线带宽、史密斯圆图中卷曲位置和相关阻抗匹配网络。

Description

间接馈电天线

本申请要求2009年9月8日提交的申请号为61/240,644的美国临时申请，2009年10月28日提交的申请号为61/255,609的美国临时申请以及2010年3月31日提交的申请号为61/319,514的美国临时申请的优先权，在此通过参考将它们全部合并于本申请中。 

技术领域

本实用新型通常涉及适于用在无线电子装置中的天线和天线馈电排列。 

背景技术

适于接收无线信号的现代装置具有存在分歧的要求。一方面，在减小装置尺寸和降低装置成本方面存在不断的压力。另一方面，在改善性能方面存在不断的期望。天线已经被证实是面临对这些方面进行优化的挑战的一个领域。 

包括天线的装置的生产希望天线在一系列环境条件下都能有效工作，同时尺寸小且制作成本低。已经开发了一些技术使天线具有期望的谐振频率，因此天线可以在期望的频率上(例如，850MHz或2.3GHz)有效工作，但天线元件的尺寸仍然是一个主要问题。从性能的观点来看，也希望配置天线使其能在一系列频率(例如，具有足够的频率带宽)内有效工作。特别是对于发射信号的天线，具有足够的阻抗带宽是有益的，因为发射到外部的合适频率范围会造成反射功率的增加，这对于馈电部或发射机是有害的。一种解决天线阻抗带宽的方法是增加到接地面的距离。然而对于天线可利用的空间体积经常是有限的。由于现有的用于提高天线阻抗带宽的技术，在天线设计中必然经常需要妥协。因此应该重视进一步改进天线设计。 

实用新型内容

天线系统的实施方式包括谐振元件，其与接地面电性耦合。该谐振元件还被配置为与耦合器电容耦合，该耦合器电性耦合到馈电部，该馈电部被配置为电耦合到发射器(其也可以是收发器)。这样，该谐振元件间接耦合到馈电部。当该耦合器通过该馈电部、耦合器元件和谐振元件两者间的电容耦合以及耦合器和接地面之间的电容耦合接收到来自发射器的信号时，提供了一种与使用同等尺寸的谐振元件和直接馈电的天线系统相比提高了带宽的天线系统。 

附图说明

通过参考下面的说明并结合附图，本实用新型的结构组成和操作方式及其目的和优点将被更好的理解。在下列附图中相同的附图标记表示相同元件，其中： 

图1是高阻抗间接馈电狭槽天线的实施方式的透视图； 

图2是图1所示天线实施方式的电路图； 

图3A是说明在阻抗匹配之前图1的天线的阻抗特性的史密斯圆图； 

图3B是说明在阻抗匹配之后图1的天线的阻抗特性的史密斯圆图； 

图4是说明直接馈电天线的阻抗特性的史密斯圆图； 

图5A是低阻抗间接馈电狭槽天线的实施方式的透视图； 

图5B是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图6A是图5A所示天线的电路图； 

图6B是图5B所示天线的电路图； 

图7A是说明在阻抗匹配之前图5A的天线的阻抗特性的史密斯圆图； 

图7B是说明在阻抗匹配之后图5A的天线的阻抗特性的史密斯圆图； 

图8是说明直接馈电天线的阻抗特性的史密斯圆图； 

图9是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图10是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图11是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图12是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图13是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图14是低阻抗间接馈电狭槽天线的替代实施方式的透视图； 

图14A是图14的低阻抗间接馈电狭槽天线的截面图； 

图14B是例如图14所示的低阻抗间接馈电狭槽天线的实施方式的放大截面图； 

图15是包括低阻抗狭槽馈电天线和提供寄生谐振元件的高阻抗狭槽馈电天线的天线的实施方式的透视图； 

图16是图15所示的天线实施方式的阻抗匹配网络的电路图； 

图17A是说明在低频范围内图15的天线的天线阻抗的史密斯圆图； 

图17B是说明在高频范围内图15的天线的天线阻抗的史密斯圆图；以及 

图18是描述图15的天线的频率范围隔离的曲线平面图。 

具体实施方式

对示例性的实施方式的具体描述不是对清楚公开的组合的限制。因此，除非另外说明，在此公开的特征可以结合在一起形成其他组合，为了简练的目的不再另外描述。 

示出的实施方式提供了一种新型天线，其在给定的天线体积中改善了阻抗带宽。高阻抗狭槽馈电天线(HISFA)和低阻抗狭槽馈电天线(LISFA)允许使用对天线馈电的新技术。由于在移动通信装置中天线占用空间有限，天线在移动通信装置中是可用的。这些HISFA和LISFA也具有允许不同特性的天线系统单独调节的能力，这可以对发展循环提供重大改进，因为调整系统的一个方面不会对其它系统特性产生大的影响。 

图1示出了第一种实施方式，其为高阻抗狭槽馈电天线(HISFA)10。该HISFA与电路板12相连接，该电路板12提供了接地面13和收发器15。该HISFA10包括通过接地臂16与接地面13连接的谐振元件14和与电路板12和谐振元件14分离的耦合器18。馈电部20经由传输线15a电连接到收发器15且该馈电部20可以包括电路元件21(其可以是允许收发器15和天线10之间更好的阻抗匹配的一个或多个元件)， 且馈电部20提供允许天线10发射信号的输入端。 

图1中示出了电路板12的一部分。电路板12的尺寸及接地面13(其用虚线示出)和收发器15(其可以经由传输线15b耦合至接地面13)的位置和配置可以根据特定装置的设计参数改变。收发器经常是安装在电路板12上的模块，其集成了发射和接收能力。然而，虽然典型的收发器集成了接收和发送功能，需要说明的是，这里使用的收发器这个词更广泛地表示提供接收和发射能力的功能模块，而不论其是否是直接集成了发射和接收部件的一个部件。进而，收发器具有耦合到馈电部的传输路径和耦合到接地面的第二传输路径。 

典型地在电路板12的一层或多层上提供接地面13，同时为说明目的以点线方式示出了作为分离面积(discrete area)的接地面13，接地面13经常基本上延伸穿过整个电路板同时提供多个空置区以允许信号迹线延伸通过接地面。例如，在示出的实施方式中，希望在沿电路板12的接近谐振元件14位置的大部分区域上提供接地面13，并希望接地面13能够延伸到电路板的边缘。在电路板上使用接地面是本领域已知的，因此为了简练的目的将省略特定接地面设计的整个形状和尺寸的更多的讨论，可以认识到在特定电路板设计中可以适当的使用不同的接地面配置。接地面13包括边缘22，该边缘在一实施方式中可以延伸到由相对两端部24a，24b之间的距离定义的长度。 

