CN1954511B - 用于广义rake接收机结构中连续的干扰消除的方法与装置 - Google Patents

Abstract

接收机包括解码包含在复合的接收信号中感兴趣的多个信号的接收机电路。该接收机包括多个连续的信号检测级，以检测包含在该复合的接收信号中相应的信号。每个检测电路包括至少一个广义的RAKE组合电路，并且在输出端上产生检测的信号。除了末级的每一级进一步包括信号再生电路，其从提供给下一级的级输入信号中消除由那个级检测的感兴趣的信号，使得连续检测感兴趣的信号从累积消除以前检测的信号中受益。

Description

用于广义RAKE接收机结构中连续的干扰消除的方法与装置

发明背景 

涌现的第三代(3G)无线通信系统支持若干不同类型的服务，包括语音、高速分组数据和多媒体服务。此外，3G系统允许用户同时地接入若干不同的服务。为了满足对这些服务的需要，未来的无线通信系统将需要比第二代(2G)系统提供高得多的容量。通过分配额外的带宽(其不太可能出现)，或者通过更有效地利用分配的带宽可以获得更大的容量。 

WCDMA(宽带码分多址)是一种预期有助于满足对3G服务需要的技术。WCDMA是用于在宽带信道上进行无线通信的多址接入技术。类似窄带码分多址(CDMA)，WCDMA采用扩展码以在该频率信道的总宽度上扩展窄带信号。每个用户在单独的码信道上传送，并且可以与其他的用户同时地传送。来自多个用户的信号在通信信道上传输期间进行组合，使得接收机看到的是在时间和频率上重叠的所有用户信号的总和。 

当前的WCDMA的实现使用称作RAKE接收机的单用户接收机，其无需考虑其他的用户独立地检测来自每个用户的信号。RAKE接收机包括与单个用户的扩展码相配的，但是与不同的时间延迟对准的多个RAKE指针(finger)，以检测用户信号的不同的多径信号。RAKE指针包括一个相关器，其使用分配给用户以解扩用户的信号的特定的扩展码。来自所有其他用户的信号被当做噪声。RAKE组合电路组合从每个RAKE指针输出的解扩信号，以获得具有改善了信噪比(SNR)的组合信号。 

虽然常规的RAKE接收机改善接收信号的SNR，他们不考虑由其他的用户信号所引起的干扰，即，多址接入干扰(MAI)和符号间干扰(ISI)。MAI和ISI限制CDMA系统的容量。MAI是由于在多径衰落信道中在不同的扩展码之间的互相关。ISI是由于出现在多径信道中的传输信号的失真。当用户数目增加时，MAI也增加。当用户的数目变得很大的时候，常规的单用户接收机因为高干扰电平不能检测来自微弱的用户的信号。 

近来，已经开发了用于更好地抑制干扰的单天线广义的RAKE(GRAKE)接收机。干扰抑制是通过将ISI和MAI当做彩色高斯噪声来实现的。因而，在指针上的噪声相关是通过修改指针延迟和组合权重来利用的。以这种方法，在用户信号之间的正交性可以部分地恢复。在美国专利号No.6,363,104和在美国专利申请序列号No.09/344,898和09/344,899中描述了GRAKE接收机，其作为参考资料全部结合在此处。 

多用户检测(MUD)给出一种对单用户检测的替换方案，并且已经被证明是一种抑制MAI和改善系统容量行之有效的方法。在MUD系统中，来自干扰用户的信号在单用户信号的检测的过程中使用。MUD系统的例子包括连续的干扰消除(SIC)和判决反馈(DF)。SIC方法是基于该想法，一旦围绕干扰用户的比特进行判决，然后，可以使用信道的知识在接收机上重新生成该干扰信号，并且从接收信号中减去。这个处理过程对于一个或多个其他的用户信号被连续地重复，并且当检测到与其他的用户有关的每个信号时，逐渐地降低干扰。典型地，最强的信号被首先检测并且从接收信号中消除，其减轻对于较弱的信号的干扰。 

除了对接收信号的处理版本进行减法运算之外，DF方法基于类似的想法，即，接收机判决统计数值。此外，减去的量是以与判决反馈均衡类似的方式从以前检测的用户比特形成的。虽然MUD系统在降低MAI方面是行之有效的，但是最佳MUD系统的复杂性随着用户的数目按指数增加。因此，大多数实际的MUD系统使用次最佳检测系统。 

当前，在多输入多输出(MIMO)天线系统中存在用于在第三代(3G)无线通信系统中增强数据速率超高级的兴趣，尤其对于在WCDMA及其他系统中的高速下行链路分组接入(HSDPA)。MIMO已经显示出产生巨大的容量增加。在典型的工作环境下，MIMO信道是频率选择性的，导致符号间干扰(ISI)和多址接入干扰(MAI)。此外，存在自干扰或者代码再使用干扰，甚至在平坦衰落信道中也是这样，因为在HSDPA中使用的扩展码通常跨天线被再使用，以便避免码限制问题。在MIMO系统中，挑战是设计一种MUD接收机，其获得良好性能，同时保持合理的计算复杂性，因为移动终端的处理能力是非常有限的，由于多码和多天线传输，解调信号的数目是很大的。 

对MIMO系统的大量研究已经集中在公知的垂直贝尔实验室分层的时空(V-BLAST：Vertical-Bell-Laboratories-Layered Space-Time)系统，这里已经提出了SIC和DF方法两者的使用。在V-BLAST系统中，使用SIC或者DF方法的干扰消除是基于在解码之前检测的比特，因为不同的信息信号被联合编码。近来，已经提出了供HSDPA使用的V-BLAST的有前途的替换方案，称作每个天线速率控制(PARC：Per-Antenna-Rate-Control)。 这种方法能够获得比V-BLAST高得多的数据速率。PARC方案是基于组合的发射/接收结构，其以不同的速率实施天线数据流独立的编码，继之以在接收机上施加连续的干扰消除(SIC)和解码。其需要每个天线速率的反馈，这是以在SIC的每个级上信号与干扰加上噪声的比(SINR)为基础的。借助于这种方案，已经示出可以获得MIMO平坦衰落信道的全开环容量，因此提供非常高速率数据的可能性。 

发明概述 

本发明包括一种装置和方法，其中接收机电路采用广义的RAKE(GRAKE)结构通过使用一系列连续的信号检测级在接收的复合信号内检测感兴趣的信号，该连续的信号检测级被安排和配置为从提供给该系列中下一级的输入信号中，连续地消除在每个早先的级中检测的感兴趣的信号。在每个级中的信号检测受益于GRAKE组合器的使用，其计算在提供给每个特定的级的输入信号的解扩值之间的损害相关(impairment correlation)，使得在每个级中计算的损害相关取决于提供给那个级的特定输入信号。因而，对于每个连续的级计算的损害相关作为在早先的级中检测的感兴趣的信号的连续的消除的函数变化。 

因此，在一个或多个示范的实施例中，本发明包括一种处理接收的复合通信信号的方法，该复合通信信号包括两个或更多个感兴趣的信号。该方法包括在一系列信号检测级中以连续的方式逐一地检测感兴趣的信号，相对于一个提供给该系列中的下一级的输入信号，消除在每个级中检测的感兴趣的信号，其中在每个级中，检测感兴趣的信号包括产生作为与在那个级的输入信号的解扩值之间的损害相关函数的组合权重，并且根据组合权重组合解扩值。 

补充以上的方法，一个示范的接收机电路包括多个连续的信号检测级，每个级包括RAKE组合电路，配置为通过组合从接收的复合通信信号中推导出的级输入信号的解扩值，检测在复合通信信号中接收的感兴趣的信号，并且但是，除了末级的每一级进一步包括信号再生电路，配置为从提供给下一个信号检测级的级输入信号中消除由那个级检测的感兴趣的信号。该示范的RAKE组合电路在每个级中被配置为根据一个或多个在级输入信号的解扩值之间的损害相关，产生在检测感兴趣的信号的过程中使用的RAKE组合权重。 

