CN1972121B - 调整滤波器的调整方法及调整装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供调整滤波器的调整方法及调整装置。该调整方法包括有：将滤波器更改设定作为一压控振荡器；根据一驱动信号而利用压控振荡器产生一振荡信号；比较振荡信号的频率与一参考频率，并产生一比较结果；将比较结果转换成驱动信号以建立一反馈机制。因此，当压控振荡器产生具有目标频率的振荡信号时，压控振荡器内部的元件(例如转导元件与电容)便可成功地被调整。由于压控振荡器位于滤波器内部且滤波器的元件与压控振荡器相似，振荡信号的频率与中心频率间具有良好的关系，故驱动信号可用来使滤波器操作在目标中心频率。

Description

调整滤波器的调整方法及调整装置
技术领域
本发明提供一种调整装置与其方法，尤指一种调整滤波器的中心频率的装置及其方法。
背景技术
滤波器已经广泛使用于许多产品中，一般来说，滤波器的实现方式可大略分为离散时间交换式电容滤波器(discrete-time switch-capacitor filter)以及连续时间滤波器(continuous-time filter)两种，其中连续时间滤波器包括转导电容滤波器(gm-C filter)、金属氧化物半导体场效应晶体管电容滤波器(MOSFET-Cfilter)等等。由于时脉频率的限制，操作在高频的滤波器通常都是以连续时间滤波器来实现，而不同种类的连续时间滤波器中，又以转导电容滤波器最为普遍。
然而，连续时间滤波器的某些特性，例如截止频率(或中心频率)容易因制备工艺差异及温度变化而变动，其变动的幅度有时可能达到30％，因此滤波器内部需要一调整机制以克服制备工艺差异及温度变化对滤波器所造成的影响，以使滤波器的频率响应不会因此改变。
在转导电容滤波器的结构中，截止角频率(中心角频率)可以wc＝K*gm，u/C来表示，其中gm，u为转导电路(trans-conductor)的单位转导值，C为一端点所看到的整体电容值，以及K为一大于0的缩放系数(scaling factor)。由上式可以看出，当中心角频率wc偏离目标值时，可以通过调整转导值gm，u或电容值C使中心频率回复到目标值，因此，为了达到调整中心角频率wc的目的，转导值gm，u或电容值C是可以调整的，请注意，调整转导值gm，u或调整电容值C的机制是等效的，亦即，两种调整方法的精神并无不同。
以调整转导值gm，u的方法为例，请参阅图1，其为现有主滤波器(main filter)110中用以调整转导值gm，u的调整结构100的示意图，其中主滤波器110为待调整的目标滤波器，而于图1中，调整的操作是由锁相回路(其由相位侦测器120、电荷泵(charge pump)121及回路滤波器122所构成)搭配压控振荡器(VCO)130来实现。请注意，在图1所示的调整结构100中，压控振荡器130最好是由与主滤波器110相同的转导电路所组成，压控振荡器130与主滤波器110的操作环境(如负载等)相同，以及控制转导电路的转导值的控制信号Vc也相同，所以，当压控振荡器130与主滤波器110间的追随(tracking)关系越好时，调整结构在进行调整时就会越正确，换句话说，在调整压控振荡器130的同时，主滤波器110也会跟着一并受到调整(因为它们有类似的操作环境条件)。假设主滤波器110的中心角频率wc理想地等于K*gm，u/C，压控振荡器130的振荡角频率wo等于N*gm，u/C，因此，当锁相回路的相位侦测器120锁定某一特定频率时，控制信号Vc会受到调整而改变转导值gm，u，以使得压控振荡器130的振荡频率fo＝(1/2π)(N*gm，u/C)＝fref，如前所述，由于压控振荡器130与主滤波器110的转导值gm，u相同，两者间具有良好的追随关系，因此中心频率fc＝(1/2π)(K*gm，u/C)＝(K/N)fo＝(K/N)fref，因此只要适当地选择K、N及参考频率fref的值，就能将主滤波器110的中心频率调整至目标频率。