谐振元件14通过接地臂16连接到电路板12，接地臂16耦合到电路板12的接地面13上。示出的谐振元件14是平面的长方形且包括相对的自由端部24a，24b。谐振元件14的长度定义为端部24a和24b之间的距离。谐振元件14与接地面13的边缘22分离。另外，谐振元件14位于电路板12所在平面之上。在实施方式中，谐振元件14可以距离电路板12的边缘22大约3mm且位于电路板12之上大约5mm。谐振元件14可以由适于作为谐振元件的任何可取导电材料形成。 

示出的接地臂16是L形的且最好是短的以最小化电感，其包括第一部分26和第二部分28，但接地臂16也可以是其它希望的形状(例如弹簧或弹簧夹)。接地臂16的第一部分26从电路板12延伸且基本上垂直于电路板12。第二部分28包括相对的第一端29a和第二端29b。第二部 分28的第一端29a固定在第一部分26的上端。第二部分28基本上与第一部分26垂直地延伸。谐振元件14在第二部分28的第二端29b处固定在接地臂16的第二部分28上。接地臂16也可以由可取的导电材料形成，其可以是与谐振元件14使用的材料相同或不同的。为了提供对谐振元件的性能的更多控制，可以与谐振元件14串联放置电感器25，在一实施方式中可以在接地臂16和接地面13之间放置电感器25。 

示出的耦合器18是长方形平面形状，并固定在天线和接地面之间，但也可以使用其它形状。耦合器18被示意在接地面13的边缘22和谐振元件14之间且与边缘22分离。然而，耦合器18不必位于接地面13和谐振元件14之间，也可以位于使得接地面和谐振元件之间发生期望的耦合的其它位置上。耦合器18也可以是任何可取的导电材料。如将在下面描述的那样，耦合器18具有一定长度，且可以按照期望调节该长度。 

馈电部20经由传输线15a与收发器15进行电通信，并基本上从电路板12向耦合器18延伸。馈电部20可以由任何合适的导电元件形成，在一实施方式中可以具有大约50欧姆的阻抗。 

与现有技术中典型地提供直接馈电连接，且其中馈电部直接与谐振元件连接的天线不同，图1中示出的谐振元件14是间接馈电。更特别地，当信号经过天线10向远程位置无线发射时，在馈电部20和谐振元件14之间不提供直接连接。相反，馈电部20(经由传输线15a)接收来自收发器15的信号并将该信号提供给耦合器18。耦合器18电容耦合到谐振元件14上，这允许将发射到耦合器的能量提供给谐振元件(其依次被配置为像传统天线那样辐射信号)。谐振元件14的性能也受到接地面13与耦合器和谐振元件两者之间的电容耦合的影响。同样，当天线10接收信号时，由谐振元件14接收到的信号经由耦合器18通过电磁或电容耦合以及由接地臂16提供的与接地面13的连接传递至收发器15。天线10整体的性能可以通过改变位于路径上的元件21，25(其可能的位置如图1所示)的值，及电容耦合在一起的天线元件的间隔和方向来调整。换言之，耦合器18和谐振元件14之间的间隔，边缘22和耦合器18之间的间隔及边缘22和谐振元件14之间的间隔影响着天线10的性能。另外，耦合器18的尺寸也将影响特定天线配置的性能。如果边缘22没有延伸 到谐振元件的整个长度，这当然也将影响它们之间的电容耦合。下面将更详细地对其进行描述。 

图2示出了图1的HISFA的等效电路30。电路30包括接地面32，其等效于电路板12的接地面13；谐振元件34等效于谐振元件14；馈电部36等效于图1的馈电部20。此外，图2的等效电路30还包括C_coupling138，C_coupling240，C_coupling342，L_resonant44和L_match46。 

C_coupling138，C_coupling240和C_coupling342表示图1的HISFA中存在的电容耦合。耦合电容器C_coupling138表示谐振元件14和耦合器18之间的电容耦合。耦合电容器，C_coupling240表示耦合器18和接地面13之间的电容耦合。耦合电容器C_coupling342表示接地面13和谐振元件14之间的电容耦合。C_coupling138，C_coupling240和C_coupling342之间的关系用于调整谐振的频率范围宽度以(对于特定应用)优化天线10的性能。 

谐振电感L_resonant44表示支撑谐振元件14的接地臂16和电路板12的接地面13之间的电感。该电感可以由图1中的元件25提供，其提供的分离电感具有被选择的、用以迫使谐振元件34，14在本文将会描述的特定频率上谐振的值。 

更特别地，谐振元件的尺寸关系到它的频率响应。对于那些不希望充分提高谐振元件的尺寸以提供期望的频率响应的应用(无论出于空间原因还是成本原因)，可以串联设置一电感器在谐振元件和接地面之间以电性地增加具有谐振电感(例如，L_resonant44)的谐振元件的长度。可以理解，当观察史密斯圆图时，卷曲位置向着低频方向(例如，曲线(plot)的右侧)移动了。 

接下来，如上所述，电容耦合器的长度可以调节。增加电容耦合器18的长度会导致谐振元件的频率响应(将在下面讨论)的曲线位置顺时针移动。这样，通过改变耦合器18的长度可以改变整个曲线(和卷曲)在史密斯圆图上的位置。由于只改变耦合器的长度不会影响耦合器和谐振元件之间的电容耦合及电容器和接地面之间的电容耦合的耦合率，这允许分别调节卷曲位置。本领域技术人员可以理解，史密斯圆图中的卷曲的合成位置将允许使用不同部件(和值)以确保天线系统的阻抗与收发器的阻抗(典型地大约50欧姆，但可以达到任何期望值)匹配，使得 SWR对于感兴趣的频率处于期望的水平。 

为了调整匹配具有收发器的天线系统的阻抗，匹配部件L_match46在馈电部36和收发器15之间提供合适的值，匹配部件可以由元件21提供。在一实施方式中，匹配部件L_match46可以是选择的、与馈电部20串联设置的分离阻抗，以匹配耦合器18的阻抗和馈电部20的阻抗。在图2中，由于在史密斯圆图中卷曲的位置，阻抗匹配部件46被示作为串联电感器。然而可以理解，如果卷曲位置在史密斯圆图的右上部分，也可以是串联电容器C_match作为替代的阻抗匹配部件46。此外，如果卷曲位于史密斯圆图的左下或左上部分，阻抗匹配部件可以分别是并联的电感器或电容器。 

可以在具有不同通信标准的连接中使用HISFA10。例如，在一实施方式中HISFA可以用于提供GSM850和GSM900标准的覆盖范围，具有不多于大约-6dB的回波损耗。然而，应该注意到HISFA可以根据需要用于不同频率范围。 

