CN1965553A - 生成误差信号的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于根据输入信号生成误差信号的设备，所述误差信号将用于生成发射信号，所述设备包括：用于将输入信号失真以获得失真信号的装置(103)；用于计算代表输入信号和失真信号之差或代表输入信号的初步误差信号的装置(105)；用于处理初步误差信号以获得误差信号的装置(107)，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于改变初步误差信号值以获得不等于0的误差信号值。

Description

生成误差信号的设备和方法

技术领域

本发明涉及电信领域，尤其涉及多载波传输技术。

背景技术

多载波传输是用于例如第4代移动通信系统(4G)的有前途的调制方案，因为它允许通过宽的带宽传输以及实现高速和大容量吞吐性能。与多载波调制方案相关的一个问题是从将被传输的时域信号中的多个频率信号分量的叠加产生的增大的峰值对平均功率比(PAPR)。与多载波调制技术中的高信号峰值相关的问题是从以下事实产生的：高PAPR引起数-模变换器的削波或不良分辨率以及高功率放大器(HPA)中的非线性失真，这又引起干扰相邻信号的严重的带外(OOB)辐射。一般而言，高PAPR使得在接收机的信号检测很难，因此导致增大的比特差错率。

在其它多载波传输技术中，正交频分复用(OFDM)被频繁使用。在发射机处，OFDM信号是从为用于传输的副载波分配多个要传输的谱值得到的，其中从应用于这些谱值的反傅立叶变换获得发射信号。这些谱值是通过将信息值划分为包含多个信息值的组并将这些信息值的组映射到信号空间域中的信号空间星座点上获得的。因此，一组信息值是由具有实部和虚部的信号空间星座点来表示的。该映射操作等效于利用调制技术，例如正交幅度调制(QAM)，调制这些信息比特组，将一组信息值分配给来自与该调制技术相关的信号空间星座点集合的一个信号空间星座点。

在OFDM的情况下，高信号峰值源于叠加这些副载波。高功率放大器使得接近或超过饱和的所有信号部分严重失真。该失真引起了载波间干扰(ICI)和上述的OOB辐射。在ICI干扰了发射信号并使比特差错率(BER)降级的同时，也应当避免OOB辐射干扰相邻频带上的信号。

已知的峰值减小技术被使用以便减轻非线性失真的负面影响。类似选择性映射(SLM)、部分传输序列(PTS)和衍生物的非失真技术可通过仅传输具有低峰值的符号来实现良好的峰值减小。SLM方案在S.H.Müller，R.W.Buml，R.F.H.Fischer和J.B.Huber的“OFDMwith Reduced Peak-to-Average Power Ratio by Multiple SignalRpresentation”，Annals of Telecommunications，Vol.52，No.1-2，pp.1-9，February，1997中公开，PTS方案在S.H.Müller和J.B.Huber的“AComparison of Peak Power Reduction schemes for OFDM”，in Proc.Of Globecom.November 1997，pp.1-5中公开。

辅助信息的传输是与非失真技术相关的一个问题，使得数据结构必须改变。已知的非失真技术需要在发射机做大量的工作以便找到具有最低峰值的符号，而且需要在每个接收机做附加工作以恢复信号。

为了减小PAPR，可以使用在A.E.Jones，T.A.Wilkinson和S.K.Barton的“Block Coding Scheme for Reduction of Peak to MeanEnvelope Power Ratio of Multicarrier Transmission Schemes”，EL.Lett，Vol.30，No.25，pp.2098-2099，December 1994中公开的编码技术。编码技术使用代码，这些代码的码字具有低的PAPR。然而，这通常限制了发射机设计上的灵活性。此外，如果信道代码被设计用于低PAPR，不能再次同样使用以通过配合该信道代码和传输方案优化系统性能。此外，对于类似OFDM的多载波传输技术情况下的大量载波，当前已知的峰值减小代码的码率必须很低以便实现显著的PAPR减小。

在E.Lawrey和C.J.Kikkert的“Peak to Average Power RationReduction of OFDM Signals Using Peak Reduction Carriers”，in Int.Symposium on signal Processing and its applications，August 1999，pp.737-740，J.Tellado和J.M.Cioffi的“Peak Power Reduction forMulticarrier Transmission”，in Mini-Globecom，1999中公开的使用峰值减小载波/音调(PRC/PRT)，或者结合在H.Schmidt和K.-D.Kammeyer的“Reducing the Peak to Average Power Ratio ofMulticarrier Signals by Adaptive Subcarrier Selection”，in Int.Conference on Universal Personal Communications，Jannuary 1998，pp.933-937中公开的自适应副载波选择(ASuS)，提供了无需在数据载波上引入ICI就可减小PAPR的某种自由度。然而，为了PAPR有更大的减小，许多峰值减小载波需要对应于数据率的显著损失。ASuS仅使用最弱的副载波用于峰值减小，因此需要来自接收机的有关信道状态信息(CSI)的反馈信息。然而，必须达到更多的接收机，从而变得越不可能找到对所有接收机都弱的副载波。

削波技术提供了高的灵活性，因为它们中的大多数基本上适应于任何调制方案。然而，在L.D.Kabulepa，T.Pionteck，A.Garcis和M.Glesner的“Design Space Exploration for Clipping and FilteringPAPR Reduction Techniques in OFDM Systems”，in Proc.Int.OFDM-Workshop，Vol.1，October 2003，PP.108-112中公开的时域中的削波和滤波提供了低实现成本的峰值减小，在J.Armstrong的“Peak-to-Average power reduction for OFDM by repeated clippingand frequency domain filtering”，in El.Lett.Vol.38，No.5，February2003，PP.246-247中公开的反复削波和频率滤波允许完全去除由削波引入的部分带外辐射。然而，大部分削波技术引入了ICI。当选择低的削波率以便实现低的带外辐射时这种有害的影响变得更为显著了。

在软削波时可以避免滤波操作和与滤波结合的峰值再生，这在H.-G.Ryu，B.-I Jin和I.-B.Kim的“PAPR Reduction Using SoftClipping and ACI Rejection in OFDM Systems”，IEEE Trans.OnCommunications，Vol.48，No.1，PP.17-22，February 2002中公开，使用了在M.Pauli和H.-P.Kuchenbecker的“On the Reduction of theOut-of-Band Radiation of OFDM-Signals”，in Int.Conference onCommunications，Vol.3，1998，Pp.1304-1308中公开的峰值窗口划分或在M.Lampe和H.Rohling的“Reducing out-of-band emissions dueto nonlinearities in OFDM systems”，in Vehicular TechnologyConference，Vol.3，May 1999，pp.2255-2259中公开的峰值消除技术。然而，这是以附加ICI的代价实现的。

在接收机中改善ICI可以通过对信号预失真实现，这在A.Katz的“Linearization：Reducing Distortion in Power Amplifiers”，IEEEMicrowave Magazine，Vol.2，No.4，pp.37-49，December 2001中公开。这样补偿了放大器的非线性。然而，超过放大器的饱和度的信号峰值仍然被失真，使得必须使用补充的峰值减小技术。作为补充，可能对失真的发送信号建模并在接收机处通过Bayesian估计器考虑有限的动态范围，这在P.Zillmann，H.Nuszkowski和G.P.Fettweis的“ANovel Receive Algorithm for Clipped OFDM Signals”，in Proc.Int.Symp.On Wireless Personal Multimedia Communication，Vol.3，October 2003中公开。

作为另一种可能性，可以使用在X.Wang，T.T.Tjhung和C.S.Ng的“Reduction of Peak-to-Average Power Ratio of OFDM SystemUsing a Companding Technique”，IEEE Trans.On Broadcasting，Vol.45，No.3，PP.303-307，September 1999中公开的压缩扩展技术。其由在发射机处压缩信号的发射处理部分和以低复杂性将信号扩展为原始动态范围的接收处理部分构成。对接收机的设计有较深影响的可选技术是判决辅助重构(DAR)，这在D.Kim和G.L.Stuber的“ClippingNoise Mitigation for OFDM by Decision-Aided Reconstruction”，IEEECommunications Letters，Vol.3，No.1，pp.4-6，January 1999中公开，或者在J.Tellado，L.M.C.Hoo和J.M.Cioffi的“Maximum-LikelihoodDetection of Nonlinearly Distorted Multicarrier Symbols by IterativeDecoding”，IEEE Trans.On Communications，Vol.51，No.2，pp.218-228，February 2003中公开的迭代最大似然性检测。然而，它们在接收机需要更大的计算复杂度。

在B.S.Krongold和D.L.Jones的“PAR reduction in OFDM viaActive Constellation Extension”，IEEE Trans.On Broadcasting，vol.49，No.3，pp.258-268，September 2003中公开的有源星座扩展(ACE)技术考虑在接收机处没有任何修正的ICI。信号空间(信号空间域)中的外部星座点被扩展以最小化PAPR。在将信号峰值削波后，信号空间中不想要的扩展方向被设置为0，使得不再接近判决边界。然而，不可能实现非常低的OOB辐射，其主要对小的星座尺寸有效，例如对四相相移键控(QPSK)有效。

在J.Tellado和J.M.Cioffi的“Peak Power Reduction forMulticarrier Transmission”，in Mini-Globecom，1999中公开的音调注入技术，其属于非失真技术类别，是ACE的替代方案，其也扩展信号星座，但更适合于较高阶星座。音调注入导致更高阶的信号星座，例如16QAM幅度调制符号可以变换为144QAM符号。这避免了ICI，但是平均符号能量增大，所需的信噪比(SNR)也增大。

下面仅借助举例考虑用于在多个副载波上传输的OFDM调制，其用作多载波调制方案的一个实例。d_n(i)是在副载波n上在时刻i发送的复数数据符号。在OFDM调制后发送的信号：

$s$ $\left(t\right)=\underset{\mathrm{i\ω}-\∝}{\overset{\∝}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n\left(i\right)g_n(t-\mathrm{iT})$

是由N个副载波d_n(i)组成，其中：

g_n(t)＝g(t)e^jvnc

是发射滤波器。例如，升余弦脉冲形状可以被选择用于g(t)。

例如，HPA可以由在H.Atarashi和M.Nakagawa的“AComputational Cost Reduction scheme for a Post-Distortion TypeNonlinear Distortion Compensator of OFDM Signals”，IEICE Trans.On Communications，Vol.E81-B，No.12，pp.2334-2342，December 1998中公开的Rapp的固态功率放大器(SSPA)模型表示，其具有以下的放大特性：

$\stackrel{-}{s}\left(t\right)=\frac{\mathrm{Vs}\left(t\right)}{{(1+|\mathrm{Vs}\left(t\right)/A_{\mathrm{SAT}}{|}^{2\mathrm{\ρ}})}^{1/2\mathrm{\ρ}}}$