附图的简要说明 

图1是举例说明无线通信系统的示意图。 

图2是举例说明一个示范的无线通信接收机的示意图，其包括根据本发明一个或多个示范实施例配置的接收机电路。 

图3是用于连续的信号检测和干扰消除的示范接收机电路执行的示范的处理逻辑的示意图。 

图4是举例说明一个示范接收机电路的实施例的示意图，其包括前端解扩器电路，并且其中级联的级输入信号包括经受连续的干扰消除的解扩值。 

图5是举例说明另一个示范的接收机电路实施例的示意图，其包括每级解扩器电路，并且其中级联的级输入信号包括经受连续的干扰消除的接收信号采样。 

图6是举例说明一个示范的信号检测级细节的示意图。 

图7是举例说明一个示范的多输入多输出(MIMO)发射机的示意图。 

图8是举例说明根据本发明一个或多个实施例的接收机的更多示范细节的示意图。 

图9是举例说明示范的解扩器电路细节的示意图。 

图10是举例说明在根据本发明一个或多个实施例的示范接收机电路的一个级中用于信号检测和消除更多示范的细节的示意图。 

图11是举例说明对于连续的消除操作示范的信号再生细节的示意图。 

图12是举例说明对于连续的消除操作替换示范的信号再生细节的示意图。 

发明的详细说明 

在本发明许多示范的实施例中，论述和举例说明的细节必然地与某个复杂度有关。在此处稍后给出的示范的细节中探究上述的复杂性，但是，根据在图1中给出的相对简单的示意图，可以获得本发明宽广方面的初始理解。但是，在论述图1之前，应该明白，本发明广泛地涉及与连续的干扰取消结合的基于GRAKE的信号检测的应用。 

在此处使用的措词“GRAKE”包含RAKE组合电路和/或组合方法，其计 算在由该电路RAKE组合的解扩值的数据流之间的损害相关。例如，因为MAI、过分的扩展码再使用、信道衰落条件等等，出现上述的损害。注意到，自己的小区MAI可以被认为是作为干扰，同时其他小区的MAI可以被当做噪声。但是，无论如何，如将在此处稍后解释的，在本发明中使用的GRAKE处理适宜连续的干扰消除处理，并且如注释的，在示范的信号检测链的连续的级中的损害相关计算反映由于连续的信号消除而出现的变化的损害条件。 

转向图1，人们看到示范的无线通信系统8包括在信道11上通信的发射机10和接收机12，其典型地被认为是包括发射和接收信号处理路径(例如，滤波脉冲形状)的作用，以及传输介质(例如，在发射机和接收机之间的传播路径)的作用。发射机10例如可以包括在无线电基站中或者与无线电基站有关，同时接收机12可以包括在移动终端中或者与移动终端有关，该移动终端例如是蜂窝无线电话、便携式数字助理(PDA)、膝上型电脑/掌上型计算机，或者其他具有无线通信能力的设备。 

发射机10和接收机12例如根据双方商定的无线电信令格式/协议工作，其可以是但是不局限于IS-95B/IS-2000(CDMA2000)码分多址(CDMA)、宽带CDMA(WCDMA)或者通用移动电信系统(UMTS)标准。因此，下面的论述中，虽然在WCDMA系统的背景下在不同的点上描述了本发明，对于那些本领域技术人员来说显而易见的是，可以在使用其他标准的其他情形下采用本发明。 

此外，应该明白，示范的发射机10可以根据各种各样期望的发射机构造来配置。例如，发射机10可以根据BLAST构造(例如，CR-BLAST)配置，其中其使用多个发射机天线来作为同时的并行子数据流发送用户想要的信号。借助于这种方法，用于给定用户的信息信号被分成并行子数据流，其中每个可以被独立地编码。在接收机12上，子数据流被典型地使用多个接收天线多路接收，并且根据本发明，每个接收的子数据流可以在一系列的信号检测级中被作为感兴趣的信号连续地检测，并且每个子数据流的影响可以沿着信号检测级的链往下走被连续地取消。在这样的构造中，示范的接收机12可以将每个信号检测级与发射机天线中给定的一个关联起来。当然，发射机10可以被配置用于其他的传输方法，诸如PARC，其被在此处更详细地解释。示范的接收机12的选择的方面可以被配置为利用给定的发射机结构的特定特性。 

无论如何，图2举例说明了用于接收机12示范的细节，其中无线电前端包括许多的接收机天线和一个或多个无线电处理器14，以及根据本发明示范实施例配置的接收机电路16。接收机电路16包括多个连续的信号检测级18-1至18-M，并且在一个示范的构造中，每个级包括信号检测电路20和信号再生电路22，信号再生电路22包括或者与加法电路24有关。 

在操作中，无线电处理器14被配置为提供对应于接收的复合信号的数字化的采样，该接收的复合信号包括多个感兴趣的信号。这种信号可以表示从两个或更多个发射机天线传送的相同的信息、给定用户信号(例如，BLAST、PARC)的不同的子数据流、在多个编码信号中不同的数据流等等。 

总之，连续的信号检测级18被配置为提供在接收的复合信号内对感兴趣信号的连续检测，例如，信号S₁、S₂、...、S_M，并且此外配置为提供对检测信号的连续消除，使得在检测链中稍后的级受益于在前的级中的信号的检测和消除。正如所看到的，基于在每个级18中检测感兴趣的信号，并且从提供给下一个级18的级输入信号中消除检测的感兴趣的信号，“干扰”被连续地从级联的级输入信号中除去。 

例如，在举例说明的构造中，级18-1使用其信号检测电路20检测来自其级输入信号的感兴趣的信号S₁。信号S₁是由级18-1检测的，并且从级联的输入信号中除去，因此，其包括剩余未检测的感兴趣的信号S₂、S₃、...、S_M。那个级联的输入信号被提供给级18-2，其检测信号S₂并且从级联的输入信号中除去它，其包括剩余未检测的感兴趣的信号S₃、...、S_M。级18-3检测和消除信号S₃等等，直到级联的输入信号由末级18-M处理为止，以获得最后未检测的感兴趣的信号，信号S_M。人们可以看出，借助于上述的操作，到级18-n的级输入信号受益于所有在前的检测级的消除，使得当处理进程通过一系列级18时，由相互地接收的感兴趣信号所引起的干扰被连续地减轻。 

借助于这种构造，一个示范的处理接收的复合通信信号的方法可以使用接收机电路16，基于在一系列信号检测级18的连续的级中个别地检测感兴趣的信号，相对于提供给该系列中下一级的输入信号消除在每个级中检测的感兴趣的信号来实现，其中该接收的复合通信信号包括两个或更多个感兴趣的信号。在每个级18中，检测感兴趣的信号包括产生作为在用于那个级的输入信号的解扩值之间的损害相关的函数的(RAKE)组合权 重，以及根据该组合权重组合该解扩值。 

图3举例说明了根据以上所述方法的一个或多个实施例用于在接收机电路的第n个级18中进行信号处理操作的示范处理逻辑。级18-n接收从接收的复合信号中推导出的级输入信号。来自在前的级18-(n-1)的消除信号除去由在前的级检测的信号所引起的干扰，并且对那个降低了于扰的级输入信号的解扩值执行操作。 

包括在级18-n中的信号检测电路20计算在提供给级18-n的级输入信号的解扩值之间的损害相关。这些损害相关被随同净(net)信道估算一起使用以形成组合权重，其进而又被用于通过RAKE组合级输入信号的解扩值的不同的数据流来形成组合的信号(步骤300、302和304)。不同的数据流是通过RAKE解扩器的不同对准的指针(即，通过相对于接收的复合信号设置为不同的时间对准的许多相关器)产生的。 