请参阅图2，其为另一现有调整结构200的示意图。调整结构200的原理与图1所示的调整结构类似，其使用类似的转导电路元件形成主控滤波器(master filter)230(一般来说，图2的主控滤波器的阶数较低)，并利用主控滤波器230的特性来执行调整。举例来说，二阶的二次(Biquad)低通滤波器在wo＝N*gm，u/C时会有90度的相位延迟，因此当频率为fref的信号输入主控滤波器230时，调整结构200便利用相位侦测器220来侦测相位差是否为90度，此外，如同前述的锁相回路，其负反馈机制可通过调整控制信号Vc使fo＝(1/2π)(N*gm，u/C)＝fref，在上述的结构中可以看出中心频率fc＝(1/2π)(K*gm，u/C)＝(K/N)fo＝(K/N)fref，因此图2的调整结构200同样可以达成相同的调整目的。
但上述的调整结构都需使用到一包括相位侦测器、电荷泵及回路滤波器的锁相回路，而锁相回路所占用的电路面积很大，因而会造成成本提高。请参阅图3，其为另一现有调整结构300的示意图。调整结构300利用一数字电路320进行负反馈控制，其调整方法与图1所示相类似，差别在于图3的调整结构300是使用一数字电路320(例如数字相位侦测器)来比较参考频率fref与压控振荡器330所振荡出的fc，而不是使用锁相回路，而比较结果接着经由一数字模拟转换器340转换为控制信号以调整fc，同样地，由于压控振荡器330与主滤波器310间具有追随关系，因此当压控振荡器330的振荡信号被调整时，主滤波器310的截止频率也会成功地被调整。
经由上述的调整机制，制备工艺差异与温度变化对fc造成的影响可以被减轻，但上述的调整机制都需要一压控振荡器或一主控滤波器，而压控振荡器与主控滤波器通常都是二阶系统，为了要使其操作环境相同，主滤波器中存在的所有虚设(dummy)装置、虚设负载及其它电路都需要在调整结构中再复制一套，以大部分的应用来说，调整电路所占的电路面积超过整体电路的20％，因此上述的调整结构会浪费大量的电路面积与成本，而使得经济效益低落。
发明内容
因此，本发明的主要目的之一是在提供一种调整装置，以解决上述问题。
根据本发明的一实施例，其揭露一种调整滤波器的调整装置。滤波器包含有一压控振荡器。调整装置包含有一致能电路，电性连接至滤波器，用以通过将滤波器中除了压控振荡器以外的电路失能以使压控振荡器可根据驱动信号产生一振荡信号而控制滤波器进入调整模式，并在振荡信号的频率与参考频率相同时，通过将整体滤波器致能而控制滤波器由调整模式回复到正常模式；一频率侦测器，电性连接至致能电路与压控振荡器，用以比较振荡信号的频率与参考频率并产生一比较结果；以及一控制电路，电性连接至频率侦测器与滤波器，其于调整模式下根据比较结果调整驱动信号，以及于振荡信号的频率等于参考频率时得到该驱动信号，并在正常模式时将驱动信号传送至滤波器中。
根据本发明的一实施例，其揭露一种调整滤波器的调整方法。滤波器包含有一压控振荡器。调整方法包含有：通过将滤波器中除了压控振荡器以外的电路失能以使压控振荡器可根据驱动信号产生一振荡信号来控制滤波器进入调整模式；比较振荡信号的频率与参考频率并产生一比较结果；在调整模式下根据比较结果调整驱动信号，以及于振荡信号的频率等于参考频率时得出该驱动信号，并在正常模式下将驱动信号传送至滤波器中；以及在振荡信号的频率与参考频率相同时，通过将整体滤波器致能来控制滤波器由调整模式回复到正常模式。