其中，p＝10，

是放大信号，V可以认为是放大因子，以及：

$P_{\mathrm{SAT}}=A_{\mathrm{SAT}}^2$

是放大器饱和功率。

为了减小峰值的非线性失真，放大器是用输出补偿(OBO)激励的，OBO被定义为放大器的饱和功率和放大器的输出信号的功率之间的比值：

$\mathrm{OBO}{|}_{\mathrm{dB}}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}$ $10{\log }_{10}\frac{P_{\mathrm{SAT}}}{E\left\{\right|\stackrel{-}{s}\left(t\right){|}^2\}}$

无需任何进一步的测量，OFDM信号时而可能超过放大器饱和度。为了减小OFDM信号s(t)的动态范围可以使用削波技术来剪切峰值幅度。

图12示出了结合了削波方法以减小PAPR的OFDM发射机的框图。

图12中的发射机证实了在J.Armstrong的“New OFDMPeak-to-Average Power Reduction Scheme”，in Vehicular TechnologyConfernce，Vol.1，Spring 2001，pp.756-760中公开的非递归削波(实线)。此外，该发射机显示了以短划线描绘的递归削波方案。

图12所示的发射机包括数据符号源1500，其具有一输出端与填零功能块1501的输入端耦合。填零功能块1501与反快速傅立叶变换器(IFFT)1503耦合。IFFT的输出端与削波功能块1505耦合，削波功能块1505具有一输出端与快速傅立叶变换器(FFT)1507耦合。FFT 1507的输出端与滤波器1509耦合，滤波器1509具有一输出端与OFDM调制器1511耦合。

利用递归削波技术，由滤波器1509提供的过滤后的信号被反馈回到填零功能块1501。

副载波 $d^0\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}(d_0,...,d_{N-1}{)}^T$ 上的数据符号首先利用IFFT功能块1503转换为时域信号。FFT之前的填零导致时域中的过采样。接着，以削波级别X_max对信号进行削波。削波比CR由以下公式定义：

${\mathrm{CR}|}_{\mathrm{dB}}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}10{\log }_{10}\frac{x_{\max }^2}{E\left\{d^{0H}{d}^0\right\}}$

削波信号被变换回频域。虽然FFT输出的头N个元素是对应于该幅度受限的时间信号的新的数据符号，输出向量的另一部分仅包含将作为信道上的OOB辐射出现的调制间产物。这些元素被该系统的滤波功能块1509抑制。

削波的缺点是源数据符号与新数据向量之间的误差，该差别就是先前提到的ICI。

与上述的削波和逐个符号滤波方案相反，用图12中所示的短划线描绘了与递归削波相关的反复削波和频率滤波。虽然削波信号幅度的峰值减小，但滤波去除了所有的高频和峰值再生。为此，反复削波和滤波可能有利。因此，滤波后的信号被反馈，如图12的短划线部分所示。虽然任何数量的迭代都是可能的，但在A.Saul的“Analysis ofPeak Reduction in OFDM Systems Based on Recursive Clipping”，inProc.Int.OFDM-Workshop，Vol.1，September 2003，pp.103-107中已经示出了根据系统参数在许多情况下最多一次重复削波和滤波可能是有利的。

上述技术的一种可替代技术是前面提到的ACE技术。ACE技术背后的基本概念可以归纳为扩展符号空间(信号空间域)中的星座点同时应用一组约束。这些约束防止符号接近复数信号空间中的判决边界。

图13示出了使用ACE技术的发射机的框图。

ACE发射机包括与具有输出端1601的IFFT 1600耦合的数据符号源1500。IFFT 1600执行反傅立叶变换和过采样，并具有与图12中的填零功能块1501和IFFT功能块1503相同的功能。输出端1601通过开关1603与减法器1605、削波功能块1607、ACE约束功能块1609、SGP功能块1611(SGP＝灵敏梯度计划)、以及加法器1613耦合。

减法器1605的输出与FFT 1615耦合，FFT 1615具有一输出端与ACE约束功能块1609耦合。FFT 1615执行傅立叶变换和滤波，这可与图12中的功能块1507和1509的操作相比拟。ACE约束功能块1609具有一输出端与IFFT 1617耦合，IFFT 1617具有一输出端与乘法器1619耦合。IFFT 1617执行反傅立叶变换和过采样。乘法器1619具有另一输入端与SGP 1611的输出端耦合。SGP 1611具有另一输入端与IFFT的输出端耦合。乘法器1619的输出与加法器1613的输入端耦合。加法器1613的输出端通过开关1621与脉冲整形功能块1623耦合。

图13中所示的ACE发射机另外包括反馈环路1625，在开关1603和1621被适当开和关时反馈环路1625连接加法器1613的输出端与减法器1615的输入端。

与上述的其它削波技术类似的是，由IFFT 1600提供的过采样的时间信号被削波功能块1607削波。为了仅允许某些扩展方向，利用FFT 1615将该削波后的信号变换到频域，其中不想要的扩展方向在ACE约束功能块1609中被设置为0。在变换回到时域后，由IFFT 1617提供的扩展向量的μ-fault被添加到原始的未削波的信号中。

加权因子μ是通过次佳但是计算有效的方式由上述的灵敏梯度计划算法确定的，使得可以实现峰值减小。为了进一步减小峰值，可以重复该过程若干次。实际上，一次或两次重复看上去是合情合理的。

图14a示出了在CR＝3.1dB时递归削波之后的信号空间星座。递归削波将近似白高斯噪声的信号叠加到副载波中，而且ACE对干扰整形使得没有信号点接近判决边界。图14b示意了对于CR＝5.0dB的QPSK信号在ACE之后的信号空间星座。如图14b所示，无法接受的扩展方向将被设置为0。如果信号点将接近判决边界，则该扩展方向是无法接受的。参考图4a，在顶部拐角中的副载波对峰值减小具有完全的贡献。在左上角落的副载波仅对虚部有贡献，因为扩展向量的实部将被设置为0。在右下角落中的副载波仅对实部有贡献，因为该扩展向量的虚部将被设置为0。

如果，例如削波级别过低，那么只有一些信号点保持在直角区域内，使得只有很少的信号点对PAPR减小有贡献。然而，越少的信号点保持在允许区域内则可以实现更为不充分的PAPR减小。虽然增大的削波级别将更多信号点引入允许的区域内，OOB辐射在此情况下将增大，使得相邻频带上的其它发射机被干扰。

发明内容

本发明的目的是提供一种生成误差信号的概念，该误差信号具有对发射信号中的幅度峰值减小做出贡献的数量增大的误差信号分量。

该目的是通过根据权利要求1的生成误差信号的设备、或根据权利要求34的生成发射信号的设备、或根据权利要求35的生成误差信号的方法、或根据权利要求36生成发射信号的方法、或根据权利要求37的计算机程序实现的。

本发明基于以下发现：当频域中的误差信号值改变时对PAPR减小做出贡献的误差信号分量的数目会增大。

根据本发明，误差信号是在两个处理阶段生成的。首先，计算代表输入信号和失真信号之差，或代表输入信号的初步误差信号，该初步误差信号是通过失真装置提供被计算的。初步误差信号可包括频域中的初步误差信号值，这些初步误差信号值在第二处理步骤中在频域中改变以便获得误差信号。作为选择，初步误差信号可包括时域中的初步误差信号值。其次，以结果产生的误差信号值不等于0的方式改变初步误差信号值。在此上下文中，误差信号值代表具有实部和虚部的复数。然而，初步误差信号值可以仅代表复数的实部或仅代表复数的虚部。此外，误差信号值可代表实数。另外，可以改变包含初步误差信号值的向量。

例如，初步误差信号值是频域值。在此情况下，频域中的初步误差信号值与在信号空间域中具有例如实部和虚部的信号空间星座点相关，初步误差信号值的变化等效于在信号空间域中朝向例如与信号空间域中的预定值范围相关的预定区域移动信号空间星座点。

根据本发明，该预定值范围，或换言之，信号空间域中的该预定区域可以被选择，使得朝着该预定区域移动的误差信号值的数目增大，使得与该预定区域内或其边界上的信号空间星座点相关的增大数量的误差信号值对幅度峰值减小做出贡献。同时，可以考虑接收机的信号检测性能来选择该预定区域。

换句话说，初步误差信号值是在频域整形的，使得同时幅度峰值减小被优化，同时最小化从接收机处的有错检测中产生的比特差错率。

在此上下文中，该预定值范围可以确定一个预定的实数值集合。另外，该预定值范围可以确定一个预定的复数值集合，即，该预定值范围可以是实数或虚数。此外，该预定值范围可包括分离的预定的子范围。换言之，该预定值范围可以连续或不连续。同样的考虑适用于该预定区域的特性。

一般而言，初步误差值被处理使得结果产生的误差值可能具有有利的分布。在此上下文中，该预定值范围或区域确定了该有利分布的一种特定情形。

本发明进一步提供了一种一般化ACE技术的约束的概念，该一般化的约束允许迭代或递归峰值减小算法中的反向扩展(与回退处理有关)的可能性。此外，与这些约束有关的误差比常规ACE技术的要小。此外，可以对峰值减小使用附加的自由度。该项具有创造性的技术适用于例如QPSK和更高阶的QAM调制。一个参数允许该技术适合于例如所需的带外辐射。在此方面应注意不是作为一般化ACE约束的移动点到固定边界，而是优选仅移动该点某个延伸。

附图说明

下面参考附图详细描述本发明的另外的实施例，其中：

图1示出了根据本发明的第一个实施例生成误差信号的设备的框图；

图2a论证了该创造性的概念；

图2b～2g论证了该创造性的概念；

图2h示出了系统参数的一个实施例；

图2i～2j示出了性能比较结果；

图2k～2l论证了该创造性的概念；

图3示出了信号空间域中的比特差错概率图；

图4a～4c示出了信号空间星座点的分布；

图5示出了根据本发明第一个实施例从输入信号生成发射信号的设备的框图；

图6示出了根据本发明的另一个实施例从输入信号生成误差信号的设备的框图；

图7示出了根据本发明的另一个实施例从输入信号生成发射信号的设备的框图；

图8a～8e示出了根据本发明的信号空间星座点的分布；

图9a～9h示出了性能比较结果；

图10示出了根据本发明的另一个实施例生成发射信号的设备的框图；

图11示出了根据本发明的另一个实施例生成发射信号的设备的框图；

图12示出了常规PAPR方案的框图；

图13示出了常规ACE方案的框图；

图14a～14b示出了信号空间星座点的分布。

具体实施方式

图1所示的设备包括用于接收输入信号的输入端101。此外，该设备包括具有输入端和输出端的用于失真的装置103，其中该设备的输入端101与用于失真的装置103的输入端耦合，而且其中用于失真的装置103的输出端与用于计算初步误差信号的装置105的输入端耦合。用于计算的装置105还有另一个输入端，该设备的输入端101与之耦合。用于计算的装置105具有一输出端与用于处理的装置107的输入端耦合，用于处理的装置107具有一个用于提供误差信号的输出端。

