CN1972137A - 一种用于wcdma的接收信号频偏估计与补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用导频符号的快速傅立叶变换获得接收信号频偏估计值并通过对频偏估计值进行频域二次插值以提高频偏估值精度的频偏估计与补偿的方法。本发明克服了现有的频偏检测方法存在的Δφ≈sinΔφ线性范围太小影响频偏估计准确性以及现有的频偏补偿方法对提高CPICH RSCP计算精度没有实际意义的缺陷。

Description

一种用于WCDMA的接收信号频偏估计与补偿方法

技术领域

本发明涉及第三代移动通信系统中接收机的自动频率控制(AFC)功能，更具体得是指WCDMA系统下行链路接收信号的频偏估计与补偿方法。

背景技术

在任何一个带通数字通信系统中，发送端将信息调制到载波频率f_c上，接收端必须对载波进行恢复，这样接收信号的星座图不会发生旋转，解调信号的信噪比(SNR)性能不会降低。

尽管接收端知道发送端的载波频率，然而还有两个原因会造成发射端和接收端之间载波频率的差异。首先，接收端使用频率合成器产生载波，频率合成器使用本地时钟作为时间参考，本地时钟的准确度和稳定度直接决定了射频与中频的准确度和稳定度。其次是由于发射机与接收机之间的相对运动产生的多普勒(Doppler)频移引起的。Doppler频移可以由下式表示：

$f_d=\frac{v\cos \mathrm{\θ}}{\mathrm{\λ}}=\frac{\mathrm{vf}}{c}\cos \mathrm{\θ}---\left(1\right)$

式中V是移动台的速度，λ是载波波长，f是载波频率，c是光速，θ表示移动台移动的方向同基站发出的无线电波之间的夹角，如果移动台朝向基站运动，则Doppler频移为正，即接收到的频率增大；如果移动台背向基站运动，则Doppler频移为负，即接收到的频率减小；所以移动台接收到载波频率的变化依赖于移动台移动的速度以及与接收路径之间的夹角。

在宽带码分多址(WCDMA)移动通信系统中，上述两种效应叠加所产生的频偏会导致导频符号发生相位旋转，从而影响公共导频信道接收信号码功率(CPICH RSCP)的计算结果。

如图1所示的频偏检测单元的工作原理是：对于两个相邻的导频符号，其幅度相位信息可以表示为α_ke^jφk和α_k-1e^jφk-1，也可表示为：

α_kcosφ_k+jα_ksinφ_k和α_k-1cosφ_k-1+jα_k-1sinφ_k-1

利用矢量叉乘：

$\mathrm{result}={\mathrm{\α}}_k{e}^{{\mathrm{j\φ}}_k}\⊗\mathrm{cony}\left({\mathrm{\α}}_{k-1}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{k-1}}\right)={\mathrm{\α}}_k{\mathrm{\α}}_{k-1}{e}^{j({\mathrm{\φ}}_k-{\mathrm{\φ}}_{k-1})}={\mathrm{\α}}_k{\mathrm{\α}}_{k-1}{e}^{\mathrm{j\Δ\φ}}---\left(2\right)$

得到结果的实部和虚部：

Re(result)＝α_kα_k-1cos(Δφ)       (3)

Im(result)＝α_kα_k-1sin(Δφ)       (4)

频偏对应的旋转相位：

Δφ＝atan(Im(result)/Re(result))   (5)

对于导频信道，扩频因子固定为256，我们可以通过公式

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2\mathrm{\π}\×\mathrm{\ΔT}}---\left(6\right)$

得到频差，式中Δφ为相邻两个导频符号间的相位差， $\mathrm{\Δ\&Tgr;}=\frac{256}{3.84\×{10}^6}$ 为相邻两个导频符号间的时间差。

对频偏的校正一般是按照下面的的方法来进行的：根据频偏估计算法算出反旋相位的步长Δφ，如第一个符号需要进行反向旋转的角度为Δφ，第二个符号则需进行2Δφ反向旋转，以此类推，第n个符号需要进行nΔφ旋转，对所有的导频符号进行相位旋转，使得导频符号处于同一参考相位上。

虽然这种采用叉乘算法的频偏检测与补偿方法执行起来比较简单，但该方法有以下几方面的不足：

1、运算量大：求相位单元需要进行反正切或反余切计算，求取相位的运算将耗费大量的软硬件资源。

2、性能不佳：有些求相位单元用简单的取虚部的方法来代替求相位运算，在|Δφ|很小的情况下Δφ≈sinΔφ，受其线性范围的影响，采用该式进行频偏估计只能在频偏较小的情况下具有良好的准确性。当频偏较大时，估计值与实际频偏会有较大的偏差，影响频偏补偿的准确性，且这种算法对输入信号幅度的变化很敏感。