已知GSM850标准利用824MHz和849MHz之间的频率发送信息，且利用869MHz和894MHz之间的频率接收信息。GSM900标准利用890MHz和915MHz之间的频率发送信息，利用935MHz和960MHz之间的频率接收信息。因此当利用GSM850和GSM900标准时，谐振元件频率响应的中心大约为890MHz时可以优化HISFA性能。为了在大约890MHz上提供谐振元件14的谐振，天线10的频率响应可以通过使用电感器调谐，例如通过在接地臂16和接地面13之间串联放置分离电感器，这可以调整谐振电感44，其将使谐振元件14在期望的890MHz的频率上谐振。可以理解，使用的电感器(如果要求)的值将根据对谐振元件的频率响应期望的转变而改变。 

图3A的史密斯圆图50提供了图1示出的天线10的实施方式在不同频率上的阻抗的曲线56。按照惯例，史密斯圆图50提供表示天线阻抗为零的左侧参考点52和表示阻抗无限大的右侧参考点54。曲线56包括第一或开始点58和第二或结束点60。在圆图50的上半部分的点表示具有正虚部的阻抗，在圆图50的下半部分的点表示具有负虚部的阻抗。第一点58提供在大约500MHz的频率上的天线的阻抗标识。第二点60提 供在大约3GHz的频率上的天线10的阻抗标识。通常，随着频率的升高，天线的阻抗从高阻抗点顺时针向较低阻抗点移动。曲线56包括卷曲62。卷曲62提供了交叉点63，在该点上阻抗的曲线56与自己交叉。沿着卷曲62的点表示一些频率，在这些频率上谐振元件14是谐振的(例如，天线的频率带宽)。 

如上所述，谐振元件14趋于谐振的那些频率由天线的预期使用确定。这样，如果谐振元件14没有在足够低的频率上谐振，谐振元件14的谐振频率可以通过增加电感器(如上述讨论的那样)来变得较低，该电感器使卷曲62在史密斯圆图中沿着图示的曲线逆时针移动。这允许系统的设计者不必非得增加谐振元件14的尺寸。 

在示出的实施方式中，谐振元件14的谐振频率通过在接地面13、32和谐振元件14、34之间应用谐振电感L_resonant44而改变。例如当电感器25/电感器L_resonant44放置在接地面13、32和谐振元件14、34之间时，元件14、34谐振处的频率降低了(例如，史密斯圆图上的曲线中卷曲62所在的位置被改变了)。例如，如果期望的谐振频率是890MHz且谐振元件14的尺寸太小而不能在890MHz上谐振，可以通过在接地面13和谐振元件14的接地臂16之间应用电感器25来迫使谐振元件14在890MHz上谐振。可以通过增加或减小L_resonant44的值来实现将元件的谐振频率微调到期望的谐振频率。例如，如果设计者希望谐振元件14在较低频率谐振，设计者可以增加L_resonant44的值。另一方面，如果设计者希望使谐振元件14在较高频率上谐振，设计者可以减小L_resonant44的值。除调谐天线10以在期望的频率上提供谐振外，也可以通过增加天线带宽来优化天线10的性能，如下面将要讨论的那样。 

一旦卷曲为期望的尺寸，系统可以被进一步的优化以匹配耦合器18的阻抗和收发器的阻抗。通过在图3B的史密斯圆图70中提供的天线阻抗的曲线74来说明通过该阻抗匹配的调谐。当不存在阻抗失配时，没有能量被反射，天线提供了一个1.0的驻波比。当存在阻抗失配时，能量被反射，驻波比提高。典型地，馈电部20的期望阻抗是50欧姆。因此，为了帮助减小阻抗失配，L_match46(其可以是电感器，在图1中由元件21表示)可以串联设置在耦合器之前以减少收发器和耦合器18之间的阻抗 失配。在史密斯圆图中通过在主要中心点66处具有中心点的圆来表示驻波比。1.0的驻波比由主要中心点66自己表示，例如，半径等于零的圆。在该中心点66，馈电部20的阻抗与耦合器18的阻抗完美的匹配，例如，没有反射能量。然而在任何给定的天线里都存在一定程度的阻抗失配，目标是尽可能接近地匹配天线阻抗和馈电部阻抗，使天线阻抗的曲线尽可能地接近主要中心点66。典型地，认为3.0或更低的驻波比提供了可接受的反射范围。这样，在图3A和3B的史密斯圆图50、70中示出了驻波比为3的圆72，表示天线的驻波比为3。因此可以通过观测位于驻波比为3的圆72内部的曲线74的部分以及通过确定与圆72的部分相关联的频率来确定天线10的带宽。 

如之前提到的，图3A表示阻抗匹配之前的天线10的阻抗。如图3A中所示，间接馈电天线10的天线阻抗在史密斯圆图50的高阻抗区域开始，例如接近高阻抗参考点54。从图3A中示出的实施方式中可以理解，当没有提供阻抗匹配时，曲线56不能落入驻波比为3的圆72中。图3B表示通过使用L_match将间接馈电HISFA阻抗匹配到50Ω。在图3B中表示的天线阻抗曲线74的部分以第一点76开始，以第二点78结束。示出的曲线74的部分本质上仅包括天线阻抗曲线的卷曲部分。这样，由于使用了阻抗匹配，曲线74的卷曲如期望的那样落入到驻波比为3的圆内。在一实施方式中，曲线74的第一点76对应于820MHz的频率，第二点78对应于960MHz的频率，表明阻抗匹配的天线10的带宽包括了从大约820MHz到960MHz的频率。 

应该注意到有时简单向史密斯圆图的中心移动卷曲并不是足够的，因为谐振元件的带宽是不够的。或者换一种说法，由卷曲覆盖的频率范围太小了。已经确定增加频率范围的一种方式是改变耦合器和谐振元件之间的电容耦合及耦合器和接地面之间的电容耦合的比率。增加该比率将增加卷曲的频率范围(例如，增加卷曲的尺寸)。已经确定由增加卷曲的尺寸带来的益处通常是有限的，因为仍然希望卷曲位于SWR为3的圆内，这样比SWR为3的圆大的卷曲可实际上减小天线系统的可利用带宽。因此通过使用适当的匹配网络调整电容耦合率然后向中心移动卷曲的位置来增加卷曲尺寸到某个尺寸是有益的。 

作为比较，图4的史密斯圆图80包括阻抗曲线82，其表示天线系统的阻抗属性，该天线系统具有用于产生图3A和3B中的曲线的同样的谐振元件14，但使用标准的直接馈电。在图3B中阻抗曲线74的整个卷曲都位于SWR为3的圆72中，与图3B不同，在图4中只有阻抗曲线82的卷曲的一部分位于SWR为3的圆72中。更特别的，阻抗曲线82包括与SWR为3的圆72相交的第一点84和与SWR为3的圆72相交的第二点86。交叉点的第一点84对应于831MHz的频率而交叉点的第二点86对应于920MHz的频率。这样，类似的直接馈电天线的带宽，如图4所示，为大约831MHz到920MHz，因为尝试使用在该范围以外的频率的天线将会导致不理想的SWR率，会损坏收发器。 