用于失真的装置103被配置用于接收输入信号或其副本以便限制输入信号的幅度来获得失真信号，该失真信号被提供给用于计算初步误差信号的装置105，该初步误差信号代表输入信号和失真信号之差。用于计算的装置105为用于处理的装置107提供初步误差信号，其中该初步误差信号是频域信号，包括在频域与例如多载波调制方案所使用副载波相关的多个初步误差信号值。因此，每个初步误差信号值可包括实部和虚部，它们一起构成频域中的信号空间星座点。用于处理的装置107被配置用于改变初步误差信号值以获得由误差信号组成的误差信号值，其中由初步误差信号值的处理产生的误差信号值不等于0。换言之，初步误差信号值用于生成对例如峰值减小做出贡献的误差信号值，而且不被丢弃或设置为0。

例如，用于处理的装置107被配置用于改变初步误差信号值，使得该误差信号值在预定值范围内。用于处理的装置可配置用于在指示实部值范围和/或虚部值范围的预定值范围内改变初步误差信号值的实部和/或虚部。因此，用于处理的装置107可配置用于在指示预定大小范围的预定值范围内改变初步误差信号值的大小。

上面已经提及，由图1所示的创造性设备提供的误差信号可以与包含幅度峰值的输入信号组合，以便生成具有减小的幅度峰值的发射信号。优选用于处理的装置107被配置用于改变初步误差信号值，使得误差信号值在预定值范围内，以便增大对幅度峰值减小做出贡献的预定值范围内的误差信号值的数量，以及使得带外辐射减小。

根据本发明，生成了发射信号使得带外辐射减小，或者在被发射机进一步处理之后(例如，被放大器失真)被最小化。因此，在接收机中能够检测的接收版本仅有很少误差。通常，这种信号将具有减小的幅度峰值。

根据本发明的另一方面，可以选择该预定值范围，使得该预定值范围内的误差信号值对发射信号中的幅度峰值减小做出贡献，以及使得由于组合了输入信号和误差信号，与发射信号的可接收版本的有错检测相关的差错率，例如比特差错率或符号差错率，被最小化。换言之，可以在增大用于峰值减小的有用信号分量的数目，以及同时最小化或减小差错率的条件下选择该预定值范围。

上面已经谈及，该预定值范围与信号空间域中的预定区域相关，因为这两种描述方式是等效的。从这种解释来看，用于处理的装置107被配置用于改变初步误差信号值的幅度或相位，使得结果产生的误差信号值具有定义信号空间域中的信号空间星座点的幅度和相位，其中信号空间星座点被布置在该预定区域内或其边界上。

根据本发明另一方面，用于处理的装置被配置用于前向处理初步误差信号值，以便获得与信号空间域内的预定区域内的信号空间星座点相关的中间信号值，用于处理的装置被进一步配置用于对于初步误差信号值不满足特性需求的情形，用于在某种程度上后向处理初步误差信号值以便获得与信号空间域内另一个预定区域内的信号空间星座点相关的误差信号值，该另一个预定区域在该预定区域之外。

例如，用于处理的装置107被配置用于前向处理初步误差信号值，即，用于朝向该预定区域处理初步误差信号值，以便获得与信号空间域内预定区域内的信号空间星座点相关的中间值，以及用于对于初步误差信号值不满足特性的情形，用于在某种程度上后向处理初步误差信号值以便获得与信号空间域内另一个预定区域内的信号空间星座点相关的误差信号值，该另一个预定区域在该预定区域之外。

另外，用于处理的装置107可以被配置用于提供初步误差信号值作为初步误差信号值满足特性需求的情形时的误差信号值。

该特性需求可以是例如，信道状态信息、信号质量度量、不同信号质量度量的组合、某个比特差错率或某个功率谱密度或与发射该发射信号相关的某个传输功率、或某个比特对噪声能量比或某个信噪能量比(都与功率谱密度相关)、或与比特对噪声能量比相关的某个功率谱密度或信噪能量比。该特性需求另外可取决于传输参数(系统参数)，例如与发射该发射信号相关的调制方案、或用于考虑者传输系统的最大允许带外辐射。

另外，应当指出，特性需求也可以只选择一次，即最初在开始发送时选择。作为选择，该特性需求也可以设置为自适应，即在发射期间从一个OFDM符号改变为另一个OFDM符号。

此外，用于处理的装置107可被配置用于提供初步误差信号值作为初步误差信号值满足该特性需求的情形下的误差信号值。

根据本发明的另一方面，该设备还可包括用于分析初步误差信号值相对于该特性需求的分析器。例如，该分析器被配置用于当在通过组合输入信号与当前生成的初步误差信号生成发射信号时，模拟初步误差信号或初步误差信号值对发射信号的影响，该发射信号可以是时域信号。

根据本发明的另一方面，分析器可包括存储在存储器中的多个表格，每个表格包括多个条目，该多个条目定义了实现不同的特性需求所需的可能误差信号值的某些特性。初步误差信号值的特性可以是例如用于实现该特性需求所需的实部和虚部的范围。

根据本发明的另一方面，该设备可以被配置用于迭代生成误差信号，这种情形将在之后描述。在此情况下，分析器优选被配置用于分析在前一迭代步骤中相对于该特性需求生成的误差信号值，以及在某种程度上向后处理该误差信号值以获得满足该特性需求的误差信号值。换言之，该创造性设备被配置用于借助后向处理执行逆向扩展。

根据本发明的另一方面，该设备还包括用于根据特性需求确定该预定区域和/或该另一预定区域的装置。换言之，该用于确定的装置可以被配置用于确定或提供该预定区域或该另一预定区域，使得例如某种程度的后向处理是可能的，即该预定区域包含了不等于0的区域。

根据本发明的另一方面，该用于确定的装置还被配置用于根据与例如用作传输系统参数的映射或调制方案相关的信号空间星座点提供或确定该预定区域和/或该另一预定区域。

为了更详细地解释该创造性概念，参考图2a，图2a示出了代表信号空间域203中的初步误差信号值的信号空间星座点201。从图2中可看出，信号空间域是由实部轴和与实部轴正交的虚部轴确定的二维平面所确定的。此外，信号空间域203具有原点205。

如图2a所示，与初步误差信号值相关的信号空间星座点201位于预定区域207之外。假设，只有预定区域207内或其边界上的信号空间星座点对幅度峰值减小有贡献而不用增大接收机处的比特差错率。为了增大该预定区域内误差信号值的数量，与该预定区域207之外的初步误差信号值相关的信号空间星座点201被处理，使得产生位于预定区域207之内的误差信号值209。在图2a中，通过仅借助举例描绘其中一个可能的处理方向，与初步误差信号值相关的信号空间星座点201朝该反向移动以便获得与预定区域207内的误差信号值相关的信号空间星座点201。

例如，信号空间域203中的原点205与等于0的信号空间星座点相关。根据本发明的另一方面，原点205可以从预定区域207中排除以便避免将预定区域207之外的信号空间星座点201设置为0。

预定区域207在信号空间域203中可以具有任何形状。例如，该预定区域是矩形、或圆形或圆的一段。此外，该预定区域可以布置在信号空间域中的任何一部分，使得原点205不是必须由预定区域207环绕或包含。

例如，预定区域207相对于信号空间域203的原点是圆形的。这种情形对应于与对峰值-平均功率减小做出贡献的误差信号值相关的信号空间星座点的圆形分布。该预定区域的这种布置对应于频域中的信号空间星座点的大小限制。在此情况下，用于处理的装置107可包括限幅器，用于限制初步误差信号值的幅度以获得具有幅度不超过该预定区域的半径的误差信号值，其中在此情况下，该半径是通过该预定区域的边界和信号空间域的原点之间的距离确定的。

该预定区域，或等效的，该预定值范围可以是固定的，使得例如，前面提到的限幅器被配置用于相对于由例如信号空间域中的前面提到的预定区域的半径定义的限幅比限制初步误差信号值的数量。

根据本发明的另一方面，该设备还可包括用于确定信号空间域中的预定区域的装置。例如，该用于确定预定区域的装置被配置用于确定该预定区域，使得与该预定区域内或其边界上的信号空间星座点相关的误差信号值对幅度峰值减小做出贡献，以及由于组合了输入信号和误差信号，使得与发射信号的可接收版本的有错检测相关的差错率最小。

例如，输入信号是从与副载波相关的谱值的频率-时间变换产生的多载波信号。因此，输入信号的频谱表示包括被分配给一组副载波的谱值集合，其中在该谱值集合中的谱值是从根据映射方案或等效地根据调制方案，例如根据QAM方案，为某个信号空间星座点分配某个数量的信息值产生的。为了确定该预定区域，使得上面提到的这两种条件，即幅度峰值的最佳的减小以及最小化或者至少不增大比特差错率，该用于确定预定区域的创造性装置被配置用于根据与调制或映射方案相关的差错概率确定该预定区域。该差错概率根据调制方案、信噪比、信道衰减等可以是比特差错率或符号差错率。

例如，与QPSK方案相关的比特差错概率不同于16QAM方案的比特差错概率。另外发现，在信号空间域中的比特差错概率的轮廓图根据该比特差错概率确定了该预定区域或多个预定区域。之后将结合图3a～3d的实施例详细讨论这个问题。

例如，多载波调制方案的形成使得根据多种调制方案从为信号空间域中的不同信号空间星座点分配不同数量的信号值产生不同谱值。在此情况下，用于确定的装置107可配置用于根据该使用的多种调制方案确定多个预定区域。例如，该谱值集合中的另一谱值是根据另一调制方案或另一映射方案，例如根据64QAM，向另一个信号空间星座点分配另一数量的信息值产生的。该用于确定预定区域的装置107可被配置用于根据与该另一调制方案相关的另一比特差错概率确定另一预定区域。由于谱值与副载波相关，对于与同一调制方案相关的副载波，可以确定取决于同一调制方案的共同预定区域。换言之，该用于确定的装置可以配置用于确定预定区域副载波方向。

例如，上面提到的调制方案或另一调制方案属于正交幅度调制(QAM)、或属于相移键控(PSK)、或属于四相相移键控(QPSK)、或属于幅移键控(ASK)，它们只是一些可能的调制方案的名称。

频域中的初步误差信号值可对应于副载波，与输入信号的频谱表示相关的谱值可以被分配给这些副载波。例如，初步误差信号值被分配给该谱值所被分配给的副载波，而且另一初步误差信号被分配给该另一谱值所被分配给的另一副载波。在此上下文中，术语副载波表示副载波频率。