组合的解扩值，即，RAKE组合信号被解调以获得对应于在感兴趣的信号中检测的比特的估算的软值。感兴趣的信号可以包括编码的比特，而在这样的情况下，该软值可以被解码以获得解码比特。或者通过对软解调值直接进行硬判决以获得硬检测的比特，或者通过重新编码从软值中获得的解码比特，级18-n从软值产生比特(步骤306)。每个级可以包括解码器电路以从解调RAKE组合信号获得的软值中获得解码比特(步骤308)，或者可以使用集中式解码器。虽然重新编码解码比特以获得信号再生和消除操作所需要的编码的比特必然伴有额外的处理，重新编码的比特受益于在解码软值期间进行的任何纠错。因而，使用重新编码的比特去产生用于下一级的消除信号可以导致比从通过对软值直接施加硬判决逻辑获得的编码的比特推导出的一个更加健壮的消除信号。通常，感兴趣的信号可以包括编码的或者未编码的比特，因此，在每个级中检测的比特可以对应于编码的或者未编码的比特。因此，处理可以包括或者可以不包括解码，并且本发明预期所有这样的情形。 

无论如何，18-n的信号再生电路通过基于对于感兴趣的信号检测的比特重新产生检测的感兴趣的信号，形成用于级18-(n+1)的消除信号。例如，硬检测的比特可以直接地从软值中产生，或者那些软值可以被解码(如果适宜的)，然后被重新编码以获得重新编码的比特。(步骤310)。如将要在此处稍后更详细地解释的，级联的级输入信号可以包括由前端相关电路(为所有级18所共有的)输出的解扩值。(参考用于说明包括多个 RAKE指针33的一个示范前端解扩器31的图4。)在这种情况下，信号再生电路使用代码互相关信息，即，从不完美的正交性、代码再使用等等中出现的码对码干扰，以在某种意义上重新产生符合公共解扩器的解扩值。在另一个实施例中，级联的级输入信号是接收复合信号被连续地消除干扰的采样，并且在每个级18中局部地进行扩展。(参考用于说明示范的每个级扩展电路31的图5。)在这种情况下，信号再生电路22通过将编码的比特映射为调制符号产生用于级18-(n+1)的消除信号，并且使用相同的扩展码重新扩展那些符号，并且对重新扩展的符号应用信道估算。 

图6通过举例说明对于信号检测级18中给定的一个的示范细节帮助更好地理解如上所述的装置和方法。(注意到，说明通常适用于所有的级18，但是，应该理解，在该序列中末级可以被配置为没有信号再生电路22。) 

如所示，示范的信号检测电路20包括组合电路30、组合权重发生器32、损害相关估算器34、信道估算器36、解调器38和可选择的解码器40。另外，示范的信号再生电路22包括硬判决处理器42和信号再生器44。作为硬判决处理器42的替换，如果该电路的检测部分包括解码器40，信号再生电路22可以包括重新编码器46。当然，应该明白，举例说明的功能方案可以根据需要而变化。例如，解码器40可以被“设置”在再生电路22中，并且可以输出对应于用于输入给重新编码器46的检测的信号解码比特(并且当需要或者想要时，输入给更高级处理电路)。 

组合电路30接收解扩值的不同的数据流，其包括级输入信号(或者源自于其)，并且通过根据由组合权重发生器32产生的组合权重矢量组合解扩值来形成RAKE组合信号。那些组合权重被至少部分地从在级输入信号的解扩值之间的损害相关，和从与感兴趣的信号有关的净(net)信道响应计算，即，该端到端信道包括发射机/接收机滤波器脉冲形状和传播效应。当信道估算器36(如在这里所示的其可以每个级实现，或者在接收机电路16中的其它地方中实现)提供需要的信道估算时，损害相关估算器34产生需要的损害相关估算。如在此处稍后更详细地描述的，在每个级中，损害相关估算器34产生只有那个级才有的损害相关估算，因为在一系列级18中连续地降低干扰的电平。 

借助于作为损害相关和信道估算的函数而计算的组合权重矢量w，组 合电路30将那些组合权重应用于级输入信号的解扩值以获得RAKE组合的信号，其补偿了损害相关、信道效应等等，并且其被输入给解调器38。那个组合信号包括一个或多个从接收的复合信号中对于感兴趣的信号恢复的调制符号的采样信号。随后，解调器38产生包括软值的解调的信号，该软值对应于与RAKE组合的信号中的调制符号相对应的编码的比特。那些软值可以被提供给集中式解码器电路，用于解码以恢复对应于感兴趣信号的解码的信息比特，或者可以被局部性地在级18内解码。 

与这些变化无关，信号再生电路22或者通过经由硬判决处理器42处理它们，或者通过重新编码从软值中获得的解码比特，获得对应于软值(为感兴趣信号检测的比特的估算)的比特。在任一种例子中，这些比特然后被用于在信号再生器44中重新产生感兴趣的信号，以便从提供给下一级的输入信号中消除。当然，使用重新编码的比特去产生消除信号可以提供更加健壮的消除，因为在解调信号的软值解码期间进行任何的纠错使再生信号更加可靠的再现感兴趣的信号。 

通常，在每个级18中(除了末级之外)，信号再生电路22基于为了由那个级检测的感兴趣信号而检测的比特，产生用于下一级的消除信号。因此，代表检测的比特的软值可以被解码(如果感兴趣信号的比特被编码)，然后，重新编码以获得用于产生消除信号的比特，或者软值可以被输入给硬判决逻辑，以获得用于消除信号产生的比特。在任一种情况下，消除信号可以包括解扩值，其通过使用相应的信道估算(净(net)响应)和代码互相关产生。可替换地，消除信号可以包括基于相应的信道估算重新扩展的值。 

这些和其他的细节在此处稍后被更加彻底地论述，但是通过探究示范的发射机结构可以帮助稍后理解上述的论述，在配置接收机12的信号检测操作的过程中可以利用其特性。就这点而论，图7举例说明用于实现PARC的发射机10示范构造。如那些本领域技术人员将理解的，PARC是在无线通信系统中使用以增加系统容量的多数据流传送技术。在示范的实施例中，发射机10被配置用于WCDMA的高速下行链路分组接入(HSDPA)模式。 

在这个示范构造中，发射机10包括将原始信息比特流I分割为M个比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}的解复用器102，用于每个比特流的编码和调制电路104，以及多个天线120。用于每个比特流{b₁(t)，b₂(t)，...，b_M(t)}的编码和调制电路104包括编码比特流{b₁(t)，b₂(t)，...，b_M(t)} 的编码器106，进一步将每个比特流{b₁(t)，b₂(t)，...，b_M(t)}分割为子数据流的多个解复用器108，将每个子数据流映射到在信令星座上的一个点的多个符号映射器110，将选择的扩展码应用给每个子数据流的多个信号扩展器112，和重新组合子数据流的组合器114。用于每个比特流(b₁(t)，b₂(t)，...，b_M(t)}的编码器106以不同的速率编码原始信息比特。该速率取决于来自接收机的信道质量指示(CQI)反馈。 

由每个编码器106输出的编码信号然后由解复用器108被分割为K个子数据流。每个子数据流被通过K个符号映射器110中的一个映射给符号，并且由信号扩展器112借助于K个扩展码之一来扩展。K个扩展码可以在不同的天线120上重新使用。组合器重新组合来自每个信号扩展器112的K个扩展信号。每个组合器114的输出然后被通过组合器116与一个或多个其他与编码信号同时传送的信号d_m(t)组合。该信号d_m(t)可以包含多个专用信道、控制信道以及公共导频信道，并且共同地模拟为自己小区的干扰。在图2中，编码信号的数目和发射天线120的数目是相同的。但是，在其他的实施例中，编码信号的数目可以等于或者少于发射天线120的数目。可以基于某个量度选择几个和哪一个发射天线120去使用，诸如对应于每个发射天线120测量的信号质量。 