下面的表1提供了使用标准直接馈电方法和图1所示HISFA10的间接馈电方法的带宽比较。如表1所示，标准直接馈电天线具有89MHz的带宽。相比之下，间接馈电的HISFA10的带宽是170MHz。HISFA的阻抗特性与切比雪夫匹配的阻抗特性非常相似。 

表1：标准直接馈电和高阻抗狭槽馈电的阻抗带宽 

如从表1中看到的，当使用图1的天线的新型间接馈电技术时，可以实现170MHz的带宽(从频率观点来看这是百分之九十一的提高)。更可取地，间接馈电方法的使用将提供至少130％的直接馈电天线的频率响应(例如，至少105MHz)，并且更为可观地可以提供超过160％的直接馈电天线的频率响应(例如，至少130MHz)。另外，由HISFA10的适当配置提供的带宽足够覆盖GSM850和GSM900。这样，对于给定的谐振元件14(例如，给定体积)，使用间接馈电技术可以大大地增加带宽。应该注意到图1中示出的谐振元件14的形状是多种可能形状中的一种，除非另外说明否则该形状并不限于此。 

可以理解，图1的特征不受特定频率的配置的限制，相反这些特征 通常对于广泛频率都适用。图示设计的一个优点是谐振元件的频率响应、卷曲的位置、卷曲的尺寸和使天线阻抗与收发器匹配的匹配网络的配置都是可以分别调整的。这对于系统设计者来说是非常有益的，因为与传统系统不同，可以调整这些特性中的一个而不改变其他一些特性(至少其它特性不必相当多的改变)。 

图5A和5B中分别示出了第二和第三实施方式。图5A表示低阻抗狭槽馈电天线(LISFA)100的实施方式，图5B表示低阻抗狭槽馈电天线(LISFA)140的另一个实施方式。与图1的HISFA10类似，图5A和5B的天线100、140也是间接馈电。示出的LISFA天线被配置为提供高频带天线，高频带天线的一个可能的目标是覆盖GSM1800、GSM1900和回波损耗为-6dB的UMTS频带I。然而，应该注意到LISFA也可被配置为在任何期望的频率上工作(例如，它可以根据期望在低频带或一些其它期望的频率上工作)。 

图5A的LISFA100和图5B的LISFA140都与电路板102连接，在两个实施方式中该电路板基本上是相同的。电路板102包括接地面113，且支撑收发器115。接地面113和收发器115的位置和配置将根据特定装置的设计参数改变(如上面关于图1讨论的那样)。 

电路板102基本上是平面的，在图5A和图5B中示出了一部分。电路板102的尺寸可以根据特定装置的设计参数改变。在电路板102上与电路板102的边缘110相分离的位置提供了狭槽108，狭槽108帮助形成指状部117，其具有边缘部114，而该边缘部114形成了狭槽108的一条边。接地面113沿指状部117延伸，并包括沿电路板102的边缘部114延伸的第一边缘116，接地面113中的第二边缘120由电路板102的主要部分112支撑，末端边缘118在第一边缘116和第二边缘120之间延伸。然而应该注意到，虽然示出的实施方式在电路板102上具有狭槽108，在一实施方式中只有接地面113具有空置区，其与示出的类似形成了狭槽。这样，狭槽狭槽108的开口部分需要通过馈电部106到狭槽108第一边提供的信号在回到收发器115(其位于狭槽108的第二边)之前经过边缘116、118限定的距离。狭槽108的尺寸(如所指出的，在某些实施方式中其仅仅在接地面中)可以是，例如，大约1mm宽，12mm长。 在一实施方式中，狭槽108可以位于距离电路板102的边缘110大约1mm处，这样指状部117具有大约1mm的宽度和大约12mm的长度。然而，可以如下面所述的那样调整这些尺寸，用以为特定谐振元件的配置提供期望的系统特性。 

LISFA100包括谐振元件104，其在狭槽108的第二边连接到电路板102的接地面113。如图所示，谐振元件104包括电耦合到接地面113的固定端122和位于狭槽108第一边上的自由端124。通常谐振元件104还包括支撑部126、延伸部128和主体部130。馈电部106耦合到电路板102的收发器115上(通过如图1中示出的传输线，这里出于清楚的目的没有示出)，并延伸到狭槽108的第一边。这样，来自收发器的信号通过馈电部、绕过狭槽回到收发器。接地面113磁性耦合到谐振元件104但在自由端124与接地面113电性绝缘。这种隔离导致感应电流在由指状部产生的电流的相反方向上流动，这样提高了谐振元件104的阻抗。如上所述，电感器可以串联放置在谐振元件和接地面之间以调整谐振元件的频率响应。应该注意到虽然如图所示谐振元件为矩形，也可以使用任何希望的形状。另外，虽然示出的谐振元件和接地面基本平行，但谐振元件和接地面不必以平行方式配置。 

谐振元件104的支撑部126固定在接地面113上，且如图所示支撑部126耦合到接地面113，接近狭槽108。谐振元件104的延伸部128从支撑部126向主体部130延伸。如图5A所示，LISFA100的延伸部128跨过狭槽108延伸。谐振元件104的主体部130从延伸部128延伸，并且基本上位于指状部117之上且与其平行。如图所示，谐振元件104的支撑部126、延伸部128和主体部130一体成型。虽然可以根据要求对空间进行调整，在一实施方式中谐振元件104的支撑部126可以这样配置，以在指状部117和主体部130之间提供大约5mm的空隙。然而应该注意到，不需要将主体部130和指状部117精确的对齐，反而在指状部处提供的主体部130和接地面113之间的电容耦合值用于调整天线系统的性能。 

馈电部106耦合到收发器115，且延伸穿过电路板102的狭槽108，接近狭槽108的开口端119。馈电部106从电路板102的主体部112向 接地面113的第一边缘116延伸。馈电部106可由例如同轴电缆提供。狭槽108由馈电部106馈电。因为指状部117和主体部130是电容耦合的，从收发器115穿过馈电部106、经过狭槽并沿指状部117回到收发器的输出(这样使电流路径经过沿着狭槽的一个边缘的第一方向和狭槽的相对边缘的第二方向)使谐振元件104辐射电磁波(且作为天线工作)。改变指状部117和主体部130之间的距离(和指状部和/或主体部的宽度)可以影响谐振元件104的频率响应。另外，改变狭槽的尺寸也会改变谐振元件104的频率响应。 

例如，提高狭槽的长度与增加图1所示的耦合器18的长度的作用相似，可以调整史密斯圆图中的曲线(和卷曲)的位置。提高指状部117和谐振元件104的主体部之间的电容耦合的值与经过狭槽108的电容耦合的值的比率可以提高卷曲的尺寸。此外，可以通过适当的匹配网络将卷曲的位置向史密斯圆图的中心移动，且可以通过增加一个电感器改变电长度来调整谐振元件的频率响应。这样，就像图1所示的天线系统一样，图5A所示的天线系统可以具有单独调整的不同的特性。 