用于处理的装置107在此情况下可以配置用于处理初步误差信号值的幅度和相位，以获得与预定区域内或其边界上的信号空间星座点相关的误差信号值，和/或处理另一初步误差信号的幅度和/或相位以获得与该另一区域内或其边界上的另一信号空间星座点相关的另一初步误差信号值。换言之，与不同调制或映射方案相关的信号空间星座点被分别处理。这种处理可以并行执行，使得该处理可以同时执行。

根据本发明的另一方面，该处理可以顺序执行，例如使得第一信号空间星座点在第一时刻被处理，而第二信号空间星座点在依赖于当前调制方案的另一时刻被处理。

例如，该调制方案包括信号空间星座点的一个集合，该集合根据调制方案，例如根据QPSK，确定了信号空间域中的信号空间星座点的可能分布，其中信号值可分配给该信号空间星座点的集合用于传输。例如，该信号空间星座点集合包括与第一大小相关的第一信号空间星座点子集，以及与大于第一大小的第二大小相关的第二信号空间星座点子集。对于QAM方案的情形，第一大小可以是内部信号空间星座点的大小，而第二大小可以是外部信号空间星座点或最外部信号空间星座点的大小。用于处理的装置(107)可配置用于不同于属于第二信号空间星座点子集的信号空间星座点相关的误差信号值来处理与属于第一信号空间星座点子集的信号空间星座点相关的初步误差信号值。

此外，用于处理的装置107可配置用于仅在当某个信号空间星座点属于第一信号空间星座点子集时处理与谱值所被分配给的副载波相关的初步误差信号值，以及用于在当某个信号空间星座点属于第二信号空间星座点子集时提供初步误差信号值作为误差信号值。换言之，用于处理的装置107维持与未改变的第二信号空间星座点子集相关的初步误差信号值。

根据本发明的另一方面，只有与第二大小相关的信号空间星座点被处理，而与第一大小相关的信号空间星座点保持不变。

用于处理的装置107可包括限幅器，用于限制初步误差信号值的幅度。其中该限幅器可配置用于根据调制方案限制初步误差信号值的幅度。具体来说，限幅器可配置用于当对不同副载波或对不同副载波集合使用不同调制/映射方案时对不同副载波应用不同的限幅方案。例如，与另一副载波相关的另一谱值是从根据另一调制方案向另一信号空间星座点分配另一数量的信息值产生的，其中另一初步误差信号值与该另一副载波相关。限幅器可配置用于根据调制方案分别限制初步误差信号的大小，以及根据该另一调制方案分别限制另一初步误差信号的大小。

例如，限幅器被配置用于将初步误差信号值的大小削平，和/或将另一初步误差信号值的大小削平。

根据本发明另一方面，该用于生成误差信号的创造性设备还包括用于根据信道状态信息确定预定值范围，或等效地确定预定区域的装置。例如，该信道状态信息可以与从接收机等的非0速度产生的当前信道衰减或信道变化有关。由于通信信道可能随时改变，用于确定该预定值范围的装置可被配置用于根据变化的信道状态，例如根据变化的信道衰减、信噪比、信道延迟或其它信道特性自适应地确定该预定值范围。

该用于处理的装置还被构成用于根据预定约束改变初步误差信号值。该预定约束可以是例如预定值范围(或预定区域)、或与发射信号的可接收版本的检测相关的预定比特差错率、或当前信道状态条件或服务质量需求，例如可用带宽、或发射机的传输功率。

再次参考图1的实施例，为了获得失真信号，用于失真的装置103可包括用于限制输入信号的幅度以获得初步受限的输入信号的失真部件，以及用于以加权因子加权初步信号以便增大初步失真信号的能量来获得具有增大的能量的失真信号的加权部件。这种情形对应于增大信号空间域中的对应信号空间星座点的大小以便补偿与失真相关的能量损耗，例如限幅。限幅部件可用于削平输入信号的幅度。加权部件可包括用于使用加权因子乘初步失真信号的乘法器。之后将详细讨论这一问题。

为了计算将提供给用于处理的装置107的初步误差信号，用于计算的装置105可包括用于计算输入信号和失真信号之间的差的减法器。该差值可以在时域或频域中计算。例如，用于计算的装置105包括时间-频率变换器，用于对该差值进行时间-频率变换以获得频域中的初步误差信号。因此，用于计算的装置105可包括第一时间-频率变换器，用于对失真信号进行时间-频率变换以获得变换后的失真信号，以及第二时间-频率变换器，用于对输入信号进行时间-频率变换以获得变换后的输入信号，使得减法器被构成用于计算变换后的输入信号和变换后的失真信号之间(输入信号的频谱表示和失真信号的频谱表示之间)的差，以便获得频域中的初步误差信号。

另外，用于计算的装置105可包括滤波器，以便提供滤波后的初步误差信号作为初步误差信号。

下面参考图2b～2l描述与后向处理相关的创造性逆向扩展方案有关的本发明的其它方面。

图2b、2d和2f用图形示出了如何将图13中的ACE约束应用于三个实例。这些点是误差信号C_c ^l，而且每个点对应于副载波上的误差。ACE约束以与箭头所示移动这些点以形成信号C^l，这些约束必须区分未失真的符号d⁰位于信号星座的哪一个角落。如果使用QAM而非QPSK调制，我们必须进一步区分星座边缘上的符号，这些符号具有例如图2d中的约束，以及区分对应于图2f中的约束的星座的内部的符号。

与此相反，图2c、2e和2g示出了用于可选的创造性约束的实例。我们想首先考虑QPSK调制，其在2c中示出。对于该QPSK符号实例，该创造性的约束是通过两个负扩展区域(条纹区域)表示的，即扩展向量C^l的元素的实部、或虚部或这两部分可变成负的。对于其它三种可能的QPSK符号，一般而言，可相应地使用逆向扩展区域，它们可以是负的或正的。

逆向扩展区域的一个影响是这些约束将引起较小的误差，即(C_c ^l-C_c)^H(C_c ^l-C_c)变得更小。这种较小的误差是由相比图2b中例如图2c中的箭头的较小长度表示的，图2b示出了右上角落符号的常规扩展(QPSK或QAM)。由于误差较小，可以实现较好的峰值较小。此外，在连续迭代的情况下，可能出现前一迭代引起某些副载波上的过高扩展。只有允许反向扩展方向时，可以在以下的迭代中通过某种程度的后退一步来纠正。

后退的特征被称为“反向扩展”，参见例如B.S.Krongold和D.L.Jones的“PAR Reduction in OFDM via Acitive ConstellationExtension”，in Int.Conference on Acoustics，Speech and SignalProcessing，vol.4，April 2003，pp.525-528。然而，上述的参考文献推测为引入反向扩展将需要额外的FFT，而这在应用本创造性技术时是不需要的。

接下来，我们想更进一步的观察QAM调制，例如16QAM。图2e示出了如何处理副载波，副载波在星座的上边缘发送QAM符号。允许提供一种通道，扩展向量的元素在该通道中移动。在该实例中，该通道包含用于虚部的反向扩展的带条纹的区域，和用于实部的正向和反向扩展的附加无条纹区域。然而，对于常规的ACE技术中，在本实施例中，只有虚部可以用于峰值减小，该创造性技术还允许实部对峰值减小作贡献。对于图2g中的内部AQM符号而言，提供了一个小的扩展区域，使得内部符号也能用于峰值减小。

用于QAM调制的这两个有利特性也可用于圆形噪声整形技术。在此方面，本创造性技术的实现是圆形噪声整形的一种可选方案。然而，本创造性技术的给定实例具有较低的计算复杂度。因为不必计算复数符号的幅度。

本创造性技术的参数是最大反向扩展C_max，如果C_max＝0，则不可能有反向扩展，这与改进的ACE一致。对于C_max＞0，允许反向扩展直至由图2c、图2e和图2g中的条纹区域指示的极限C_max，图2c示出了右上角符号(QPSK或QAM)的创造性扩展，图2e示出了上边缘符号(仅QAM)的常规扩展，而图2g示出了上边缘符号(仅QAM)的创造性扩展。此外，图2e和2g中的附加非反向扩展也被相应地选择。如果C_max选择的太大，则这些约束不再有效，而且在接收机处的差错率将降低。

下面描述本创造性方案的性能评估。该评估已经在A.Saul的“Comparison between Recursive Clipping and Active ConstellationExtension for Peak Reduction in OFDM Systems”，in Proc.Int.Symp.on Wireless Personal Multimedia Communications，vol.1，October 2003，pp.37-41中实施。为了评估OOB辐射，在通过HPA失真后估计经调制和峰值减小的信号的PSD(PSD＝功率谱密度)。此外，通过AWGN信道发送失真后的QPSK信号，而且测量在常规OFDM接收机的输出端处的编码的BER。对若干削波比重复这种测量。为了比较这些结果，在查看归一化f/f_s＝0.6以及在实现目标BER所需的E_b/N₀时查看PSD就足够了，该目标BER被选择作为BER＝10^-3。该系统参数可以在图2h中找到。

在图2i中可以找到用于在N＝1024个副载波上的QPSK传输的性能比较。y轴表示归一化频率f/f_s＝0.6时的PSD，而x轴表示在目标BER＝10^-3的条件下相对于未失真传输的损耗ΔE_b/N₀。该所有曲线都相交的该图的左上角对应于CR＝12dB的最高削波比。在随后的对较低PSD和较高损耗E_b/N₀的曲线中，削波比降低。

在图2i中，“一般化ACE，小扩展”是用于 $C_{\max }\≈0.0110\sqrt{E\left\{d^{H}d\right\}}$ 的创造性技术，而“一般化ACE，大扩展”是用于 $C_{\max }\≈0.0442\sqrt{E\left\{d^{H}d\right\}}$ 的创造性技术。可以看出，对于PSD小于-7dBc，该创造性技术显然优于所有研究过的常规技术。参数C_max可用于使该技术适用于所需的带外辐射。

在图2g中，研究用于16QAM映射的性能。在此，“一般化ACE，小扩展”是用于 $C_{\max }\≈0.0037\sqrt{E\left\{d^{H}d\right\}}$ 的创造性技术，而“一般化ACE，大扩展”是用于 $C_{\max }\≈0.0200\sqrt{E\left\{d^{H}d\right\}}$ 的创造性技术。对于大部分PSD，具有大扩展的创造性技术的执行优于在所选择的方案中的所有其它被研究的技术。对于PSD＞-50dBc的弱PSD需求，具有小扩展的创造性技术似乎具有稍微的优势。PSD＜-76dBc的区域可能被不同参数Cmax的创造性技术覆盖。然而，由于E_b/N₀的强烈减小这将具有较小的相关性。