本发明可利用滤波器中的元件建立出一压控振荡器，并通过该压控振荡器调整滤波器，因此本发明并不需要另一个压控振荡器来执行调整操作，如此可节省压控振荡器所需的成本与电路面积；再者由于本发明直接使用滤波器内部的压控振荡器电路，因此压控振荡器与滤波器的环境可保证是相同的，不必考虑因压控振荡器与滤波器间不匹配而使得调整的效能变差的问题，换句话说，本发明可有效改进调整的效能。
附图说明
图1为现有调整结构的示意图；
图2为另一现有调整结构的示意图；
图3为另一现有调整结构的示意图；
图4为本发明第一实施例的调整装置的示意图；
图5为一般的二阶二次滤波器的示意图；
图6为一般的二阶二次滤波器的示意图；
图7为电感电容阶梯滤波器的示意图；
图8为当主滤波器处在正常模式下的整体电路示意图；
图9为图4所示的转导复制电路的示意图；
图10为本发明第二实施例的调整装置的示意图。
100、200、300调整结构      400、1000调整装置
110、310、410主滤波器      120、220相位侦测器
121电荷泵                  122回路滤波器
130、330、411压控振荡器    230主控滤波器
320数字电路                340、441数字模拟转换器
420致能电路                430频率侦测器
440控制电路                442转导复制电路
具体实施方式
以下所述的滤波器频率调整装置及其方法中，调整程序基本上分为两个步骤，第一步骤是利用主滤波器中的压控振荡器调整主滤波器的截止频率，以移除制程差异对中心频率fc的影响，而第二步骤则是利用转导复制电路(gm replica circuit)来实时进行控制，以移除温度变化对中心频率fc的影响。
请参阅图4，其为本发明第一实施例的调整装置400的示意图。如图4所示，调整装置400包含有一致能电路420、一频率侦测器430以及一控制电路440，其中控制电路440包含有一数字模拟转换器441以及一转导复制电路442。首先，当整体的主滤波器410处于调整模式时，致能电路420会将主滤波器410的一部份更改设定成为一压控振荡器411，而在本实施例中并不限定更改设定的方法，举例来说，可将一组形成两个转导电容积分器(gm-C integrator)结构的转导电容元件激活，并将其它的转导电容元件暂时失能，以形成压控振荡器411。
滤波器的一部份可经由更改设定成一压控振荡器电路，例如二次滤波器或电感电容阶梯式(LC ladder)结构的一部份可用来作为一压控振荡器电路，而其它的滤波器结构(不限定于二次或LC阶梯式滤波器)亦可通过将一部份电路致能以及使其它部分失能而形成一压控振荡器。请参阅图5及图6，其分别显示一般的二阶二次滤波器的电路结构，此外，请另参阅图7，其显示一电感电容阶梯式滤波器的电路结构，基本上简单的压控振荡器电路可由两个转导元件及两个电容形成，其中一第一电容耦接于第一转导元件的输入端以及第二转导元件的输出端，而一第二电容则耦接于第一转导元件的输出端以及第二转导元件的输入端，因此，图5、图6及图7中由虚线所强调出的部分可作为如上所述的压控振荡器电路411。此外，用以形成压控振荡器的转导元件并不限定于滤波器内部的主动转导元件，由于在滤波器中的各个端点常常会加入一些虚设转导元件以补偿电容负载，这些虚设的转导元件同样可用于形成压控振荡器，这些设计变化均符合本发明的精神。
在压控振荡器411形成后，压控振荡器411便根据一驱动信号开始振荡出角频率为wo＝N*gm，u/C的振荡信号，这时可采用上述三种现有机制中的任何一种来比较两频率fo与fref，在本实施例中，与图3所示的数字电路类似，数字频率侦测器430会对两频率fo与fref进行比较，并将比较结果输入控制电路440以产生驱动信号，当fo等于fref时，数字频率侦测器430变得稳定，请注意，由于压控振荡器411是位于主滤波器410内部，因此当压控振荡器411进行调整时，理论上，主滤波器410也就跟着进行调整。