应该注意到，虽然两个系统的功能类似，图5A的系统用位于接地面上的狭槽代替耦合器。对于某些配置，期望的狭槽长度会使封装天线系统变得困难，因此使用分离耦合器可能是更好的。然而采用狭槽的好处是不必使用耦合器。 

转到图5B所示的实施方式，LISFA140包括在固定端144处与接地面113电连接的谐振元件142，固定端144固定到电路板102的接地面113和自由端146上。图5B的LISFA140的谐振元件142包括支撑部148和主体部150但不包括延伸部。如图所示，谐振元件142的支撑部148在第一端144处电性耦合到接地面113，且在期望的位置上支撑主体部150。图5B的谐振元件142的主体部150从支撑部148延伸，且配置为与在指状部117处提供的接地面113电容耦合。在一实施方式中，谐振元件142的支撑部148具有大约5mm的长度，以在谐振元件142的主体部150和在指状部117处提供的接地面113之间提供5mm的空隙，尽管根据系统的需要可以改变从系统到系统和天线到天线的期望距离。 

图6A示出了表示图5A的LISFA的天线100的实施方式的电路160。 电路160包括接地面162，其表示电路板102的接地面113；谐振元件164，其表示谐振元件104；和馈电部166，其表示馈电部106。示意的电路160还包括元件C_coupling168，L_resonant170，L_match172，L_return174，C_slot176，和L_slot178。 

C_coupling168表示存在于LISFA100中的谐振元件104、164和接地面113、162之间的电容耦合。谐振电感L_resonant170在接地面113、162和谐振元件104、164之间提供阻抗。尽管在图5A中没有示出，谐振电感170可以是一个或多个分离元件，其可以被选择且用于迫使谐振元件104在期望的频率上谐振。 

阻抗匹配部件L_match172提供与收发器115和馈电部106、166串联的阻抗。尽管在图5A中没有示出，匹配阻抗L_match172可以是分离元件或用于将馈电部106的阻抗和收发器115的阻抗匹配的元件。在图6A中，例如，阻抗匹配部件172已被示作为电感器。然而可以理解，如上所述，阻抗匹配部件172可以根据史密斯圆图中卷曲的位置被按需配置。 

谐振元件104提供电流返回路径。谐振元件104的电流返回路径中的电感由电感器L_return174表示。狭槽108的阻抗由C_slot176和L_slot178表示。 

图6B中示出了表示图5B的LISFA140的电路180。该电路包括接地面182，其等效于电路板102的接地面113；谐振元件184，其等效于谐振元件142；及馈电部186，其等效于馈电部106。电路180还包括元件C_coupling190，L_resonant192，L_return194，L_match196，L_slot198和C_slot200。 

C_coupling190表示存在于LISFA140中的谐振元件142和接地面113、182之间的电容耦合。谐振电感L_resonant192在电路板102和谐振元件142、184之间提供电感，以提高谐振元件的电长度，如上面讨论过的那样。 

谐振元件142、184提供电流返回路径。谐振元件142的电流返回路径中的电感由电感器L_return194表示。狭槽106的阻抗由C_slot200和L_slot198表示。等效电路180的互感器202表示L_return194和L_slot198之间的互耦合。 

阻抗匹配部件L_match196提供与馈电部106、186和谐振元件142、184串联的阻抗。尽管在图5B中没有示出，匹配阻抗部件L_match196可以是 分离元件(如上面讨论过的那样)，其根据史密斯圆图中卷曲的位置来选择，以匹配馈电部106的阻抗和收发器115的阻抗，由此减小SWR。 

图7A和7B的史密斯圆图220、222提供了与图5A和5B类似的LISFA的阻抗曲线。在每个史密斯圆图220、222的左侧提供了低阻抗参考点224，在史密斯圆图220、222的右侧提供了高阻抗参考点226。在每个圆图的频率范围内标出了天线阻抗。 

如同HISFA10的谐振元件14，LISFA100、140的有效的谐振元件104、142应该在期望的频率上谐振。在移动电话中期望的谐振频率的例子例如是1850MHz。可以知道期望的频率会根据应用而不同。图7A中示出的天线阻抗曲线228包括在大约500MHz的频率上的第一点230，且延伸到与大约2500MHz的频率相关的第二点232。在该第一/低频点230，天线阻抗是相对低的，且包括正的虚部。随着应用于天线的信号频率的升高，谐振元件104的阻抗也升高，直到最大阻抗达到大约在史密斯圆图的最右侧的参考点226。频率的进一步升高导致天线的阻抗降低，且出现负的虚部。 

如上述参考图3A和3B讨论过的那样，元件的谐振频率由一个点表示，在这个点上曲线228和自己交叉形成在曲线228内部的卷曲。曲线228包括具有交叉点237的卷曲236。沿着卷曲236的频率表示LISFA100、140的元件104、142谐振的频率范围。图7A中提供的曲线228的卷曲236在大约1741MHz频率处开始，在大约2048MHz频率处结束。在上述例子中，期望的谐振频率为1850MHz，因此很容易落入天线100提供的谐振频率范围内。如果对于元件104、142在期望的频率谐振来说元件104、142可利用的空间太小，可以通过在电路板102的接地面113和谐振元件104、142之间应用分离电感器L_resonant170、192迫使谐振元件104、142在期望的频率上谐振。这样，可以通过改变分离电感器L_resonant的值调节卷曲236或交叉点发生的位置处的频率。 

如上所述，卷曲的位置可以通过增加相应狭槽的长度来调节，其可以使曲线的位置沿着史密斯圆图顺时针移动。进而，可以通过提高谐振元件和指状部之间的电容耦合与穿过狭槽的电容耦合的比率来增加卷曲的尺寸。此外为调谐天线在期望的频率上提供谐振，也可以通过匹配馈 电部106和收发器的阻抗来优化天线100、140的性能，由此卷曲将被置于在图7A和7B中表示SWR为3的圆240中。 

如上所述，图7A的史密斯圆图220与LISFA相关，例如阻抗匹配之前的LISFA100或140。天线阻抗曲线228的卷曲236几乎整个位于SWR为3的圆240的外侧，这说明几乎不提供没有显著反射信号的谐振频率。 

可以通过使用分离匹配电路，L_match172、196，实现图5A和5B的LISFA100、140的阻抗匹配。然而应该注意到，将根据卷曲在史密斯圆图中的位置来选择合适的匹配电路。图7B的史密斯圆图222表示能够为分别优化卷曲在史密斯圆图内的尺寸和位置带来的潜在好处。天线阻抗曲线242包括对应于大约1710MHz的频率的第一点244和对应于大约2170MHz的频率的第二点246。由于阻抗匹配，曲线242的卷曲248全部位于SWR为3的圆240内。卷曲包括从1741MHz到2048MHz的频率范围。经过匹配的LISFA的阻抗特性与提供改进的阻抗带宽的切比雪夫匹配的阻抗特性非常相似。 