对于许多优化技术而言，无法在一个步骤中找到最佳值，取而代之的是，该最佳值可能从起始点开始逐步找到，其中要执行多个步骤。如果这些步骤之一超过了最佳值，则必须回退一步。ACE技术也是这样的一种优化技术，其能减小峰值。这些接点、回退被称为反向扩展。该起始点是原始信号，优化目标是峰值减小的信号。每一步是该“误差信号”其在ACE的情况下也称为扩展信号。与不应用反向扩展的现有技术ACE方案相反的是，本发明在ACE的情形下提供了的反向扩展的概念。这种概念在图2k中论证，图2k示出了原始信号的FFT、削波信号的FFT、可能的加权削波后的信号的FFT、初步误差信号的FFT、以及比例放大的初步误差信号的FFT。

应指出，信号可包含4个交叠云，其中仅通过举例，只考虑对应于右上象限的副载波。

图2k还示出了限制误差信号的分布，以及仅通过举例示出了限制误差信号的4个表示α、β、γ和δ。另外，图2k示出了最终误差信号的FFT，其是上图中所示的误差信号的缩放版。在图2k中示出了峰值减小后的信号的FFT，其中仅通过举例考虑右上象限。

上面的图是在第一迭代步骤中获得的，下面在图21中所示的图是仅通过举例有关第二迭代步骤的。尤其是，图21示出了比例放大的初步误差信号的FFT。另外，图21示出了限制误差信号，其中指示了γ的前一位置。另外，还描绘了最终误差信号(上述的限制误差信号的缩放版本)的FFT。最后，图21示出了峰值减小信号的FFT，其中明确描绘了非反向扩展和反向扩展。

类似的考虑不仅仅通过举例应用于图2k和图21中考虑的QPSK情形，而且应用于多种不同的关系模式，例如，16QAM。

上面已经提到，常规削波技术考虑由于削波噪声导致的ACI为白色和高斯分布。总之，其试图最小化干扰功率。然而，根据本发明遵循一种不同的方案。例如，可以研究在接收机不作改进的条件下哪一种干扰分布是所期望的。

仅通过举例设想通过AWGN(AWGM＝加性高斯白噪声)信道的N个副载波上的未编码多载波传输。下面，索引符号(’)代表变量的实部，而双符号(”)代表虚部。首先，考虑只有一个副载波的信号，使得为记号简便起见在公式中可以去掉用于副载波编号的索引n。

在所考虑的副载波上，复数QAM符号：

d＝d′+jd″，d′，d″∈R

以以下能量发送：

${\tilde{E}}_s={d\′}^2+{d\′\′}^2$

为了峰值减小，以下复数干扰项：

Δd＝Δd′+jΔd″，Δd′，Δd″∈R

在发射机中被添加。干扰能量为

$\mathrm{\Δ}{\tilde{E}}_s={(d\′+\mathrm{\Δd}\′)}^2+{(d\′\′+\mathrm{\Δd}\′\′)}^2-{\tilde{E}}_s$

$=\mathrm{\Δ}{d\′}^2+\mathrm{\Δ}{d\′\′}^2+d\′\mathrm{\Δd}\′\′+d\′\′\mathrm{\Δd}\′$

峰值减小的信号：

S＝d+Δd

然后在叠加了具有功率2N₀fs的噪声N_AWGN的等效基带频域AWGN信道上被发送。f_s是系统的采样率。如果信号应该有，例如由HPA引起的，某种非线性失真，则接收机可以将其近似视为AWGN，而且其将包含在噪声功率N₀中。所接收的副载波：

R＝S+N_AWGN

然后在检测器中进行判决。

自然地，副载波上的比特差错概率取决于信号星座。虽然可以对任何信号星座执行以下的推导，通过举例仅考虑以下的葛莱映射的(Gray-mapped)4QAM，其中实部发送该符号的第一比特而虚部发送符号的第二比特。因此，在此实施例中，信号空间星座点发送两个比特。在此情况下，对于所发送的比特S′＝d′+Δd′，不检测(判决)接收的比特R，的概率应为：

$\mathrm{pr}(R\&prime;<0|S\&prime;=d\&prime;+\mathrm{\&Delta;d}\&prime;)={\&Integral;}_{-\&infin;}^0\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\&pi;}{N}_0}}{e}^{-\frac{{(R\&prime;-d\&prime;-\mathrm{\&Delta;d}\&prime;)}^2}{N_0}}\mathrm{dd}$

$=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{{(d\&prime;+\mathrm{\&Delta;d}\&prime;)}^2}{N_0}}$

相应的，如果S′＝-(d′+Δd′)已经被发送。用于d′的比特差错概率p_b′和用于d″的比特差错概率P_b″为：

${P\&prime;}_b=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{{(d\&prime;+\mathrm{\&Delta;d}\&prime;)}^2}{N_0}},{P\&prime;\&prime;}_b=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{{(d\&prime;\&prime;+\mathrm{\&Delta;d}\&prime;\&prime;)}^2}{N_0}}$

下面将考虑所有副载波，即利用索引n表示载波编号。如果每个副载波由项Δd_n分配，则OFDM符号的总能量为：

$E_s=N\widetilde{E_s}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;}{\tilde{E}}_{s.n}$

每个载波上的比特差错概率为：

$P_{b.n}=\frac{{P\&prime;}_{b.n}+{P\&prime;\&prime;}_{b.n}}{2}$

利用上述公式，总比特差错概率为：

$P_b=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_{b.n}$

$=\frac{1}{4N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{E_s}{N_0}\frac{{(d\&prime;}_n+\mathrm{\&Delta;}{d\&prime;}_n{)}^2}{{N\tilde{E}}_s+{\mathrm{\&Sigma;}}_{n-0}^{N-1}\mathrm{\&Delta;}{\tilde{E}}_{s.n}}}+\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{E_s}{N_0}\frac{(d_n^{\&prime;\&prime;}+\mathrm{\&Delta;}{d}_n^{\&prime;\&prime;}{)}^2}{{N\tilde{E}}_s+{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\&Delta;}{\tilde{E}}_{s.n}}})$

为了找到ICI的有利分布，优选直观化差错概率P_b的相关性Δd_n。为此，简化这种方案是有用的。例如，在上述公式中出现的多个变量可以通过进行仅允许单个副载波上的ICI近似来减少，即对除1以外的所有副载波Δd_n＝0。通过这样做，可以获得具有一个分布载波的OFDM的以下比特差错概率：

$P_b=\frac{1}{2N}(\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{E_s}{N_0}\frac{(d\&prime;+\mathrm{\&Delta;d}\&prime;{)}^2}{N_{0}N{\tilde{E}}_s+\mathrm{\&Delta;}{\tilde{E}}_s}}+\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{E_s}{N_0}\frac{{(d\&prime;\&prime;+\mathrm{\&Delta;d}\&prime;\&prime;)}^2}{N{\tilde{E}}_s+\mathrm{\&Delta;}{\tilde{E}}_s}}$

$+$ $(N-1)\mathrm{erfc}\sqrt{\frac{E_s}{N_0}\frac{{\tilde{E}}_s}{N{\tilde{E}}_s+\mathrm{\&Delta;}{\tilde{E}}_s}})$

图3a示出了对于N＝1024个副载波和发送的QPSK符号WLOGd＝(1+j)/的E_b/N₀＝10dB的上述公式的图形表示。未失真的QPSK符号的位置Δd_n＝0是用*号标记的。换言之，比特差错概率的轮廓曲线确定了与所产生的比特差错概率相关的信号空间域中的面积(区域)。

在图3b和3c中，E_b/N₀＝5dB和E_b/N₀＝0dB分别被用作参数。

图3d示出了对于较大比例的E_b/N₀＝10dB，即对于较高失真度Δd，与图3a相同的曲线。这些轮廓线显示了相同比特差错概率的位置，x轴和y轴分别表示失真的QPSK符号的实部d′+Δd′和虚部d″+Δd″。

为了找到上面讨论的轮廓图的解释，应当考虑失真度Δd在差错率上具有的两种相反效果。一方面，如果对应于QPSK符号的4QAM符号接近判决边界，则这种特定副载波的错误判决的概率增大。另一方面，对于失真的副载波所消耗的能量可能变小，使得所有其它副载波以稍多的能量发射，以便满足给定的E_s/N₀，而且其它副载波的差错概率增大。对于失真Δd偏离判决边界的情形可以进行类似的论证。在此情况下，受影响的副载波的差错概率降低，而其它副载波的差错概率变得稍差。

如果信道噪声功率弱，这种情形在图3借助举例进行了描绘，则对于失真的副载波的增大的比特差错概率的效果支配着总的差错率。因此，避免副载波过于接近判决边界很有利。另一方面，如果需要以低E_s/N₀进行发射，对于失真的副载波不浪费太多能量 也很重要，这在例如图3c中示出，而且失真的更为圆形的分布是有利的。如图3d所示，即使对于相对高的E_s/N₀，对于失真Δd也有一个限制。

该创造性的峰值减小技术利用了以下事实，即通过使所有失真的副载波(近似)位于由图3a-3d所示的曲线所确定的区域之上或之内的方式可以整形ICI。同时可以限制接收机的比特差错率的恶化。

下面将详细考虑上面提到的有源星座扩展技术。

如图13所示，从未削波信号x^l中减去削波信号x_c ^l以形成削波后的信号部分：

$C_c^t=x^t-x_c^t$

经系数1过采样信号的削波信号部分被变换到频域，同时被滤波。这是通过乘以尺寸NxNL的傅立叶矩阵实施的，该矩阵具有以下元素：

$F_{m,n}^z\stackrel{\mathrm{\&Delta;}}{=}{e}^{-12k\frac{m,n}{N}}$

借此，获得以下向量：

$C_c^t=F_{m,n}^z{C}_C^t$

其包含了频域中的滤波、削波后的信号部分。

如上面已经提到，也可以在频域中执行减法，在此使用两个FFT和滤波器模块以分别变换削波信号：

$X_c^t=F_{m,n}^z{X}_c^t$

和未削波信号：

$X^t=F_{m,n}^z{X}^t$

下面假设创造性的加权因子w^l为1，其中1代表输入信号的编号，即输入信号是第1个输入信号。在频域中获得以下结果：

$C_c^t=X^t-X_c^t$

图4a和4b示出了对于8dB和0dB(一个QPSK符号)的削波比，与削波信号X_c ⁰相关的信号空间星座点。可以看出，为了得到高的削波比，可以在用于峰值减小的区域401内找到一对副载波(外部角落中的点)。与此相反，为了获得低削波比，大部分副载波对应于未被许可的扩展方向。根据已知的ACE算法，所有不可接受的扩展方向都被设置为0，因此对峰值减小没做出贡献。具体来说，区域401中的副载波对峰值减小具有完全的贡献。区域402中的副载波对峰值减小没做出贡献，区域403中的副载波仅对峰值的虚部减小做出贡献，因为扩展向量的实部将被设置为0。区域404中的副载波仅对实部做出贡献，因为该扩展的虚部将被设置为0。