图8举例说明接收机12的示范部分细节，其与在图2中给出的总体结构一致，但是提供额外的PARC相关的信息。如先前解释的，接收机12使用与连续的干扰消除(SIC)技术结合的GRAKE技术以便使用连续的检测和干扰消除检测感兴趣的许多的信号。在这里，感兴趣的每个信号可以是PARC传输的编码的子数据流中不同的一个。接收机12包括多个接收天线202、耦合到接收天线202的解扩器电路210和多个连续的信号检测级18。注意到，解扩器电路210可以与以前举例说明的解扩器电路31是相同的或者类似的，而且为了说明简单起见，如图2所示的接收机前端被省略，但是通常会包括在天线202和解扩器电路210之间。 

无论如何，每个接收天线202接收来自每个发射天线120的多径信号。在每个天线202上的接收的信号是在K个码信道上传送的M个相互干扰的信号的组合。解扩器210解扩接收的信号，并且将解扩的信号输出给第一信号检测级18。解扩的信号代表在K个码信道之一上传送的M个相互干扰的信号。 

每个信号检测级18对应于一个编码器106，因此，补充发射机10的 发射结构，并且产生相应的比特流b_m(t)的估算。在没有解码错误的情况下，每个级18的输出将是在发射机10中输入给相应的编码器106的原始信息比特流b_m(t)。在发射机10中，从每个编码器106输出的编码信号被分割和使用K个扩展码扩展，并且使用单个发射天线120传送。但是，那些本领域技术人员将认识到，两个或更多个发射天线120可以用于每个编码器106。此外，虽然在示范的实施例中相同的K个扩展码被用于每个天线120，但是不同数目的扩展码可以被用于每个发射天线120，并且扩展码不必被重新使用。对于每个发射天线120使用不同的扩展码将消除码重新使用干扰。 

总之，在每个级18中，对应于K个扩展码中每一个的解扩的信号被加权和组合，以便由于在K个扩展码之间的互相关抑制ISI和MAI，并且抑制由于跨多个发射天线120的码重新使用的自干扰或者码重新使用干扰，以及来自d₁(t)，d₂，...，d_n的干扰。组合权重是通过在每个级18中使用基于GRAKE的技术组合权重发生器32计算的，其将干扰视为彩色高斯噪声，并且利用跨相关器输出的损害相关以实现干扰抑制。 

不同的GRAKE组合电路可用于操纵不同的发射机10构造。在一个或多个示范的实施例中，在编码器106和发射天线120之间存在一一对应的关系，因此，线性GRAKE组合电路是被许可的。但是，如果在发射机10上编码器输出被施加于一个以上的发射天线120，非线性的GRAKE组合电路，诸如联合检测GRAKE组合电路可以导致更好的性能。在文章S.J.Grant，K.J.Molnar和G.E.Bottomley，“Generalized RAKE receiversfor MIMO systems”，Proc.VTC′03-Fall，佛罗里达州奥兰多，2003年10月中描述了联合检测GRAKE接收机，该文章作为参考资料结合在此处。应该明白，为级18举例说明的RAKE组合电路30可以根据需要被设计或者配置用于适当的GRAKE组合方法。 

在GRAKE组合之后，对应于K个扩展码中每一个的编码比特被解调，然后使用多路复用器260多路复用在一起，多路复用器260可以被作为接收机电路16的一部分包括，或者包括在接收机12中的其它地方。对应于第一编码器106的编码信号被在第一级18中解码和输出。连同信道估算和码互相关一起，那个解码信号然后被用于产生用于下一级的消除信号，其代表可归因于相应的编码信号的干扰。该消除信号与从解扩器210输出的解扩信号组合以生成带有减少干扰的解扩信号，其将成为到第二级18 的输入信号。第二级检测下一个感兴趣的信号，产生用于下一级18的消除信号等等。 

因此，除了因为一旦到达末级18，仅仅剩余一个未检测的感兴趣的信号，末级18不需要产生消除信号之外，如上所述的处理对于每个级18重复。包含在接收的复合信号内的感兴趣的不同的信号从而被连续地解码，并且每个连续地检测的编码信号的影响被从级联到剩余级18的输入信号中消除。由于在先前的级中执行的消除，组合权重对于每个级18都会发生变化以反映逐渐减少的干扰。在所有的编码信号被解码之后，原始信息比特流可以被通过多路复用器260重建以产生估算的比特流

图9示出解扩器电路210。解扩器2l0包括多个相关器组214和多个采样单元218。每个相关器组214包括一个或多个亦称为RAKE指针的相关器，它们被调谐到K个扩展码之一并且跨越多个接收天线202。指针位置处理器212可以以与常规的单天线CRAKE接收机同样的方式放置包括每个相关器组214的RAKE指针的指针延迟。例如，指针位置处理器212可以放置RAKE指针以在第一级18中在GRAKE组合电路的输出上最大化信号对干扰加噪声比(SINR)。RAKE指针输出然后被通过采样单元218以符号间隔t＝iT采样，以产生多个在每个第i个符号间隔上表示为y_k(i)的解扩矢量。解扩矢量y_k(i)代表在第k个码信道上从M个发射天线120传送的M个编码信号的组合物。 

图10举例说明信号检测级18的示范细节。在举例说明的实施例中，每个级18包括多个GRAKE组合电路222，其可以被认为是共同包括以前举例说明的RAKE组合电路30。每个级18进一步包括组合权重计算器32、、多个解调器226和相关的多路复用器228，它们一起可以包括以前举例说明的解调器和电路38以及解码器40。解码器40的输出包括代表在发射机10上输入给相应的编码器106的信息比特b_m(t)的估算的解码比特。如果不存在错误，解码比特与原始信息比特相匹配。此外，如举例说明的，信号再生电路22随同一个或多个加法电路24一起包括重新编码器和信号再生器44。如前所述，信号再生电路22提供对来自提供给下一级18的级输入信号的检测的感兴趣信号的消除。 

每个级18具有输入{y₁(i)，y₂(i)，...，y_k(i)}。在第一级18中，输入信号{y₁(i)，y₂(i)，...，y_k(i)}是由解扩器210输出的解扩矢量y_k(i)。在随后的级18中，输入信号是具有借助于通过在前级18检测的 信号的连续消除而连续减少的干扰的级联的解扩矢量。GRAKE组合电路222使用相同的组合权重矢量w_m加权和组合每个解扩矢量y_k(i)。脚注m表示在该链内的第m个级18。GRAKE组合电路222基于来自损害相关估算器34的输出执行组合，该损害相关估算器34计算在级输入信号的解扩值之间的损害相关。组合权重发生器32基于由估算器34提供的损害相关计算用于其相关的级18的组合权重矢量w_m。 

用于每个级18的组合权重是不同的，它反映了信号处理经由连续的检测级18进行时连续的干扰消除。注意到，在一个或多个示范的构造中，单个组合权重发生器32可用于计算用于每个级18的组合权重矢量w_m，或者分离的组合权重发生器32可以用于每个级18，以计算用于每个级18的组合权重矢量w_m。 

一个用于每个级18示范的组合权重矢量w_m是由下式给出的： 

$w_m=R_x^{-1}\left(m\right)h_m$

等式1 

在等式1中，增益矢量h_m描述在第m个发射天线120和多个接收天线202之间的频率选择性衰落信道。增益矢量h_m是这个信道的抽头增益和延迟的函数，以及码片脉冲自相关函数。当在第k个多码上检测第i个符号的时候，R_x(m)是由第m个级18看到的损害矢量X_mk(i)的协方差矩阵。如注意的，损害相关估算器34提供需要的损害相关(协方差)估算。 