在本实施例中，控制电路440包含有一数字模拟转换器441以及一转导复制电路442，其中数字模拟转换器441用于将比较结果转换成驱动信号，在现有技术中，驱动信号可用来调整主滤波器410，然而本实施例更进一步地使用转导复制电路442调整驱动信号，使主滤波器440中转导元件的转导值不会受到温度变化的影响，基本上转导复制电路442可通过调整驱动信号维持转导值不变，而转导复制电路442的操作过程与功能将于后说明。当压控振荡器411完成调整时，主滤波器410便回复到原本的架构而非仅作为压控振荡器411之用，亦即当振荡信号的频率等于参考频率时，致能电路420将整体的主滤波器410由调整模式转换回正常模式，此时主滤波器410可执行原本的功能而不再作为一压控振荡器。
请参阅图8，其为主滤波器410在正常模式下的整体电路示意图。如图8所示，主滤波器410在正常模式时不具有压控振荡器电路，因此频率侦测器430没有来源可输入频率以与参考频率比较，而于正常模式下，数字模拟转换器411输出一固定的模拟信号(例如一电流信号)至转导复制电路442，并由转导复制电路442产生驱动信号以复制一转导值至主滤波器410中的转导元件，此时，转导值并不随着环境温度改变而改变，因此调整后的中心频率对温度变化并不敏感。以下将对转导复制电路442的操作与结构进行说明。
请参阅图9，其为一转导复制电路的详细实施例。转导复制电路442包含有一电流镜、一N型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管m1，以及一组输入晶体管m2、m3。本实施例中，输入晶体管m2、m3为金属氧化物半导体晶体管。输入晶体管m2、m3的栅极接收一参考电压差ΔVref，而端点A、端点B则为电流镜的输出端，其中端点A连接至输入晶体管m2的漏极与一参考电流Iref，值得注意的是，在本实施例中，参考电流Iref是来自数字模拟转换器441的输出；另外端点B直接连接至N型金属氧化物半导体晶体管m1的栅极，并连接至输入晶体管m3的漏极，因此端点B的与区动信号可用来调整N型金属氧化物半导体晶体管m1的电阻值，以便将转导复制电路442的转导值调整至回到一目标值。
转导复制电路442的基本概念在于使用内部的负反馈回路以将其转导值固定在gm＝Iref/ΔVref，其中Iref为对温度不敏感的参考电流，且ΔVref为对温度不敏感的参考电压，例如ΔVref可由能隙电压产生器(bandgap voltage generator)产生。以下说明是用来证明转导值并不随着环境温度改变而改变：当电压差ΔVref输入至输入晶体管m2、m3的栅极时，会感应出一额外电流Δi流经输入晶体管m3，而此额外电流Δi同样会经由输入晶体管m2流向端点A，因此从电流镜流往端点A的电流为(Iref-Δi)，而由于电流镜的特性，(Iref-Δi)会等于Δi，故Iref等于2*Δi，而gm＝2*Δi/ΔVref＝Iref/ΔVref，得出gm等于Iref/ΔVref；因此若Iref与ΔVref两者均对温度不敏感的话，转导复制电路442的转导值就可维持稳定，而用来控制转导值的控制电压同样可使用于主滤波器。参考电压Vref可由能隙电压产生器产生以确保参考电压ΔVref不会受到温度变化的影响，另外参考电流Iref是来自数字模拟转换器。
此外，整体电路(即负反馈电路)可自动调整驱动信号的电压准位以确保转导值总是维持在Iref/ΔVref的定值，举例来说，当周围温度上升时，转导值会跟着变大，而由于2*Δi＝Gm*ΔVref的关系式，电流Δi也跟着增加，因此，对电流镜来说，流往端点A的电流(Iref-Δi)减少，由于在端点B之上的电流等于(Iref-Δi)，端点B之下的电流等于Δi，所以端点B的驱动电压会被Δi拉低，造成N型金属氧化物半导体晶体管m1的栅极电压变低，进而使得转导值变小。很明显地，整体电路会形成一负反馈机制以使整体转导复制电路的转导值维持在一定值。