然而，如果应当实现低的OOB辐射，则期望较低的削波。结果，已知的ACE技术无法实现非常低的OOB辐射。

从图4b可以看出，与低削波比相关的问题的原因是削波和滤波后的信号的功率减小。为了补偿功率损失，引入了该创造性的加权因子w^l。该加权因子可用于补偿功率损失：

$C_c^l=x^l-w^{\left(l\right)}{x}_c^l$

该创造性加权因子的可选解释是削波信号部分c_c ^l(失真信号部分)应变得与x_c不相关，即：

$E\left\{c_t^l{x}^{\mathrm{lH}}\right\}=0$

对于非0相关值，扩展向量μ^(l)c^l被具有高峰值的原始符号xu偏置。因此，该偏置也具有未被减小的高峰值。

对于不相关副载波的高编号N，输入向量x^l至少对于第一迭代是高斯随机过程。此外：

E{x^l}＝0

于是，削波信号可以被表示为：

$x_c^l={\mathrm{\&alpha;}}^{\left(l\right)}{x}^l+n_c^l$

其中n_c ^l是噪声分量，α^(l)是取决于削波比和x^l的静态性能的常量。n_c ^l与x^l无关，即：

$E\left\{n_c^l{x}^{\mathrm{lH}}\right\}=0$

利用上述公式，可以获得以下的相关：

$E\left\{n_c^l{x}^{\mathrm{lH}}\right\}=(1-{\mathrm{\&alpha;}}^{\left(l\right)})E\left\{x^l{x}^{\mathrm{lH}}\right\}$

如果α^(l)＝1，则该项只能为0。为了实现这种特性，可以如下选择加权因子：

$w^l=\frac{1}{{\mathrm{\&alpha;}}^{\left(l\right)}}$

换言之，上述加权因子被选择使得削波信号部分和输入信号变得不相关。

优选补偿功率损失的加权因子的另一选择是：

$w_1^l=\sqrt{\frac{X^{\mathrm{lH}}{X}^l}{X_c^{\mathrm{lH}}{X}_c^l}}=\sqrt{\mathrm{LN}\frac{x^{\mathrm{lH}}{x}^l}{X_c^{\mathrm{lH}}{X}_c^l}}$

其中X^l代表第1个输入信号，X_c ^l代表输入信号的第1个失真部分，它们都属于频域。此外，x^l代表时域中的第1个输入信号。算子H表示转置和共轭。

为了确定上述加权因子，对于每个迭代需要一个另外的FFT以便确定X_c ^l。

这对应于相对于傅立叶变换操作增加大约50％的计算复杂度。为了避免额外的复杂度，可以忽略由于滤波操作导致的功率损耗。在此情况下，可以在时域如下计算加权因子：

$w_2^l=\sqrt{\frac{x^{\mathrm{lH}}{x}^l}{x_c^{\mathrm{lH}}{X}_c^l}}$

由于滤波，期望的功率损耗为：

$\frac{E\left\{w_l^{\left(1\right)}\right\}\left(l\right)}{E\left\{w_2^{\left(1\right)}\right\}\left(l\right)}=\sqrt{\mathrm{LN}\frac{E\left\{x_c^{\mathrm{lH}}{x}_c^l\right\}}{E\left\{X_c^{\mathrm{lH}}{X}_c^l\right\}}}$

因此，加权因子：

$w_3^l=\frac{E\left\{w_1^{\left(l\right)}\right\}\left(l\right)}{E\{w_2^{\left(l\right)}\left(l\right)}=\sqrt{\mathrm{LN}\frac{E\left\{x_c^{\mathrm{lH}}{x}_c^l\right\}{x}^{\mathrm{lH}}{x}^l}{E\left\{X_c^{\mathrm{lH}}{X}_c^l\right\}{x}_c^{\mathrm{lH}}{x}_x^l}}$

对相同的计算成本接近上面对于w₁ ^l的表达式。在上面的公式中，xc代表输入信号的失真(例如，削波)部分。

当从以下公式计算上述的能量比的期望值而非计算对于每个符号的加权因子时，可能实现计算复杂度的进一步降低：

$w_4^l=E\left\{w_1^l\right\}\left(l\right)=\sqrt{\mathrm{LN}\frac{E\left\{x^{\mathrm{lH}}{x}^l\right\}\left(l\right)}{E\left\{X_c^{\mathrm{lH}}{X}_c^l\right\}\left(l\right)}}$

对于每个低的削波比，可以通过引入例如常量因子k^l来增大上述的加权因子：

$w_5^l=k^l{w}_{\mathrm{1.2.3.4}}^l$

利用另外的常量因子k^l＞1，另外的副载波可以用于峰值减小，而且对于k^l＜1可以使用较少的副载波。k^l的最佳值分别取决于所选择的削波比和目标PSD。此外，可以根据迭代数1选择加权因子。

另外，频域信号可以被滤波，而且时域信号可以被过采样。仅仅对于过采样率L＝1的特殊情况过采样和滤波才是不必要的。

根据另一方面，本发明提供了一种用于从输入信号生成发射信号的设备。其中输入信号包括由于多载波调制方案从多个频率信号的叠加产生的幅度峰值。该设备可包括上面已经描述的从输入信号生成误差信号的设备，用于处理误差信号以获得处理后的误差信号的处理器，以及用于组合处理后的误差信号与输入信号以获得具有减小的幅度峰值的发射信号的合路器。

图5示出了根据本发明的第一个实施例用于生成发射信号的设备。

与图13所示的设备相反的是，图5的设备包括在削波部件1607的输出端和减法器1605的输入端之间耦合的乘法器501。乘法器501还包括另外的输入端503。

如图5所示，乘法器501被形成用于加权输入信号的失真部分，该失真部分由削波部件1607提供。加权因子是通过乘法器501的该另外的输入端503提供的，而且可以如上面解释的那样被预先存储或预先计算。减法器1605通过从经输入端1601提供的输入信号中减去加权的失真部分(失真信号)提供时域中的误差信号。削波部件1607对应于前面提到的用于失真的装置，乘法器501由用于加权的创造性装置构成，而减法器1605由该创造性的合路器构成。

图5所示的设备被形成用于生成时域中的误差信号。该误差信号然后被FFT 1605变换以及滤波，以便获得频域中的误差信号。如上面已经提到，当失真信号和输入信号二者在计算差值之前在频域中被变换时，可以直接在频域中提供该误差信号。

属于时域信号的发射信号通过加法器1613的输出端提供，其中加法器1613是用于将由乘法器1619提供的处理后误差信号与用于获得发射信号的输入信号组合的合路器的实施例，其在下文中通过脉冲整形器1623整形。

应指出，该创造性的处理器还可包括部件1609、1611、1613、1617、1619和1623。

图6示出了根据本发明另外的实施例用于生成误差信号的设备的实施例。

与图5所示的设备不同的是，图6的设备包括在限幅部件1607和乘法器501之间耦合的第一FFT 601。另外，该设备包括在由此提供输入信号的设备的输入端605和减法器1605之间耦合的第二FFT603。

第一FFT 601被形成用于将由限制部件1607提供的输入信号的失真部分变换到频域。仅通过举例的方式，限制部件1607被形成用于幅度削波。因此，第二FFT 603被形成用于将输入信号变换到频域。如图6所示，乘法器501被形成用于将由限幅部件1607提供的(例如，限幅的)失真部分的频谱表示的值乘以加权因子。第一和第二FFT还可执行滤波。

乘法器501提供了频域中的失真信号，其中其对应于谱值的系数由相同的加权因子加权。减法器1605被形成用于通过从由FFT 603提供的输入信号的频谱表示中减去频域中的失真信号来直接在频域中提供误差信号。

上面已经解释了削波噪声的分布对BER有影响。图14b所示的现有技术ACE技术的分布大致对应于图3a所示的用于相对较高的E_b/N₀的理论分布。另一方面，如果噪声功率相对于两个符号之间的最小距离变得较强，例如，如果使用了16QAM调制或更高调制，类似于图3b和3c所示的噪声分布的不同噪声分布可以导致更佳性能。此外，如果所需的OOB辐射非常低，则削波比必须选择得很低，因此，削波噪声功率相当的高。因此，图3d所绘的直角噪声分布不是最佳选择。因此，本发明还提供了用于提供，例如最小化多载波信号的总差错率的削波噪声分布。

图7示出了根据本发明另外的实施例用于生成发射信号的设备。

与图5的实施例不同的是，图7所示的设备包括用于处理由FFT1615提供的初步误差信号以获得误差信号的装置701。由创造性的处理器构成的用于处理的装置701在FFT 1615和IFFT 1617之间耦合。换言之，装置701替代了ACE限制模块1609。

用于处理的装置701被形成用于改变来自由FFT 1615提供的初步误差信号值的集合中的初步误差信号值，以便获得频域中的误差信号。该误差信号然后由IFFT 1617变换到时域。如图7所示，用于处理的装置701可操作用于削波初步误差信号值的幅度。用于处理的装置可配置用于改变该初步误差信号，使得该信号，例如多载波信号，的总差错率得以减小。例如，该(复数)误差信号值可以位于预定值集合内。举例来说，该预定值集合可以从一个预定值范围获得。

例如，用于处理的装置可被配置用于改变初步误差信号值，使得该误差信号值在一个预定值范围内，举例来说，其中该预定值范围可以从计算图3a-3d所示的误差概率中获得。

与图5所示的实施例相比，频域中的ACE约束通过处理频域中的初步误差信号值来替代。例如，频域中的ACE约束通过削波频域中的削波信号部分替代，其中削波信号部分对应于初步误差信号。该实例有效地限制了每个副载波之上的削波噪声功率。所产生的在加法器1613的输出端的信号空间星座点的分布，即在组合了由乘法器1619提供的时域中的误差信号版本与输入信号之后，是圆形的。

图8a示出了对于QPSK影射(调制)的情形，在用等于0dB的削波比的削波技术之后所产生的信号空间星座。如图8所示，用于处理的装置通过限制幅度改变初步误差信号值使得在信号空间域产生圆形分布。然而，该分布可以是矩形的或具有由上面提到的误差概率曲线确定的形状。

图8b、8c、8d和8e还示出了对于较高阶QAM，例如，64QAM，的信号空间星座，其中该分布具有直角形状或圆的一段的形状。

相比直角分布，例如圆形分布的另一优势是，在确定良好的失真向量x^l-s⁰的迭代过程期间，可能在某些副载波上后退，如果先前的迭代导致对于最佳地抵消峰值而言过大的失真项。后退意味着失真的QAM(QPSK)符号自动接近信号平面(信号空间域)中的非失真位置而且|Δd|减小。此外，所有的副载波都可用于峰值减小。仅通过举例来说，这是利用具有16QAM或更高级星座的常规ACE方案不可能实现的。