3、根据CPICH RSCP计算公式： $\mathrm{RSCP}=\frac{\underset{h=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{hk}}{R}_k^{*}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|R_k\right|}^2}$ (R_k为OVSF码的第k个码片，Z_hk为第h个导频符号的第k个码片采样，M为OVSF码长度，N为测量间隔)，如果采用前面所述的频偏校正方法进行频偏校正，由 $\mathrm{RSCP}=\frac{\underset{h=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{hk}}{R}_k^{*}{e}^{-\mathrm{j\Δ\φ}}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|R_k\right|}^2}$ $\frac{\underset{h=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{hk}}{R}_k^{*}\right|}^2{\left|e^{-\mathrm{j\Δ\φ}}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|R_k\right|}^2}$ $\frac{\underset{h=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{hk}}{R}_k^{*}\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|R_k\right|}^2}$ 可以看出，该频偏补偿方法对提高CPICH RSCP的计算精度没有实际意义。

发明内容

为了解决现有技术中的问题，提出本发明。本发明的主要目的在于提出一种基于WCDMA系统的导频信道进行接收信号频偏估计与补偿的方法。该频偏估计与补偿的方法是为了克服现有的频偏检测方法存在的Δφ≈sinΔφ线性范围太小影响频偏估计准确性以及现有的频偏补偿方法对提高CPICH RSCP计算精度没有实际意义的缺陷。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案。

基于WCDMA系统的导频信道进行接收信号频偏估计方法为：

1.首先将输入的基带数据经过多径搜索与多径分离后获得一路或者多路多径信号。

2.将每路多径信号进行导频信道解扰与解扩。

3.对解扩后获得的导频符号进行快速傅立叶变换以获得接收信号频偏的初始估计值。

4.对频偏初始估计值进行频域二次插值以提高频偏估计的精度。

为提高CPICH RSCP计算精度而采取的频偏补偿方法为：

1.首先将经过多径搜索与多径分离后获得的多径信号进行导频信道解扰并对解扰后的导频信道码片数据进行积分，积分长度为8个码片。

2.利用频偏估计算法得到的频偏估计值计算出反旋相位的步长Δφ，对所有的8倍码片长度的积分结果进行相位旋转，使得每个积分结果处于同一参考相位上，即如果第一个积分结果需要进行反向旋转的角度为Δφ，第二个积分结果则需进行2Δφ反向旋转，以此类推，第n个积分结果需要进行nΔφ旋转，其中n＝1，2，3…。

3.对相位补偿后的分段积分结果再进行积分以获得真正的导频符号，根据CPICH RSCP计算公式就可以获得更精确的CPICH RSCP计算结果。

由于本发明采用了以上的技术方案，利用快速傅立叶变换获得接收信号的频偏估计初值克服了现有的频偏检测方法存在的Δφ≈sinΔφ线性范围太小影响频偏估计准确性的问题；对频偏初始估计值进行频域二次插值更是进一步突破了快速傅立叶变换的频率分辩率的限制，获得到更准确的频偏估计；以8个码片为基本单位对导频数据进行频偏纠正的频偏补偿方法解决了现有的频偏补偿方法存在的对提高CPICH RSCP计算精度没有实际意义的问题，从而能够获得更准确的CPICH RSCP计算结果。

附图说明

图1是传统的基于导频信道进行频偏估计的频偏检测单元的示意图；

图2是对频偏估计值进行频域二次插值的示意图。

具体实施方式

基带数据首先送到多径搜索与多径分离单元进行多径位置搜索与多径分离，获得一路或者多路多径信号；对每路多径信号进行导频信道解扩以获得导频符号并对导频符号进行缓存；缓存的导频符号满两帧后(300个导频符号)首先进行补零操作，然后作1024点快速傅立叶变换(FFT)以获得接收信号的频偏估计值，1024点FFT的频率分辨率 $\mathrm{\Δf}=\frac{F_s}{N}=\frac{15000}{1024}=14.6484375\left(\mathrm{Hz}\right)$ 直接决定了接收信号的频偏估计值的精度。式中F_s为数据的采样频率，在此处其取值应为公共导频信道的符号速率，即 $\frac{3.84\×{10}^6}{256}=15000,$ N为快速傅立叶变换的数据长度。

为提高接收信号频偏估计值的精度，需要对频偏估计值进行如图2所示的频域二次插值，以获得频偏的精确估计。

该算法首先利用获得的最大频偏估计值f_j及与其相对应的谱线幅值z_j确定一条二次曲线z＝v₁f²+v₂f+v₃使得(f_j-1，z_j-1)、(f_j，z_j)以及(f_j+1，z_j+1)都分布在该曲线上，然后确定该曲线的极大值所对应的频偏估计f_e：