这种损害可以包括一个或多个以下分量： 

1.由于跨天线的代码再使用，来自其他天线M+1，M+2，...，M上的第k个多码的自干扰。 

2.来自天线M上的第k个多码的ISI 

3.来自天线M，M+1，...，M上其他的K-1个多码的MAI 

4.来自信号{d_m(t)}_m＝1 ^M的MAI 

5.噪声(可以包括其他小区的干扰) 

GRAKE组合电路222的输出代表对应于单个编码信号的传送符号，其在发射机10上被解复用，并且在多个码信道上传送给接收机12。在一个示范的实施例中，对应于相同的编码信号的传送符号被从单个发射天线120传送，但是可以在两个或更多个发射天线120之间分割。 

解调器226接收由GRAKE组合电路222输出的接收符号，并且在第i个符号周期解调从第m个发射天线120传送的K个符号{c_mk(i)}_k＝1 ^K中的每一个。在每个符号周期期间，每个解调器226的输出是对应于输入给第k个 调制器110用于第m个发射天线120的输入的软值。多路复用器228多路复用从解调器226输出的软比特值，从而反转如图7所示的、由相应的解复用器108对于第m个发射天线120执行的处理。因此，多路复用器228的输出是从编码器106输出的用于第m个发射天线120的编码信号的估算。借助于这种操作，如上所述，解码器40解码从多路复用器228输出的编码信号的软值估算，以产生代表原始信息比特的估算

的解码比特，该原始信息比特被输入给第m个编码器106，并且由第m个发射天线120传送。 

解码器40因此与第m个编码器106相匹配。解码器40例如可以包括常规的维特比解码器，或者常规的MAP解码器。诚然，根据需要或者意愿，可以使用任何已知的解码技术。因为选择的解码方法不是本发明的材料，并且是为那些本领域技术人员所熟知的，不在此处描述该解码技术。 

借助于由第m个天线传送的信息比特b_m(t)的知识，可以产生和使用消除信号，以消除第m个编码信号对解扩矢量{y₁(i)，y₂(i)，...，y_k(i)}的影响。信号再生电路22基于估算的信息比特

信道估算和在不同的扩展码之间的码互相关产生对应于第m个编码信号的消除信号，该互相关可以在解扩器210上的解扩操作期间计算。可替换地，这种信息可以被预先计算和存储在接收机存储器内。 

在这个实施例中，消除信号包括一组消除矢量，其是通过求和节点24从解扩信号矢量中减去的，该解扩信号矢量被作为用于当前级18-m的级输入信号提供。最后产生的减少干扰的信号被作为用于下一级18-(m+1)的级输入信号提供。以这种方法，第m个编码信号的影响被从输入给m+1级的信号中除去，因此，减少由下一级18“看到”的干扰。 

图11举例说明了一个示范的在信号再生器电路22内的信号再生器44。信号再生器44在这里与重新编码器46一起示出，并且补充在图7中示出的发射机结构。信号再生器44包括耦合到编码器46输出端的解复用器248、多个也称为“映射器”的调制器250和矢量发生器252。编码器46重新编码从解码器40输出的估算的信息比特以在发射机10上产生由第m个编码器106输出的第m个编码信号的估算。由编码器46输出的编码的比特然后通过解复用器248被分成对应于K个扩展码中每一个的K个子数据流。 

解复用器248以与发射机10上的解复用器108同样的方式将编码信 号分割为用于第m个发射天线120的子数据流。符号映射器250将编码的比特映射为相应的调制符号，以产生由第m个发射天线120传送的传送符号的估算  $\{c_{\mathrm{mk}}\left(i\right){\}}_{k=1}^K.$ 编码器46、解复用器248和符号映射器250可以类似在发射机10上相应的功能部件配置。由于估算的传送符号，矢量发生器252使用在K个不同的扩展波形之间的码互相关函数，以及在第m个发射天线120和多个接收天线202之间的信道估算，产生解扩矢量{y₁(i)，y₂(i)，...，y_k(i)}的矢量分量。 

矢量发生器252的输出因此是一组消除矢量，这里每个重建的消除矢量对应于相应的码信道。信道估算是以常规的方式从公共导频信道中获得的，并且是由分配给导频的功率部分标度(scale)的。因此，重建的干扰矢量必须由在公共导频信道和数据信道之间的功率偏移标度，以便完全地从第m个发射天线120中除去干扰。 

对于那些本领域技术人员来说显而易见，干扰信号可以是从编码信号的估算而不是解码信号中产生的。换句话说，如先前描述的，通过重新编码对解调器38输出的软值进行硬判决而获得的编码比特流，无需从任何解码操作受益，信号再生可以被稍微地简化。在此情况下，信号再生电路将不使用编码器。可替换地，信号再生电路22可以使用从解调器226(例如，从软值中获得的硬检测的比特)的输出中获得的比特，因此，可以省略编码器46和解复用器248。此外，如果这种比特是由信号再生电路22直接使用，图10的多路复用器228也可以被省略。 

无论如何，由等式1给出的组合权重矢量w_m的计算需要计算净响应矢量h_m和协方差矩阵R_x(m)。净响应矢量h_m的第q个元素是由下式给出的： 

${\left\{h_m\right\}}_{q\left(1\right)}=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{\mathrm{lmp}}x({\mathrm{\τ}}_{q\left(1\right)}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{lmp}})$

等式2 

严格地说，q是接收天线下标1的函数，因为该指针下标跨越L个接收天线202。标记q(1)因此被用于表示这个相关。在等式2中，x(·)是码片脉冲自相关函数，P是信道抽头的数目，g_lmp和τ_lmp分别是在第m个发射天线120和第1个接收天线202之间的信道的第p个抽头的增益和延迟，并且τ_q(1)是指针延迟。 

损害协方差矩阵R_x(m)是由下式给出的： 

R_x(m)＝R_s(m)+R_d+R_n    等式3 

在此处称为多码损害矩阵的矩阵R₈(m)捕捉可归因于多个发射天线 120和多个扩展码的使用的损害，其代表在上面列出的首要的三个损害元素。在此处称为多址接入损害矩阵的矩阵R_d捕捉可归因于其他的发射信号的MAI，诸如导频、专用和开销信道，即，在上面列出的第四个损害。在此处称为噪声损害矩阵的矩阵R_n捕捉该损害的噪声部分。 

多码损害矩阵R_s(m)的元素是由下式给出的： 

$\{R_s\left(m\right){\}}_{q\left(l_1\right),q\left(l_2\right)}=\frac{E_T}{K}\underset{n=m+1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_s\left(n\right)\underset{p_1=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l_{1}n{p}_1}{g}_{l_{2}n{p}_2}^{*}x({\mathrm{\τ}}_{q\left(l_1\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{1}n{p}_1})x^{*}({\mathrm{\τ}}_{q\left(l_2\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{2}n{p}_2})+$

$\frac{E_T}{\mathrm{SF}}\underset{n=m}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_s\left(n\right)\underset{p_1=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l_{1}n{p}_1}{g}_{l_{2}n{p}_2}^{*}\·\underset{\underset{j=0}{j=-\∞}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x(j{T}_c+{\mathrm{\τ}}_{q\left(l_1\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{1}n{p}_1})x^{*}(j{T}_c+{\mathrm{\τ}}_{q\left(l_2\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{2}n{p}_2})$

等式4 

在这个表达式中，SF是扩展因数，T_c是码片周期，并且α_s(n)是每个符号的总能量的小部分E_T”其被分配给第n个数据子流。对n＝m+1…M求和的第一项捕捉由于代码再使用的自干扰，对n＝m…M求和的第二项捕捉来自多个扩展码的使用的ISI和MAI。部分求和反映以下的事实，与在任何在先的级18中检测的感兴趣的信号有关的干扰已经被消除。这生成损害协方差矩阵R_x(m)，并且因此，组合权重矢量w_m在每个级18上是不同的。 