一般而言，通过用其他约束替代ACE约束可以实现除了削波噪声的圆形分布。例如，圆形星座可用于16QAM或更高阶映射的内部符号，而且有规律的ACE约束可用于外部符号。在此上下文中，术语“内部符号”是指与该影射方案所使用的信号空间星座点之中与最小幅度相关的信号空间星座点。因此，术语“外部符号”是指幅度大于内部符号的幅度的信号空间星座点。

此外，矩形星座可用于削波噪声。通过单独削波该削波噪声的实部和虚部，矩形星座可以以比圆形星座更低的计算复杂度实现。一般而言，通过分别单独处理初步误差信号值的实部和虚部可以实现不同于圆形星座的星座。

根据本发明的另一方面，可以使用对于每个副载波的不同约束。特别是在调制方案(映射方案)随时间和/或频率改变的自适应调制的情况下，可以选择根据信号映射用于削波初步误差信号值C_c ^l的削波级别(例如，在圆形分布的情况下)，例如，对于16QAM的副载波利用较低削波级别和利用对于QPSK的副载波可能更高的不同削波级别。然而，初步误差信号值可以被特别处理，使得可以实现不同的分布。

自然地，这包括对于未使用的副载波不进行削波噪声限制的情形。

此外，可以相对于信道状态信息(CSI)、服务质量(QOS)需求，例如，目标BER，相对于其他标准或标准的组合，执行该自适应。其中一种这样的标准是例如，可用的带宽或时延。

本创造性的、改进的ACE技术和本创造性的削波技术的性能已经与上面描述的三种常规削波技术进行了比较。该性能比较已经通过在A.Saul的“Analysis of Peak Reduction in OFDM Systems Based onRecursive Clipping”，in Proc.Int.OFDM-Workshop，vol.1，September2003，p.103-107以及在A.Saul的“Comparison between RecursiveClipping and Active Constellation Extension for Peak Reduction inOFDM Systems”，in Proc.Int.Symp.On Wireless PersonalMultimedia Communications，vol.1，October 2003，p.37-41中描述的方式执行。

因此，该传输系统的等效数字基带模型被模拟，而且执行两种测量以便研究对OOB辐射和ICI的影响。

为了评估OOB辐射，在通过HPA失真后估计调制后和峰值减小后的信号的PSD。此外，失真新号通过AWGN信道传输，而且测量在常规OFDM接收机的输出端处的未编码BER。对若干削波比重复这种测量。为比较结果，考虑归一化频率f/f_s＝0.6处的PSD，以及考虑实现例如10^-3或10^-4的目标BER所需的E_b/N₀就足够了。

如下选择系统参数。传输机制是使用副载波数目N＝1024的OFDM。符号映射其中没有信道编码的QPSK、16QAM和64QAM。信道被假设为AWGN信道，其中过采样率(削波)等于2。放大器模型是根据Rapp’s SSPA选择的(P＝10)。输出补偿是OBO＝6dB。保护间隔等于11.1％，而跌落因子为11.1％。失配等于0.4dB，其中目标比特差错率为10^-3和10^-4。归一化频率为f/f_s＝0.6，而削波比为CR＝0dB...12dB。

上述对于模拟所选择的参数对于所有削波技术都是通用的。此外，对于迭代削波，已经选择了两次迭代，其被认为对所考虑的方案是最佳的。对于ACE和改进的ACE，已经使用了多达3次的迭代，附加的迭代将对低PSD引入较小的性能改善。对于由本创造性的用于处理的装置所执行的创造性的削波技术，已经为QPSK映射选择了多达3次的迭代。对于16QAM和64QAM映射，由于在两次迭代以后已经实现了大部分的性能改善，因此只使用两次迭代。

所有技术的计算复杂度主要由FFT的数目决定，使得FFT的数-量可能是迭代数量的两倍。无迭代削波对应于在此方面的一个迭代。一个迭代意味着不重复峰值减小过程。

图9示出了对于QPSK传输和10^-3的目标BER的性能比较。y轴示出了在归一化频率f/f_s＝0.6的PSD，而x轴示出了在目标BER＝10^-3的条件下相对于非失真传输的损耗ΔE_b/N₀。所有曲线都相交的该图的左上角对应于最高削波比CR＝12dB。当随曲线到达较低的PSD和C_c ^l中的较高损耗时，削波比降低。

总而言之，可以看出，常规ACE技术实现了大约-62dB的最低PSD，其比在这点处的递归削波具有稍好的性能。本创造性的改进的ACE技术在PSD＝-62dB实现了稍好的性能，而且实现了高达PSD＝-70dB，相比迭代削波具有更好的性能。在PSD＝-70dB和PSD＝-77dB之间，递归削波技术具有最佳性能。特别是在PSD小于-77dB的情况下，本创造性的削波技术以ΔE_b/N₀＞1.8dB的损耗优于所有其它技术。

对于较低的目标BER＝10^-4，如图9b所示，本创造性的改进的ACE技术和本创造性的削波技术的执行好于所有经研究的常规技术。当对于某个削波比可以实现同样的OOB辐射时，递归和非递归削波技术在E_b/N₀分别比ACE技术和与误差信号的整形相关的本创造性的削波技术在E_b/N₀经历更强的恶化，在此分别对于低PSD和高PSD需求削波噪声分布是优化的。

图9c示出了对于16QAM传输和目标BER＝10^-3的比较。ACE技术无法实现更高的性能，因为只有一些副载波可用于峰值减小。此外，符号之间的较小的最小距离使得削波噪声的直角分布不那么有利。本创造性的削波技术在另一方面考虑了这个事实，并实现了例如比用于这种递归削波方案的次最佳技术对于PSD＝-85dB大约要好0.5dB的E_b/N₀。

对于目标BER＝10^-4，本创造性的削波技术的性能改善更高，这在图9e中得到证实。从研究的削波技术来看，它是唯一一个能够即使在这些困难的情形下也能实现PSD＝-65dB或更小的技术。然而，所有这些研究的技术都经受了E_b/N₀中几分贝的显著损耗。此外，该创造性的改进的ACE技术相比常规技术对于PSD＜-50dB有多达0.5dB的E_b/N₀优势。

图9e示出了64QAM传输方案的性能。可以看出，对于目标BER＝10^-3，对于所有研究的技术在E_b/N₀中都存在很强的恶化。虽然本创造性的削波技术比所有其它研究的技术具有较好性能，也只能实现PDS的少量减小。例如，对于PSD＝-45dB，即使对于本创造性的削波技术相比非失真传输仍有高于ΔE_b/N₀＝6dB的损耗。

图9f示出了对于不同加权因子的性能比较，图9g示出了对于以恒定加权因子加权的情形的性能比较，以及图9h示出了取决于迭代数量的性能比较。

根据另一方面，误差信号还可被进一步处理以获得发射信号。

图10示出了根据本发明的另一实施例用于生成发射信号的设备的框图。

数据符号源1500通过可选开关1001与执行反向傅立叶变换和过采样的IFFT 1617耦合。IFFT 1617的输出端与用于失真的装置1003耦合。用于失真的装置1003可操作用于通过执行例如削波操作使由IFFT 1617提供的时域信号失真。用于失真的装置1003与用于处理的装置1005耦合，其中用于处理的装置1005的输出端通过可选开关1007与可选脉冲整形块1623耦合。此外，该设备包括从开关1007延伸道开关1001的反馈回路1009，使得可以执行可选的迭代I＝I+1。

如图10所示，用于处理的装置1005被配置用于处理由用于在时域中失真的装置1003提供的失真信号。用于处理的装置1005可配置用于整形该失真信号，使得在频域产生例如图8a-8e所示的创造性分布，例如圆形分布。该操作在时域中执行。由用于处理的装置1005提供的发射信号在时域可以由脉冲整形块1623整形。

图11示出了根据本发明另一个实施例用于生成发射信号的装置的框图。

与图10中的设备不同的是，用于失真的装置1003与被配置用于执行例如快速傅立叶变换和滤波的FFT 1101耦合。FFT 1101与可操作用于在频域处理，例如整形，由FFT 1101提供的失真信号的用于处理的装置1103耦合。用于处理的装置1103与被配置用于执行例如反向快速傅立叶变换和过采样的IFFT 1105耦合。由IFFT 1105提供的发射信号可以进一步被脉冲整形。

图11所示的设备在频域实现了创造性的星座，例如图8a-8e所示的星座。

如图10和11所绘，发射信号的生成可无需明确从输入信号和失真信号之间的差值生成误差信号，因为直接源自输入信号的误差信号可用于生成该发射信号。在最简单的情况下，信号处理链可包含数据源、IFFT和过采样、失真(例如削波)，以便获得期望的分布，其中可以实现除图8a-8e中所示之外的其它分布。

本发明对于削波后的信号(一般为失真的信号部分)引入了加权因子，以便改善上面已经论证的有源星座扩展技术的性能。特别是，对于如何选择加权因子提供了4种特定方式。此外，可以执行对于每个副载波的削波噪声的整形以便使多载波信号的总差错率最小化。每个副载波的削波噪声的整形可以对每个副载波都不同的特定形状(特定的预定区域)来执行。此外，上述的形状可适应于特定副载波上的调制字母表，适应于信道状态信息(CSI)或服务质量(QoS)，即目标差错率，以及适应于这三个概率的组合或其它需求。

此外，本发明提供了一种用于通过限制噪声功率(即，每个副载波的削波信号部分的功率)整形削波噪声，即削波信号部分(失真部分)，的概念，这可能导致前面提到的圆形星座。此外，每个副载波的噪声功率都可以通过削波频域中的噪声来限制。本创造性的削波技术可例如通过灵敏梯度计划算法包括上述的加权因子、削波噪声的整形、削波噪声的加权，或包括通过递归信号处理的反复峰值减小。

本创造性的构思对于低带外辐射、较好的传输质量、对于设计导致成本降低、空间减小和功耗降低的射频部分的较低需求有所贡献。与其它削波技术相比，本创造性的改进特别是在限制性的频谱罩，高的BER需求，以及对应于大量副载波和大量信号映射点的高数据率，例如16QAM，的情形下付出。本创造性概念可用于无线无线电、宽带接入系统、多载波系统、发射机设计、非线性、峰值功率减小、削波技术等的其它领域。

根据本发明，执行了过采样和滤波。优选使用过采样以便找到峰值，因为存在于模拟信号中的一些峰值如果不被过采样将对于时间离散信号消失。通过过采样，模拟信号被近似而且可以找到更多峰值。滤波器是来自过采样的结果。如果没有过采样，例如由图5中的削波块1607执行的动态范围减小，将只会产生载波间干扰(ICI)。例用过采样，动态范围减小产生了ICI和带外辐射，这些将被过滤。