因此，只要转导复制电路442的转导元件与主滤波器410的转导元件相同，由于它们共享相同驱动信号的电压准位，主滤波器410的转导值可以维持与转导复制电路442的转导值一模一样。
此外，转导复制电路442是一个非必要(optional)装置，其并非用来作为本发明的限制条件，例如只要滤波器本身根据其转导元件加入一负反馈回路，就可以达到同样的效果。另一方面，若滤波器调整结构包含了转导复制电路，数字模拟转换器的输出可直接用来改变Iref或ΔVref，藉此调整转导值而使得压控振荡器的振荡频率等于目标频率。
此外，在某些应用中，当温度变化不显著或转导元件对温度变化不敏感时，调整装置400只需要数字模拟转换器441进行第一步骤即可，亦是不需要转导复制电路442来执行第二步骤，请参阅图10，其为本发明第二实施例的调整装置1000的示意图。如图10所示，调整装置1000并不包含有转导复制电路，而如此的设计变化同样也符合本发明的精神。
再者，在上述的实施例中，一相位侦测器与一数字模拟转换器是用于比较振荡频率与参考频率，请注意，该些机制仅为本发明的实施例，并非用来作为本发明的限制，例如本发明亦可使用包含有频率侦测器、电荷泵及低通滤波器的锁相回路，其中频率侦测器可用于频率的比较，而电荷泵与低通滤波器可用于将频率侦测器的比较结果转换为一主滤波器的驱动信号，这同样可达成调整主滤波器中心频率的目的。
请注意，在上述实施例中，调整装置仅对转导值进行调整，然而在实际应用时，转导值或电容值都可以被调整以改变主滤波器的中心频率，如此的设计变化同样也符合本发明的精神。
与现有技术相比，本发明可利用滤波器中的元件建立出一压控振荡器，并通过该压控振荡器调整滤波器，因此本发明并不需要另一个压控振荡器来执行调整操作，如此可节省压控振荡器所需的成本与电路面积；再者由于本发明直接使用滤波器内部的压控振荡器电路，因此压控振荡器与滤波器的环境可保证是相同的，不必考虑因压控振荡器与滤波器间不匹配而使得调整的效能变差的问题，换句话说，本发明可有效改进调整的效能。
以上所述仅为本发明之较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (18)

1.一种调整滤波器的调整装置，该滤波器包含有一压控振荡器，其特征在于，该调整装置包含有：
一致能电路，电性连接至该滤波器，用来通过将该滤波器中除了该压控振荡器以外的电路失能以使该压控振荡器可根据一驱动信号产生一振荡信号而控制该滤波器进入一调整模式；并且在该振荡信号的频率与一参考频率相同时通过将整体的该滤波器致能来控制该滤波器由该调整模式回复到正常模式；
一频率侦测器，用以比较该压控振荡器输出的该振荡信号的频率与该参考频率并产生一比较结果；以及
一控制电路，电性连接至该频率侦测器与该滤波器，用来于该调整模式时根据该比较结果调整该驱动信号，并在该正常模式时将该驱动信号传送至该滤波器。
2.根据权利要求1所述的调整装置，其特征在于：所述滤波器为一转导电容滤波器，其包含有多个电容与多个转导元件。
3.根据权利要求2所述的调整装置，其特征在于：所述驱动信号可改变该多个转导元件的转导值或该多个电容的电容值。
4.根据权利要求1所述的调整装置，其特征在于，所述压控振荡器包含有：
第一转导元件，具有第一输入端及第一输出端；
第二转导元件，具有第二输入端及第二输出端；
第一电容，该第一电容的一端电性连接至该第一输入端及该第二输出端的连接处，该第一电容的另一端接地；以及
第二电容，该第二电容的一端电性连接至该第二输入端及该第一输出端的连接处，该第二电容的另一端接地。