多址接入损害矩阵R_d的元素是由下式给出的： 

${\left\{R_d\right\}}_{q\left(l_1\right),q\left(l_1\right)}=\frac{E_T}{\mathrm{SF}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_d\left(m\right)\underset{p_1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l_{1}m{p}_1}{g}_{l_2{\mathrm{mp}}_2}^{*}$

$\underset{\underset{j=0}{j=-\∞}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x(j{T}_c+{\mathrm{\τ}}_{q\left(l_1\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{1}m{p}_1})x^{*}(j{T}_c+{\mathrm{\τ}}_{q\left(l_2\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{2}m{p}_2})$

等式5 

这里α_d(m)是分配给信号d_m(t)的总能量的一小部分。与R_s(m)形成对比，在等式5中，第一求和从m＝1…M延伸，即，遍及所有的发射天线120。这是因为在连续的干扰消除处理过程中，没有除去来自导频、专用和开销信道的干扰。 

噪声矩阵R_n的元素是由下式给出的：{R_n}_q(l1)1q(l2)＝N₀x(τ_q(l1)-τ_q(l2))δ(l₁-l₂)    等式6 

这里N₀是噪声功率谱密度，并且δ(·)是狄拉克-δ(Dirac-delta)函数。等式6假定对不同的接收天线202的噪声处理是不相关的。 

为了在每个级上计算GRAKE组合矢量，接收机估算增益矢量h_m和损害协方差矩阵R_x(m)。增益矢量h_m可以以类似于常规的GRAKE接收机的方式 容易地使用来自导频信道的解扩值来估算。但是，对于这个操作，假设在发射机10上对于每个天线120使用不同的导频。将y_m ^pilot(i)表示为对应于第m个发射天线上的导频的解扩的导频矢量，增益矢量hm的估算是通过以下在编码帧持续时间上的时间平均给出的： 

$\widehat{h_m}=\⟨y_m^{\mathrm{pilot}}\left(i\right)C_{P.m}^{*}\left(i\right)\⟩$

等式7 

这里c_p，m ^*(i)是已知的导频符号。 

用于第m级的损害协方差矩阵R_x(m)可以使用信道抽头增益和指针延迟的估算明确地经由以上的等式形成。信道估算应当通过在导频和数据信道之间的功率偏移标度。此外，需要以某些方式估算噪声功率N₀。可替换地，可以通过在接收机电路16的每个级18的输入端上对解扩矢量执行时间平均来估算损害协方差矩阵R_x(m)。如果我们将y_mk(i)表示为到第m级的输入，那么损害协方差矩阵R_x(m)的估算是通过下式给出的： 

$\widehat{R_x}\left(m\right)=\⟨y_{\mathrm{mk}}\left(i\right)y_{\mathrm{mk}}^H\left(i\right)\⟩-{\mathrm{\β}}_m\widehat{h_m}\widehat{h_m^H}$

等式8 

这里β_m表示在第m个发射天线120上在导频和数据信道之间的功率偏移。 

一种替换方法是使用导频信道上的损害协方差矩阵R_x ^pilot的估算来估算第m级18的损害协方差矩阵R_x(m)，在此处其被称为导频协方差矩阵。两者是不同的，因为(1)不像在数据信道上，典型地在导频信道上没有跨发射天线120采用代码再使用，和(2)SIC可能或者不能在导频信道上执行。 

导频协方差矩阵容易地通过时间平均来估算： 

${\hat{R}}_x^{\mathrm{pilot}}=\⟨x_m^{\mathrm{pilot}}\left(i\right)\[x_m^{\mathrm{pilot}}\left(i\right){\]}^H\⟩$

等式9 

这里x_x ^pilot(i)是由第m个导频信道“看到”的损害。这是容易地使用已知的导频符号和估算的信道增益矢量h_m根据下式从导频解扩值计算的： 

$x_m^{\mathrm{pilot}}\left(i\right)=y_m^{\mathrm{pilot}}\left(i\right)-\widehat{h_m}{C}_{p.m}^{*}\left(i\right)$

等式10 

用于第m级的损害协方差矩阵R_x(m)因而可以通过将一个项增加给导频协方差矩阵

以解决代码再使用来估算的。这个代码再使用项(表示为R_c)是由下式给出的： 

$R_c=\frac{E_T}{K}\underset{n=m+1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_s\left(n\right)\underset{p_1=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p_2=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l_{1}n{p}_1}{g}_{l_{2}n{p}_2}^{*}x({\mathrm{\τ}}_{q\left(l_1\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{1}n{p}_1})x^{*}({\mathrm{\τ}}_{q\left(l_2\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{2}n{p}_2})$

等式11 

其是等式4的第一项。此外，一个项必须被减去以解决达到接收机12的第m个级18消除的干扰。这个表示为R_SIC(m)的项是由下式给出的： 

$R_{\mathrm{SIC}}\left(m\right)=\frac{E_T}{\mathrm{SF}}\underset{n=1}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_s\left(n\right)\underset{p1=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p2=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{l_1\mathrm{np}1}{g}_{l_2\mathrm{np}2}^{*}$

$\underset{\underset{j\≠0}{j=-\∞}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x(j{T}_C+{\mathrm{\τ}}_{q\left(l_1\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{1}n{p}_1})x^{*}(j{T}_c+{\mathrm{\τ}}_{q\left(l_2\right)}-{\mathrm{\τ}}_{l_{2}n{p}_2})$

等式12 

其是等式4的变为从n＝1…m-1求和的第二项。无论SIC是否在导频信道上执行，这都是真实的，因为对于导频信道SIC仅仅除去导频干扰，而没有除去由于多个数据子流的干扰。 

为了进一步改善性能，如前在此处所述的，在每个级18上，组合权重可以被计算，以考虑扩展码互相关，其是与符号周期相关的。这种技术的复杂性可以是合理的，因为在许多实施例中，在用于干扰消除的解扩值的信号再生过程中使用上述的代码互相关，其中使用了前端解扩，并且级联的输入信号包括解扩值的数据流。 

当然，如以前所示，级联的输入信号可以不解扩，并且连续的干扰消除可以运行，使得作为替代，在它们被通过每个级18内部地解扩之前，干扰可以被从级输入信号中消除。这种方法允许RAKE指针位置在每个级18上被优化，而不是被固定在由所有级18共享的公共解扩电路上。折衷方案是作为信号检测和干扰消除的一部分必须在每个级18上执行解扩和重新扩展。 

关于这种每级消除，图12示出一个示范的用于接收机电路16的实施例的信号再生器44的实施例，其中级联的级输入信号包括接收信号采样，即，每个级例如包括如在图5中举例说明的解扩电路30。关于在图7中示出的发射机结构，描述的特定的电路说明可以具有特定的用途。 

在这里，信号再生器44再次与(可选的)编码器46有关，并且包括解复用器248、多个符号映射器250、多个扩展器251、组合器253和滤波器电路255。编码器46重新编码从解码器40输出的信息比特，以产生用于第m个发射天线120的编码器106输出的编码比特的估算。由编码器46(或者由如图6所示的硬判决处理器42)输出的编码比特然后被分割成对应于K个扩展码中每一个的K个子数据流。解复用器248以与发射机10上的解复用器108同样的方式将编码比特分割为编码子数据流用于第m个发射天线120。 

符号映射器250将那些编码的子数据流的比特映射为调制符号，以产生由第m个发射天线120传送的传送符号的估算

扩展器251使用由发射机10采用的相同的扩展码来扩展从符号映射器250输出的传送符号。编码器46、解复用器248、符号映射器250和扩展器251可以类似在发射机10上相应的功能部件配置。组合器253组合扩展信号以形成可归因于第m个编码信号的发射信号的估算。 