出于对比的目的，图8的史密斯圆图250提供了标准直接馈电天线的曲线252。图8中表示的天线的标准谐振元件的尺寸与天线140的谐振元件142的尺寸相似。然而电路板102的狭槽106被具有与狭槽106相同尺寸的剪切块(cutout)代替，因此在标准直接馈电天线中没有狭槽。如图8所示，曲线252只包括表示标准直接馈电天线的谐振频率的卷曲的一部分。曲线252和SWR为3的圆240之间的第一交叉点256对应大约1798MHz的频率，第二交叉点258对应大约1972MHz的频率。由此天线带宽为从1798MHz到1972MHz。 

如下面表2示出的，经过匹配的LISFA的阻抗特性提供了改进的天线带宽。通过采用经过匹配的LISFA实现的带宽上的改进与标准直接馈电天线的带宽进行比较。标准直接馈电天线具有174MHz的带宽，但是间接馈电的且经过阻抗匹配的同样的天线实现了307MHz的带宽，频率上提高了76％。因此，与标准直接馈电天线相比，一实施方式中的LISFA可以多提供至少50MHz的带宽，且在一实施方式中能提供多于100MHz的改进。 

表2：标准直接馈电和低阻抗狭槽馈电的阻抗带宽 

图9-14中示出了LISFA概念的其它可能的配置。在每个实施方式中，天线与图5A和5B中示出的实施方式类似工作，因此出于简练的目的不再详细讨论其功能。然而，通常对于特定配置，可以改变L_resonant的值以迫使谐振元件在期望的频率上谐振(例如改变卷曲的尺寸以增加谐振元件的潜在带宽)，通过改变狭槽的长度调整卷曲在史密斯圆图中的位置，通过调整电容率调整卷曲的尺寸，及改变L_match以调整天线系统的阻抗使其对应于收发器的阻抗(由此提供期望的SWR值)。当然，如上所述，由于在某点进一步提高卷曲的尺寸将导致其不再落入期望的SWR值内，每个天线可利用的带宽受到限制，由此提供缩小的回波。 

图9表示LISFA天线280，其包括具有狭槽294的电路板290、谐振元件282和馈电部283。电路板290包括接地面289，且可包括与图1所示的收发器相似的收发器291。由此馈电部283与收发器通信。谐振元件282与电路板290的接地面289电通信，且包括支撑部284、延伸部286和主体部288。谐振元件282的支撑部284在第一端被电路板290支撑，且支撑部284基本上垂直于电路板290延伸。支撑部284接近狭槽294固定于电路板290的主体部292。谐振元件282的延伸部286从支撑部284延伸，基本上平行于电路板290放置。LISFA280的延伸部286穿过狭槽294延伸，且穿过电路板290的边缘部296。谐振元件282的主体部288从延伸部286延伸，且基本上放置在电路板290的边缘部296以外，且与其平行。由此，可以知道，主体部288不直接在接地面289上方但仍然与其电容耦合。 

图10表示LISFA300，其包括谐振元件302，该谐振元件配置为电容耦合到电路板310上提供的接地面309。接地面309(及如示出的电路板310)具有狭槽308，其形成指状部311(其也包括部分接地面309)， 且提供了馈电部303。电路板(如上所述)可以支撑配置为与天线一起工作的收发器。馈电部303与收发器通信，且谐振元件302与电路板310的接地面309电容耦合。谐振元件302包括支撑部304和主体部306，其中元件302的主体部306在基本上与电路板310平行的平面上。谐振元件302的主体部306基本上垂直于电路板310中的狭槽308放置，且穿过电路板310中的狭槽308延伸。应该注意到，虽然已经示出了关于狭槽垂直或平行定向的谐振元件的实施方式，也可考虑其它方向，并且对于其它谐振元件的形状，明确的定向是不可预见的。 

图11表示LISFA320，其包括电路板322、馈电部324、耦合元件326和谐振元件328，该谐振元件328包括支撑部330和主体部332。电路板322包括接地面321和收发器323(其可被如上所述的配置)。馈电部324包括第一/较低端和第二/较高端。馈电部324的第一/较低端与收发器323通信。馈电部324延伸到电路板322之外至耦合元件326(其被示出具有“L”形)，耦合元件326基本上平行于谐振元件328延伸且如上所述在指状部中作为接地面(例如电容耦合到谐振元件328)并用接地面作为返回路径。由此，例如，耦合元件326和谐振元件328的主体部332之间的电容耦合与图9中接地面和谐振元件之间的电容耦合是类似的。同样，接地面321和耦合元件326之间的电容耦合与图9中穿过狭槽的电容耦合是类似的。图11中的实施方式的优点在于耦合元件326可以独立于接地面设计，并且因为它的长度的大部分可以基本上与其它元件相分离，潜在地使得系统更容易被调谐。这同样使谐振元件328可以进一步移动远离接地面，改进了谐振元件的带宽。 

图12表示LISFA350，其具有由电路板352支撑的谐振元件356，基本上位于电路板352的中心的狭槽354，及从接地面351的边缘354a向边缘354b穿过狭槽354延伸的馈电部358。电路板352还可如上所述的支撑收发器(未示出)。谐振元件356与电路板353的接地面351电通信。谐振元件356包括支撑部357和与接地面351电容耦合的主体部359。支撑部357安置在狭槽354的第一边缘354a上，且支撑穿过狭槽延伸的主体部。由此，如在之前的实施方式中那样，可以如期望的那样调整系统性能。如图所示，支撑部357的第一/较低端基本上位于狭槽354的长 度的中心。围绕狭槽354的最短距离将影响馈电部358的阻抗，由此，如果谐振元件是居中的(尽管中心是不需要的)，可使用较短的狭槽。应该注意到，从馈电部358回到收发器(其中在一实施方式中可以位于对应于边缘354a的狭槽的一侧)的电流路径可以围绕边缘354c通过但不必直接与谐振元件356的方向对齐。然而，如图所示，谐振元件356在部分主体部359上与馈电部358成一排。 

图13表示LISFA360天线系统，其包括接地面351，具有第一边364a和第二边364b的狭槽364，馈电部366和谐振元件368，LISFA360天线系统与图12中示出的天线系统相类似地工作(谐振元件368的主体部369耦合到接地面351)。在LISFA350中提供基本上为线形的狭槽354，而LISFA360包括基本上为U形的狭槽364。狭槽364包括具有相对的第一端和第二端的中心部370。第一延伸部372在第一端从狭槽的中心部370延伸，第二延伸部372在第二端从狭槽364的中心部370延伸。第一延伸部和第二延伸部372基本上垂直于中心部370。如上所述，增加狭槽的长度可以调整史密斯圆图中曲线的位置，且U形对减小接地面包括狭槽所影响的面积是有益的。 