$f_e=f_j+[\frac{{3z}_{j-1}-{4z}_j+z_{j+1}}{{2z}_{j-1}-{4z}_j+{2z}_{j+1}}-1]\mathrm{\Δf}---\left(7\right)$

该频偏估计即接收信号频偏估计值的最优估计。

频偏是通过将畸变信号的相位反旋一个角度来去除的，这个需要反旋的角度值是通过查表的方法在反旋因子表里进行查找的。反旋因子表是由4096个幅值为1、相位在0～2π之间均匀分布的复数样点组成的，如下式所示：

$\mathrm{rotator}\left(k\right)=\exp (j\×\frac{k}{4096}\×2\mathrm{\π}),k=\mathrm{0,1,2},...,4095---\left(8\right)$

根据频偏估计结果可以确定反旋因子的步进长度。对于导频信道，扩频因子固定为256，则导频符号的持续时间 $\mathrm{\ΔT}=\frac{256}{3.84\×{10}^6},$ 那么反旋因子表两个相邻相位之间对应的频率差 $\mathrm{\Δf}=\frac{1}{4096\×\mathrm{\ΔT}}=15000/4096\≈4\mathrm{Hz},$ 这说明该表的校频精度为4Hz。又因为反旋因子表两个相邻相位间的相位差 $\mathrm{\Δ\φ}=\frac{2\mathrm{\π}}{4096},$ 如果由频偏检测单元计算得到的相邻导频符号间的相位偏差为Δφ_est＝2πΔf×ΔT(式中Δf为频偏检测单元得到的频差，ΔT为相邻导频符号间的时间差)，那么反旋因子表的查表步长为 $\mathrm{derotation}\_\mathrm{step}=\mathrm{round}\left(\frac{{\mathrm{\Δ\φ}}_{\mathrm{est}}}{\mathrm{\Δ\φ}}\right).$ 。通过查找反旋因子表，依次将导频信道各分段积分结果进行相位旋转，最终使每个分段积分结果处于同一参考相位上，然后对相位补偿后的分段积分结果再进行积分以获得真正的导频符号，根据CPICH RSCP计算公式就可以获得更精确的CPICH RSCP计算结果。

Claims (7)

1、一种基于WCDMA系统的公共导频信道进行接收信号频偏估计的方法，其特征在于利用导频符号的快速傅立叶变换获得接收信号频偏估计值并通过对频偏估计值进行频域二次插值以提高频偏估值的精度。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：首先将输入的基带数据经过多径搜索与多径分离后获得一路或者多路多径信号；将每路多径信号进行导频信道解扰解扩。

3、根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于频域二次插值的步骤包括：首先利用获得的最大频偏估计值f_j及与其相对应的谱线幅值z_j确定一条二次曲线，使得(f_j-1，z_j-1)、(f_j，z_j)以及(f_j-1，z_j+1)都分布在该曲线上；然后确定该曲线的极大值所对应的频偏估计，该频偏估计即接收信号频偏估计值的最优估计。

4、一种基于WCDMA系统的导频信道进行导频符号分段补偿的频偏补偿方法，包括以下步骤：

a.首先将经过多径搜索与多径分离后获得的多径信号进行导频信道解扰并对解扰后的导频信道码片数据进行积分；

b.利用频偏估计算法得到的频偏估计值计算出反旋相位的步长Δφ，对所有的积分结果进行相位旋转，使得每个积分结果处于同一参考相位上，即如果第一个积分结果需要进行反向旋转的角度为Δφ，第二个积分结果则需进行2Δφ反向旋转，以此类推，第n个积分结果需要进行nΔφ旋转，其中n＝1，2，3…；

c.对相位补偿后的分段积分结果再进行积分以获得真正的导频符号。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于其积分长度为8个码片。

6、根据权利要求4或5所述的方法，其特征在于其中频偏估计算法包括：利用导频符号的快速傅立叶变换获得接收信号频偏估计值并通过对频偏估计值进行频域二次插值以提高频偏估值的精度。

7、根据权利要求6所述的方法，其特征在于频域二次插值的步骤包括：首先利用获得的最大频偏估计值f_j及与其相对应的谱线幅值z_j确定一条二次曲线，使得(f_j-1，z_j-1)、(f_j，z_j)以及(f_j+1，z_j+1)都分布在该曲线上；然后确定该曲线的极大值所对应的频偏估计，该频偏估计即接收信号频偏估计值的最优估计。