信道滤波器255使用与第m个发射天线120相关的估算的信道系数来过滤估算的发射信号。在信道滤波器255内的单独的信道滤波可以用于每个接收天线202，以反映从第m个发射天线120到第L个接收天线202的特定的信道特性。从信道滤波器255输出的已滤波信号然后被从到第m个级18的输入信号中减去。(在这个背景下，图8中的解扩器210可以被省略)。 

在至少关于图7的发射机结构描述的示范的实施例中，假设发射机10使用单个编码器106用于K个扩展码，而且在每个发射天线120上使用不同的编码器106。因此，每个级18对应于M个发射天线中的一个。当然，应当指出，在其他的实施例中，在发射机10中的单个编码器106可以与两个或更多个发射天线120有关，或者两个或更多个编码器106可以与单个发射天线120有关。此外，不同数目的扩展码可以被用于每个发射天线120。 

在这些和其他的上述的情况下，应该明白，本发明可用于检测和解码感兴趣的发射信号。诚然，那些本领域技术人员将紧接着理解，在此处描述的基本结构和处理逻辑可以适合于各种各样广泛范围的发射机方案。 

在其他的变型中，组合权重的计算不需要使用最大似然(ML)方法。一种替换方案是使用用于计算组合权重的最小均方误差(MMSE)方法。使用任何一个方法的性能是相同的，但是对于计算，MMSE组合权重更简单，因为它们是基于数据协方差矩阵R_y(m)，而不是损害协方差矩阵R_x(m)。使用MMSE方法，组合权重矢量w_m是由下式给出的： 

$W_m^{\mathrm{MMSE}}=R_y^{-1}\left(m\right)h_m$

等式13 

数据协方差矩阵R_y(m)可以根据下式在到第m个级18的输入端上基于解扩矢量{y₁(i)，y₂(i)，...，y_k(i)}的时间平均来估算： 

$\widehat{R_y}\left(m\right)=\⟨y_{\mathrm{mk}}\left(i\right)y_{\mathrm{mk}}^H\⟩\left(i\right)$

等式14 

计算数据协方差矩阵比计算损害协方差矩阵更简单，因为不需要知道关于功率偏移β_m的知识。ML和MMSE组合权重是通过实值的比例因子相关的： 

$w_m^{\mathrm{MMSE}}=(1-q_m)w_m^{\mathrm{ML}}$

等式15 

这里  $q_m=h_m^H{R}_y^{-1}\left(m\right)h_m.$ 因此，在接收机12的每个级上，使用ML或者MMSE方法去计算组合权重，SINR将是相同的。 

在SINR计算的背景下，应当注意到，本发明的一个示范的实施例被配置为以对应于激活和非激活数据接收状态的第一或者第二操作模式执行上述的计算。例如，假定接收机12在预定的时间上接收数据，并且在其他的时候等待，而其他的接收机(即，用户)正在被服务，因而，一个示范的接收信号质量测量方法补充那些模式变化。 

尤其是，在本发明的一个或多个实施例中，接收机电路16被配置为产生每级SINR估算，例如，其被报告回到支持无线通信网络。在激活接收模式中，基于由个别的级18执行的信号检测操作，即，基于由感兴趣的信号传递的接收数据，接收机电路16获得这些SINR估算。在非激活模式中，这里接收机12没有被服务，示范的接收机电路16被配置为基于如上所述的导频相关性获得用于每个级18的SINR估算。 

在后一种情况下，人们假定导频信号是可以从不同的发射天线中获得的，并且应当注意到，基于接收的导频构成的导频相关矩阵被直接地应用于在该链中的第一级18的SINR估算。用于每个相继级18的SINR估算可以由接收机电路16基于其假定的干扰抑制效果(将在每个相继级中获得的)推导出。因此，接收机电路16可以从初始导频相关矩阵开始，然后在后续的级18中，基于假定的每个级18的干扰消除，通过连续地修改用于每个级的矩阵，推导出用于SINR估算的进一步导频相关矩阵。甚至当接收机12当前没有被服务时，上述的处理允许接收机12返回报告估算的每级SINR。上述的报告对于网络由于种种原因可以是有用的，包括改善调度的机会，配置用于不同的感兴趣信号(例如，子数据流)的最优的每信号数据速率，其将用于服务接收机12等等。 

当然，本发明可以在不脱离本发明的基本特征的情况下以不同于在此具体阐述的方式执行。当前的实施例将在说明性的和非限制性的各个方面考虑，并且在所附的权利要求的含义和等效范围内发生的所有的变化意欲包含在其中。 

Claims (70)

1.一种处理接收的包括两个或更多感兴趣的信号的复合通信信号的方法，该方法包括：

在一系列信号检测级中的连续的检测级中个别地检测感兴趣的信号；

对于提供给该系列中下一级的输入信号，消除在每个级中检测的感兴趣的信号；和

其中在每个级中，检测感兴趣的信号包括产生作为该级输入信号的解扩值的损害相关的函数的组合权重，以及根据组合权重组合解扩值，

其中在每个级中，检测信号进一步包括解调组合的解扩值，以获得表示在信号中检测比特的估算的软值，及

其中，所述感兴趣的信号包括干扰和噪声信号。

2.根据权利要求1的方法，进一步包括将在每个级中获得的软值提供给解码器电路，并且解码该软值以获得对于感兴趣的每个信号解码比特。

3.根据权利要求2的方法，其中，对于提供给该系列中下一级的输入信号消除在每个级中检测的感兴趣的信号包括：通过对软值进行硬判决产生硬检测的比特，重新扩展硬检测的比特以产生消除信号，和从提供给下一级的输入信号中减去该消除信号。

4.根据权利要求2的方法，其中，对于提供给该系列中下一级的输入信号消除在每个级中检测的感兴趣的信号包括：通过对软值进行硬判决产生硬检测的比特，基于硬检测的比特形成解扩值以产生消除信号，和从提供给下一级的输入信号中减去该消除信号。

5.根据权利要求2的方法，其中，该检测的比特包括编码的比特，并且其中对于提供给该系列中下一级的输入信号消除在每个级中检测的感兴趣的信号包括：解码软值以获得解码比特，重新编码解码比特以获得重新编码的比特，重新扩展重新编码的比特以产生消除信号，和从提供给下一级的输入信号中减去该消除信号。

6.根据权利要求2的方法，其中，该检测的比特包括编码的比特，并且其中对于提供给该系列中下一级的输入信号消除在每个级中检测的感兴趣的信号包括：解码软值以获得解码比特，重新编码解码比特以获得重新编码的比特，基于重新编码的比特形成解扩值以产生消除信号，和从提供给下一级的输入信号中减去该消除信号。

7.根据权利要求1的方法，进一步包括在一组被配置为输出用于形成到每一级的输入信号的解扩值的数据流的相关器中解扩接收的复合信号。

8.根据权利要求7的方法，对于提供给该系列中下一级的输入信号消除在每个级中检测的感兴趣的信号包括：重新产生对应于通过该级检测的感兴趣信号的解扩值，并且从作为输入信号提供给下一级的解扩值的数据流中减去这些解扩值。

9.根据权利要求1的方法，进一步包括基于与感兴趣信号相关联地接收的导频信号，对每个级计算损害相关。

10.根据权利要求9的方法，进一步包括，至少在第一操作模式期间，基于与感兴趣信号相关联地接收的导频信号，计算用于第一级的损害相关矩阵，和基于那些连续的级进行的连续干扰消除的假定效果，对连续的级计算附加损害相关矩阵。