因此，如图9-13示出的，对于间接馈电的谐振元件具有多种可能的配置。在某些配置中谐振元件首先与接地面(如图9、10、12和13所示)耦合，在其它配置中谐振元件首先与区别于接地面的耦合器耦合(如图11所示)。期望的配置将随电路板的设计、可利用的空间及是否期望使用分离耦合器调谐系统性能而定。 

图14、14A和14B表示LISFA的另一种实施方式380。实施方式380包括电路板382，电路板382中的狭槽384，馈电部387，腔385及由接地臂390支撑的谐振元件389。电路板382包括经过接地臂与谐振元件389通信的接地面377，及与馈电部387通信的收发器379(如图1表示的那样，接地面基本上延伸至整个区域)。如之前的实施方式，馈电部直接通往与谐振元件389电容耦合的接地面。在图5A、5B和9-13示出的LISFA中，每个LISFA的狭槽穿透电路板的所有层(例如，因为狭槽是在电路板中的狭槽)，与此不同，实施方式380中的狭槽384可以只穿透电路板382的部分层且只需要穿过接地面377延伸，其通过一个或 多个通孔386耦合到第二接地面378。最佳如图14B所示，电路板382的狭槽384与电路板382中的腔385通信。在电路板382的上表面381和电路板382的下表面383之间提供腔385。腔385(其如图所示可以用例如普通电路板材料的电介质材料填充但在接地面377和接地面378之间不具有电连接)具有长度L_Cavity和宽度W_Cavity。被设置通过上表面381和接地面377的细长孔接近腔385的周长，以提供与腔385通信的狭槽384。狭槽384具有长度L_slot和宽度W_slot。馈电部387穿过狭槽384的宽度延伸。狭槽长度L_slot比狭槽宽度W_slot大。当设计腔385和狭槽384时，围绕腔L_Cavity延伸的信号电长度比围绕狭槽L_slot延伸的电长度长是有益的。两者(例如腔385的长度和狭槽384的长度)最短的距离将决定L_slot长度。 

一种天线设计趋势是利用具有到天线的两个分离端口的前端模块(FEM)代替传统单端口。在两端口FEM中，一个端口可以用于第一频率范围(例如低频带，如GSM850和GSM900)，另一个端口用于第二频率范围(例如高频带，如GSM1800、GSM1900和UMTS频带I)。在一实施方式中，可以通过使用两个如图1所示的HISFA(每个都配置为不同频率范围)或两个如图5A所示的HISFA(也每个都配置为不同频率范围)提供双频天线系统。在另一个实施方式中，如图1所示的HISFA可以与图5A、5B和9-14A所示的某个LISFA组合使用。由此，天线系统可以提供两者的组合。可以知道，这样的设计适宜于两端口FEM且允许紧凑有效的天线设计。可预料到，这样的设计使端口之间也具有非常好的隔离(可能在800MHz和2.4GHz之间具有好于-20dB的隔离)。应该注意到可以提供LISFA和/或HISFA的任何期望的配置，但为了简练的目的省略了表示组合的各种实施方式的说明，可以理解使用的LISFA和HISFA的特别的配置将随应用而定。 

虽然使用单个的LISFA与HISFA组合可以为某些应用提供可接受的方案，已经确定的是甚至可能实现进一步的改进。例如，通过以允许LISFA具有更大带宽的方式组合HISFA和LISFA可以获得如图15中示出的具有甚至更高带宽的性能的天线系统400。 

如图所示，天线系统400由电路板402支撑，其也支撑两端口收发 器403。一个端口经由传输线415a耦合到馈电部406且驱动LISFA，而另一个端口经由传输线415b耦合到馈电部414，其驱动HISFA。LISFA包括与接地面401电容耦合的谐振元件408，接地面401表示为全部穿过电路板402延伸，且提供有助于形成指状部430并以与图9中示出的实施方式相似的方式工作的狭槽431(在由边缘424、426限定的接地面上具有用于帮助改善LISFA的带宽的剪切块)。在指状部430处的接地面401电容耦合到主体部448，其由支撑部444和臂446支撑。由此LISFA如上述讨论过的那样工作，并且可以调整边缘432、434之间的距离以改变两者间的电容耦合。进而，狭槽431的长度(其由边缘436限定)可以变化以调整史密斯圆图中相应曲线的位置。HISFA类似上述参考图1讨论过的那样工作，并包括谐振元件410，其电容耦合到耦合元件412且同样经由支撑部416电性耦合到接地面401。谐振元件410包括第一谐振元件410a和第二谐振元件410b，它们一起提供了用于提供谐振元件410的期望的频率响应的整个长度，然而，谐振元件410也可以这样配置，使得该长度近似于由LISFA支持的高频带(1950MHz)的中心频率的一半波长，因此可以作为寄生谐振元件工作。 

例如，在图17B中可以看到第二卷曲，这是由对于高频带频率作为寄生谐振元件的谐振元件410提供的。可以知道，具有第二卷曲允许不超过期望的SWR值获得更大的频率响应。为了对寄生元件提供期望的影响，这样设置谐振元件410的长度(其一部分与LISFA的主体部对准)，以使其近似于LISFA的期望的谐振频率的一半波长。实际上，第二谐振元件410b作为感兴趣的频率的放大器，由此帮助改善高频带天线的带宽。 

因此在操作时收发器403产生第一驱动频率(例如高频带频率)以经由收发器403的第一端口(例如经由FEM的第一端口456)应用于馈电部406，且这使谐振元件408谐振。由于谐振元件410的长度，史密斯圆图具有两个卷曲(仍然可以如上面讨论过的那样通过调整电容率增加其尺寸)，且由此在较宽的频率范围上谐振并增加了带宽。同时，从收发器403的第二端口为馈电部414提供第二驱动频率，其使谐振元件410以与上面讨论过的方式类似的方式工作。 

如图16所示，其表示由收发器提供和接收的输入，低频带耦合器412由FEM端口-1456馈电，且通过电感器L2(其具有36nH的值)可以调整阻抗匹配，因此对于感兴趣的频率，SWR在期望的范围内。为了调整低频带天线的频率响应，可以通过在天线和接地面401之间放置C1和L1的并联电路调整谐振电感。已经确定对于某些实施方式，通过L1可以调整频率响应，且可以调整C1的值以在高频带(1950MHz)的中心产生(与L1的)并联谐振，以使得在该频率范围内合成寄生元件与接地面相隔离。高频带天线具有由端口2驱动的馈电部406，且电容器C2串联放置以提供期望的阻抗匹配。高频带天线具有放置在天线与接地面之间的电感器以确保频率响应在感兴趣的频率中心。天线实际的频率响应可如上所述，除了寄生元件会增加谐振LISFA的谐振元件的频率范围(由此提高带宽)。可以知道，如上面讨论的那样可以通过各种改变调整史密斯圆图上的曲线的位置及卷曲的尺寸和位置。 