5.根据权利要求4所述的调整装置，其特征在于：所述驱动信号可改变该第一转导元件与该第二转导元件的转导值或该第一电容与该第二电容的电容值。
6.根据权利要求1所述的调整装置，其特征在于：所述频率侦测器为数字频率侦测器，而所述控制电路包含有用以将所述比较结果转换为所述驱动信号的数字模拟转换器。
7.根据权利要求6所述的调整装置，其特征在于：所述控制电路还包含有转导复制电路，该转导复制电路耦接至该数字模拟转换器，用于在所述正常模式时根据环境温度变化来调整所述驱动信号。
8.根据权利要求7所述的调整装置，其特征在于，所述转导复制电路包含有：
电流镜，包含有一第一电流输出端与一第二电流输出端；
转导设定装置，具有一控制端、一第一连接端和一第二连接端；以及
一组输入晶体管，包含第一输入晶体管与第二输入晶体管，其中，该第一输入晶体管包含有：
一栅极，耦接至一第一参考电压；
一漏极，耦接至该第一电流输出端及自该数字模拟转换器所输出的一参考电流；以及
一源极，耦接至该第一连接端；以及
该第二输入晶体管包含有：
一栅极，耦接至一第二参考电压；
一漏极，耦接至该第二电流输出端并直接连接至该转导设定装置的该控制端；以及
一源极，耦接至该第二连接端。
9.根据权利要求8所述的调整装置，其特征在于：该第一输入晶体管与该第二输入晶体管为金属氧化物半导体晶体管。
10.根据权利要求9所述的调整装置，其特征在于：该转导设定装置包含有一金属氧化物半导体晶体管，且该金属氧化物半导体晶体管的栅极为该控制端。
11.根据权利要求1所述的调整装置，其特征在于，该控制电路包含有：将该比较结果转换为该驱动信号的一转换器。
12.根据权利要求11所述的调整装置，其特征在于：该控制电路还包含有一转导复制电路，耦接至该转换器，用于在该正常模式时根据环境温度变化来调整该驱动信号。
13.根据权利要求12所述的调整装置，其特征在于，该转导复制电路包含有：
电流镜，包含有一第一电流输出端与一第二电流输出端；
转导设定装置，具有一控制端、一第一连接端和一第二连接端；以及
一组输入晶体管，包含第一输入晶体管与第二输入晶体管，其中，该第一输入晶体管包含有：
一栅极，耦接至一第一参考电压；
一漏极，耦接至该第一电流输出端及自该转换器所输出的一参考电流；以及
一源极，耦接至该第一连接端；以及
该第二输入晶体管包含有：
一栅极，耦接至一第二参考电压；
一漏极，耦接至该第二电流输出端并直接连接至该转导设定装置的该控制端；以及
一源极，耦接至该第二连接端。
14.根据权利要求13所述的调整装置，其特征在于：该第一输入晶体管与该第二输入晶体管为金属氧化物半导体晶体管。
15.根据权利要求14所述的调整装置，其特征在于：该转导设定装置包含有一金属氧化物半导体晶体管，且该金属氧化物半导体晶体管的栅极为该控制端。
16.一种调整滤波器的调整方法，该滤波器包含有一压控振荡器，其特征在于，该调整方法包含有：
通过将该滤波器中除了该压控振荡器以外的电路失能来使该压控振荡器根据一驱动信号产生一振荡信号而控制该滤波器进入一调整模式；
比较该压控振荡器的该振荡信号的频率与一参考频率并产生一比较结果；
在该调整模式下根据该比较结果调整该驱动信号；以及
当该振荡信号的频率与该参考频率相同时，根据该驱动信号将整体的该滤波器致能以控制该滤波器由该调整模式回复到正常模式。
17.根据权利要求16所述的调整方法，其特征在于该调整方法还包括：
提供一转导复制电路；以及
在该正常模式下，根据环境温度变化而利用该转导复制电路来调整该驱动信号。
18.根据权利要求16所述的调整方法，其特征在于：该滤波器为一转导电容滤波器，其包含有多个电容与多个转导元件，且该驱动信号可改变该多个转导元件的转导值或该多个电容的电容值。
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