此外，根据本创造性方法的某些实施需求，本创造性方法可以以硬件或软件实现。该实现可以利用数字存储介质，特别是其上存储有电子可读控制信号的盘或CD来执行，该数字存储介质可与可编程计算机系统协同使得执行本创造性方法。一般而言，本发明因此为具有存储在机器可读载体上的程序代码的计算机程序产品，该程序代码被配置用于在当该计算机程序产品运行在计算机上时执行本创造性方法。换言之，本创造性方法因此是计算机程序，其具有程序代码，用于在当该计算机程序运行在计算机上时执行本创造性方法。

Claims (37)

1.一种用于根据输入信号生成误差信号的设备，所述误差信号将用于生成发射信号，所述设备包括：

用于将输入信号失真以获得失真信号的装置(103)；

用于计算代表输入信号和失真信号之差或代表输入信号的初步误差信号的装置(105)，其中初步误差信号包括多个初步误差信号值；

用于处理所述初步误差信号以获得误差信号的装置(107)，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于改变初步误差信号值以获得不等于0的误差信号值。

2.根据权利要求1的设备，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于改变初步误差信号值，使得所述误差信号值在预定值范围内。

3.根据权利要求1或2的设备，其中所述输入信号包括幅度峰值，而且所述误差信号将与所述输入信号组合以生成具有减小的幅度峰值的发射信号，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于改变初步误差信号值，使得误差信号值在预定范围内，以便增大在预定值范围内对幅度峰值减小做出贡献的误差信号值的数量，以及使得带外辐射减小。

4.根据前述权利要求1-3中任何一项的设备，其中所述输入信号包括幅度峰值，而且所述误差信号将与所述输入信号组合以生成具有减小的幅度峰值的发射信号，其中所述用于处理的装置被配置用于改变初步误差信号值，使得误差信号值在预定值范围内，其中所述预定值范围被选择，使得所述预定值范围内的误差信号值对发射信号中的幅度峰值做出贡献，并且使得由于组合所述输入信号和所述误差信号导致的与发射信号的可接收版本的有错检测相关的差错率减小。

5.根据权利要求2-4的设备，其中所述预定值范围与信号空间域中的预定区域相关，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于改变所述初步误差信号值的幅度或相位，使得所述误差信号值具有定义信号空间域中的信号空间星座点的幅度或相位，所述信号空间星座点被布置在所述预定区域内或在其边界上。

6.根据权利要求5的设备，其中所述信号空间域中的预定区域是矩形、或圆形、或成直角、或是圆的一段。

7.根据权利要求5或6的设备，其中所述预定区域相对于信号空间域的原点是圆形，而且所述用于处理的装置(107)包括用于限制初步误差信号的幅度的限幅器，以获得具有不超过所述预定区域的半径的量值的误差信号值。

8.根据权利要求5-7的设备，还包括用于确定所述信号空间域中的预定区域的装置。

9.根据权利要求8的设备，其中所述输入信号包括幅度峰值，其中所述误差信号将与所述输入信号组合以生成具有减小的幅度峰值的发射信号，而且所述用于确定预定区域的装置被配置用于确定所述预定区域，使得与所述预定区域内或其边界上的所述信号空间星座点相关的误差信号值对于幅度峰值减小做出贡献，并且使得由于组合所述输入信号和所述误差信号导致的与发射信号的可接收版本的有错检测相关的差错率最小。

10.根据权利要求9的设备，其中所述输入信号是多载波信号，其中所述输入信号的频谱表示包括被分配给副载波集合的谱值集合，其中所述谱值集合中的谱值是从根据调制方案将某个数量的信息值分配给某个信号空间星座点产生的，其中所述用于确定所述预定区域的装置被配置用于根据与所述调制方案相关的误差概率确定所述预定区域。

11.根据权利要求10的设备，其中所述谱值集合中的另外谱值是从根据另外调制方案将另外数量的信息值分配给另外某个信号空间星座点产生的，其中所述用于确定预定区域的装置被配置用于根据与所述另外调制方案相关的另外比特差错概率，确定另外预定区域。

12.根据权利要求11的设备，其中所述调制方案或所述另外调制方案属于正交幅度调制(QAM)、或相移键控(PSK)、或四相相移键控(QPSK)或幅移键控(ASK)。

13.根据权利要求11或12的设备，其中初步误差信号值被分配给所述谱值被分配到的载波，而且所述另外初步误差信号值被分配给所述另外谱值被分配到的另外副载波，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于处理初步误差信号值的量值和相位，以获得与所述预定区域内或其边界上的信号空间星座点相关的误差信号值，或者所述用于处理的装置(107)可操作地用于处理所述另外初步误差信号值的量值或相位，以获得与所述另外预定区域内或其边界上的另外信号空间星座点相关的另外误差信号值。

14.根据权利要求10-13的设备，其中所述调制方案包括信息值可分配的信号空间星座点的集合，其中在所述信号空间星座点集合的信号空间星座点的第一子集与第一量值相关，且所述信号空间星座点的第二子集与大于第一量值的第二量值相关，其中所述初步误差信号值与所述谱值被分配给的副载波相关，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于不同于与属于信号空间星座点的第二子集的信号空间星座点相关的误差信号值，处理与属于信号空间星座点的第一子集的信号空间星座点相关的初步误差信号值。

15.根据前述权利要求1-14中任何一项的设备，其中所述初步误差信号值包括实部和虚部，其中所述用于处理的装置(107)被用于单独改变实部和虚部。

16.根据前述权利要求1-15中任何一项的设备，其中所述用于处理的装置(107)包括用于限制所述初步误差信号值的幅度的限幅器。

17.根据权利要求16的设备，其中所述输入信号是根据分配给副载波的谱值的频率-时间变换产生的多载波信号，其中与某个副载波相关的谱值是从根据调制方案将某个数量的信号值分配给某个信号空间星座点产生的，其中所述初步误差信号值与所述某个副载波相关，且所述限幅器被配置用于根据所述调制方案限制初步误差信号值的幅度。

18.根据权利要求17的设备，其中与另一副载波相关的另一谱值是从根据另一调制方案将另一数量的信息值分配给另一信号空间星座点产生的，其中所述另一初步误差信号值与所述另一副载波相关，其中所述限幅器被配置用于分别根据所述调制方案限制初步误差信号值的幅度，并且根据所述另一调制方案限制所述另一初步误差信号值的幅度。

19.根据权利要求16-18的设备，其中所述限幅器被配置用于对初步误差信号值的幅度削波。

20.根据权利要求2-19的设备，还包括用于根据信道状态信息确定预定值范围的装置。

21.根据权利要求20的设备，其中所述用于确定预定值范围的装置被配置用于根据改变的信道状态，自适应地确定所述预定值范围。

22.根据前述权利要求1-21中任何一项的设备，其中所述用于处理的装置被配置用于根据预定约束改变初步误差信号值。

23.根据权利要求22的设备，其中所述预定约束是预定值范围、或预定比特差错率、或当前信道状态条件、或服务质量需求、或可用传输功率。

24.根据前述权利要求1-23中任何一项的设备，其中所述用于失真的装置(103)包括用于限制输入信号的幅度以获得初步失真信号的限幅部件，并且用于以加权因子加权初步失真信号以便增大初步失真信号的能量，获得具有增大能量的失真信号的加权部件。

25.根据前述权利要求1-24中任何一项的设备，其中所述用于计算初步误差信号的装置(105)包括用于计算输入信号和失真信号之差的减法器。

26.根据权利要求25的设备，其中所述用于计算的装置(105)包括用于对所述差值进行时间-频率变换，以获得频域中的初步误差信号的时间-频率变换器。

27.根据前述权利要求1-24中任何一项的设备，其中所述用于计算的装置(105)包括用于对失真信号进行时间-频率变换以获得变换后的失真信号的时间-频率变换器、用于对输入信号进行时间-频率变换以获得变换后的输入信号的第二时间-频率变换器、以及用于计算变换后的输入信号和变换后的失真信号之间的差值以获得频域中的初步误差信号的减法器。

28.根据权利要求1-27中任何一项的设备，其中所述用于计算初步误差信号的装置(105)包括滤波器。

29.根据前述权利要求1-28中任何一项的设备，其中所述用于处理的装置(107)被进一步配置用于对于初步误差信号值不满足特性需求的情形，在某种程度上后向处理所述初步误差信号值以获得与信号空间域中另外预定区域内的信号空间星座点相关的误差信号值，其中所述另外预定区域在所述预定区域之外。

30.根据权利要求29的设备，其中所述用于处理的装置(107)被配置用于对于初步误差信号值满足所述特性需求的情况，提供所述初步误差信号值作为误差信号值。

31.根据权利要求29或30的设备，进一步包括用于对于所述特性需求，分析所述初步误差信号值的分析器。

32.根据权利要求31的设备，所述设备被进一步配置用于迭代地生成所述误差信号，其中所述分析器被配置用于对于所述特性需求，分析在前一迭代步骤中生成的误差信号值，以及在某种程度上，后向处理所述误差信号值以获得满足所述特性需求的误差信号值，其中所述误差信号值与所述另外预定区域内的信号空间星座点相关。

33.根据权利要求29-32的设备，其中所述特性需求是信道状态信息、信号质量度量、不同信号质量度量的组合、与发射所述发射信号相关的某一比特差错率或某一功率谱密度、或与功率谱密度相关的某一比特对噪声能量比或某一信噪能量比、或与比特对噪声能量比或信噪能量比相关的某一功率谱密度，其中所述特性需求还取决于与发射所述发射信号相关的发射参数。

34.一种用于根据输入信号生成发射信号的设备，其中所述输入信号包括根据由于多载波调制方案导致的多个频率信号的叠加产生的幅度峰值，所述设备包括：

根据权利要求1-33的用于根据输入信号生成误差信号的设备；

用于处理所述误差信号以获得处理后的误差信号的处理器；以及

用于将处理后的误差信号与输入信号组合，以获得具有减小的幅度峰值的发射信号的合路器。

35.一种用于根据输入信号生成误差信号的方法，所述误差信号将被用于生成发射信号，所述方法包括以下步骤：

失真所述输入信号以获得失真信号；

计算代表所述输入信号和所述失真信号之差或代表所述输入信号的初步误差信号，以及

改变初步误差信号值以获得不等于0的误差信号值。

36.一种用于根据输入信号生成发射信号的方法，其中所述输入信号包括根据由于多载波调制方案导致的多个频率信号的叠加产生的幅度峰值，所述方法包括以下步骤：

根据权利要求35根据输入信号生成误差信号；

处理所述误差信号以获得处理后的误差信号；

以及将处理后的误差信号与输入信号组合以获得具有减小的幅度峰值的发射信号。

37.一种具有程序代码，用于执行根据权利要求35的方法或根据权利要求36的方法的计算机程序，其中所述程序在计算机上运行。

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