例如在一实施方式中，天线系统400对于高频操作，例如从1710MHz到2170MHz的那些范围是可以调谐的，并且在大约1950MHz具有中心频率。由此，为了使寄生谐振元件410激发谐振元件408，可以这样配置寄生谐振元件410的长度，其被示为与主体部448对准，使其大约为1950MHz信号的波长的一半。 

图17A和17B的史密斯圆图480和482在两个频率范围上提供图15中示出的天线系统400的阻抗曲线，其中已经对LISFA408的阻抗和HISFA410的阻抗进行了匹配。如上面讨论的那样，谐振元件408的谐振频率由沿着卷曲的频率表示。图17A提供了在低频带上HISFA410的阻抗曲线484。曲线484包括卷曲的一部分，其包括与频率824MHz相关的第一点486和与频率960MHz相关的第二点488。图17B的曲线490包括两个卷曲，第二个卷曲由寄生元件产生且该阻抗曲线表示从1710MHz到2170MHz范围内谐振元件408的谐振频率。因此如从图17A和17B中可以看到的那样，与传统天线设计相比，具有如图配置的HISFA和LISFA的系统可以使用很小的空间实现带宽要求。 

因为天线系统400使用了两个独立馈电连接406、414，在馈电部406和馈电部414之间提供足够的隔离是有好处的。图18表示对于天线系统 400的这种隔离。如图所示，在整个频率范围内可以实现大于-20dB的隔离。部分地，这是由于通过耦合器对低频带天线提供间接馈电，该耦合器帮助提供了良好的隔离。 

虽然示出和描述了最佳实施方式，可以预见本领域技术人员可以在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下作出不同修改。 

Claims (18)

1.一种间接馈电天线，其特征在于，包括：

接地面，其具有一边缘；

谐振元件，其具有主体部和支撑臂，所述主体部沿所述边缘延伸，所述支撑臂将所述主体部电性耦合到所述接地面；

馈电部，其被配置为从发射机接收信号；及

耦合器，其沿所述边缘布置且电性耦合到所述馈电部并与所述谐振元件电性隔离，所述耦合器被配置为电容耦合到所述谐振元件的所述主体部且电容耦合到所述接地面。

2.如权利要求1所述的间接馈电天线，其特征在于，进一步包括与所述馈电部电性耦合的预定匹配网络，所述预定匹配网络被配置为改变史密斯圆图中所述卷曲的位置，以使得所述卷曲的大部分位于驻波比(SWR)为3的圆内。

3.如权利要求2所述的间接馈电天线，其特征在于，进一步包括在所述主体部和所述接地面之间放置的分离电感器。

4.如权利要求2所述的间接馈电天线，其特征在于，所述阻抗匹配网络是与所述馈电部串联的电感器或电容器中的一个。

5.一种间接馈电天线，其特征在于，包括：

接地面，其在具有狭槽的电路板中，所述狭槽具有第一长度以及相对的第一边缘和第二边缘，所述狭槽被配置为提供穿过所述狭槽的电容耦合；

馈电部，其从所述第一边缘延伸到所述第二边缘，所述馈电部被配置为从收发器接收信号；及

谐振元件，其具有支撑臂和主体部，所述支撑臂电性耦合到所述接地面，所述主体部被布置为在与所述第二边缘对齐的所述狭槽的一侧上电容耦合到所述接地面，其中所述狭槽被这样配置，使得在操作中从所述馈电部返回所述收发器的信号电流路径在第一方向上沿着所述第二边缘移动且在第二方向上沿着所述第二边缘移动。

6.如权利要求5所述的间接馈电天线，其特征在于，所述接地面是 所述电路板的一部分，所述狭槽穿过所述电路板延伸，其中所述狭槽在所述狭槽的一侧形成了所述电路板的第一部分，而在所述狭槽的第二侧形成了第二部分。

7.如权利要求6所述的间接馈电天线，其特征在于，所述谐振元件被支撑在所述电路板的所述第一部分上，且所述谐振元件穿过所述狭槽延伸。

8.如权利要求6所述的间接馈电天线，其特征在于，所述第一部分是主体部分而所述第二部分是指状部，所述谐振元件固定在所述指状部上，且所述谐振元件在所述接地面的所述指状部上方延伸。

9.如权利要求5所述的间接馈电天线，其特征在于，所述狭槽基本上为U形。

10.如权利要求5所述的间接馈电天线，其特征在于，进一步包括在所述接地面和所述谐振元件的所述主体部之间串联的分离电感器。

11.如权利要求5所述的间接馈电天线，其特征在于，进一步包括与所述馈电部电通信的匹配网络，所述匹配网络被配置为在操作中匹配所述馈电部和相应的收发器的阻抗，以在频率范围内提供小于3的驻波比(SWR)。

12.如权利要求11所述的间接馈电天线，其特征在于，所述匹配网络由与所述馈电部相串联的电感器或电容器中的一个提供。

13.如权利要求6所述的间接馈电天线，其特征在于，所述电路板的边缘部分包括凹口，所述谐振元件固定在所述电路板的所述主体部分，所述谐振元件的一部分与所述凹口对齐。

14.如权利要求5所述的间接馈电天线，其特征在于，所述谐振元件是第一谐振元件，所述天线进一步包括：

耦合器，其与所述接地面相隔开；

第二谐振元件，其与所述电路板和所述耦合器相隔开，所述第二谐振元件具有第一主体部分和第二主体部分，所述第二谐振元件经由支撑部电性耦合到所述接地面，其中所述耦合器被配置为电容耦合到所述接地面且电容耦合到所述谐振元件，其中所述谐振元件被配置为与所述第一谐振元件相关的期望的谐振频率的大约一半(1/2)波长；及 

第二馈电部，其被电性耦合到所述耦合器，所述第二馈电部被配置为从所述收发器接收信号。

15.如权利要求14所述的间接馈电天线，其特征在于，所述第二谐振元件基本上为L形。

16.如权利要求14所述的间接馈电天线，其特征在于，所述第一谐振元件被配置为在至少300MHz内具有驻波比(SWR)小于3的频率响应，且所述第二谐振元件被配置为在至少100MHz内具有小于3的SWR。

17.如权利要求16所述的间接馈电天线，其特征在于，所述第一谐振元件被配置为具有居于1710MHz到2170MHz中间的频率响应。

18.如权利要求17所述的间接馈电天线，其特征在于，所述第二谐振元件被配置为具有居于820MHz到960MHz中间的频率响应。 

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