11.根据权利要求10的方法，进一步包括基于对每个级计算的损害相关矩阵，对每个级计算信号质量测量，以便报告给支持的无线通信网络。

12.根据权利要求1的方法，进一步包括，对于每个级，基于在级输入信号的解扩值之间的估算的损害相关，计算每个级的损害相关。

13.根据权利要求1的方法，进一步包括基于一个或多个对与感兴趣信号相关联地接收的导频信号计算的导频信号相关矩阵，计算每个级的损害相关。

14.根据权利要求13的方法，其中，基于一个或多个导频信号相关矩阵计算每个级的损害相关包括将导频相关矩阵与代码再使用矩阵组合以解决在感兴趣信号之间的代码再使用干扰。

15.根据权利要求13的方法，其中，基于一个或多个导频信号相关矩阵计算每个级的损害相关包括将导频相关矩阵与干扰矩阵组合以实现消除的干扰。

16.一种使用多个连续的信号检测级处理接收的复合通信信号的方法，该方法包括：

从接收的复合通信信号中推导出级输入信号，以便输入给该多个级中的相应级；

在每个级中产生用于该级输入信号的解扩值的损害相关；

基于该损害相关，通过组合该级输入信号的解扩值，在每个级中检测在复合通信信号中传送的感兴趣的信号；和

从相继级的级输入信号中消除在先信号检测级中检测的感兴趣的信号其中检测信号进一步包括解调组合的解扩值，以获得表示在信号中检测比特的估算的软值，及

其中，所述感兴趣的信号包括干扰和噪声信号。

17.根据权利要求16的方法，其中，在每个级中产生用于级输入信号的解扩值的损害相关包括计算在级输入信号的解扩值的不同数据流之间的损害相关，其中不同的数据流对应于由解扩电路的不同的RAKE指针输出的解扩值。

18.根据权利要求17的方法，其中基于该损害相关，通过组合该级输入信号的解扩值，在每个级中检测在复合通信信号中传送的感兴趣的信号包括：

基于该损害相关产生RAKE组合权重；

基于RAKE组合权重组合解扩值的不同的数据流以形成一个组合信号；和

解调该组合信号以获得解调的信号，并且从解调的信号中检测感兴趣的信号。

19.根据权利要求18的方法，其中从解调的信号中检测感兴趣的信号包括解码软解调值以获得感兴趣的信号的解码比特。

20.根据权利要求18的方法，其中基于该损害相关产生RAKE组合权重包括基于损害相关和净响应估算产生RAKE组合权重。

21.根据权利要求16的方法，其中从相继的信号检测级的级输入信号中消除在先信号检测级中检测的感兴趣的信号包括，对于除了末级的每一级，解调组合的解扩值以获得对应于感兴趣的信号中检测的比特的软值，基于软值产生消除信号，和从提供给下一级的级输入信号中减去该消除信号。

22.根据权利要求21的方法，其中检测的比特对应于在感兴趣的信号中编码的比特，和其中基于软值产生消除信号包括解码软值以获得用于感兴趣的信号的解码比特，重新编码解码比特以获得重新编码的比特，其从在解码软值期间进行的任何纠错中受益，和从重新编码的比特中产生消除信号。

23.根据权利要求21的方法，其中基于软值产生消除信号包括对软值进行硬判决以获得感兴趣信号的硬检测的比特，和从硬检测的比特中产生消除信号。

24.根据权利要求23的方法，进一步包括解码来自每个级的软值以与在每个级中使用的硬检测的比特无关地从每个级中获得检测比特的解码比特，以产生消除信号。

25.根据权利要求16的方法，其中该级输入信号包括从接收的复合信号中推导出的信号采样，和其中基于该损害相关，通过组合该级输入信号的解扩值，在每个级中检测在复合通信信号中传送的感兴趣的信号包括：解扩该级输入信号以获得解扩值不同的数据流，和基于损害相关RAKE组合解扩值不同的数据流。

26.根据权利要求25的方法，其中从相继的信号检测级的级输入信号中消除在先信号检测级中检测的感兴趣的信号包括，在除了最后的信号检测级的每一级中：

重新扩展检测的感兴趣信号以形成消除信号；和

将消除信号与用于下一级的级输入信号组合。

27.根据权利要求26的方法，其中将消除信号与用于下一级的级输入信号组合包括从用于下一级的级输入信号中减去消除信号。

28.根据权利要求26的方法，其中重新扩展检测的感兴趣信号以形成消除信号包括根据为感兴趣的信号计算的相应信道估算，重新扩展从感兴趣的信号中恢复的编码的比特。

29.根据权利要求16的方法，其中级输入信号包括从接收的复合信号中推导出的解扩值的不同的数据流，和其中基于该损害相关，通过组合该级输入信号的解扩值，在每个级中检测在复合通信信号中传送的感兴趣信号包括基于对那个级确定的损害相关RAKE组合包括每个级的级输入信号的解扩值的不同的数据流。

30.根据权利要求29的方法，其中从相继级的级输入信号中消除在先级中检测的感兴趣的信号包括，在除了末级的每个级中：

产生消除信号作为对应于感兴趣信号的解扩值；和

将消除信号与用于下一级的级输入信号组合。

31.根据权利要求30的方法，其中产生消除信号作为对应于感兴趣信号的解扩值包括产生对应于与感兴趣信号有关的编码比特的解扩值，并且其中解扩值解释与解扩接收的复合信号相关联地确定的代码互相关。

32.根据权利要求30的方法，其中产生消除信号作为对应于感兴趣信号的解扩值包括基于对应于感兴趣信号的信道估算和与解扩接收的复合信号相关联地确定的代码互相关产生解扩值。

33.一种接收复合通信信号的接收机电路，包括：

多个连续的信号检测级，每个级包括RAKE组合电路，配置为通过组合从接收的复合通信信号中推导出的级输入信号的解扩值，检测在复合通信信号中接收的感兴趣信号，并且除了末级的每一级进一步包括信号再生电路，配置为从提供给下一个信号检测级的级输入信号中消除由那个级检测的感兴趣的信号；和

所述RAKE组合电路配置为基于一个或多个在级输入信号的解扩值之间的损害相关，产生在检测感兴趣信号的过程中使用的RAKE组合权重，

其中检测信号进一步包括解调组合的解扩值，以获得表示在信号中检测比特的估算的软值，及

其中，所述感兴趣的信号包括干扰和噪声信号。

34.根据权利要求33的接收机电路，其中每个级进一步包括产生RAKE组合权重的组合权重发生器电路，和其中该组合权重发生器电路包括损害相关估算器或者与损害相关估算器有关，该损害相关估算器被配置为估算一个或多个在级输入信号的解扩值之间的损害相关。

35.根据权利要求34的接收机电路，其中组合权重发生器电路被配置为基于净信道估算和损害相关产生组合权重。

36.根据权利要求34的接收机电路，其中损害相关估算器被配置来估算以下的损害相关中的至少一个：干扰相关和热噪声相关。

37.根据权利要求36的接收机电路，其中该损害相关估算器包括处理电路，配置来估算一个或多个在级输入信号的解扩值的不同的数据流之间的损害相关，并且其中不同的数据流对应于由包括在接收机电路中的解扩电路的不同的RAKE指针输出的解扩值。

38.根据权利要求33的接收机电路，进一步包括解码电路，配置为从每一级接收包括软值的解调的信号，该软值对应于在由那个级检测的感兴趣信号中的检测比特，和进一步配置为解码在每个解调信号中的软值，以对于所有感兴趣的信号恢复解码比特。

39.根据权利要求33的接收机电路，其中每个级包括解调器以产生包括软值的解调的信号，该软值对应于感兴趣信号的检测的比特，和进一步包括解码器以从软值产生解码比特，并且其中解码比特被作为由那个级检测的感兴趣的信号采用。

40.根据权利要求33的接收机电路，其中RAKE组合电路被配置来计算在级输入信号的解扩值的不同的数据流之间的损害相关，其中不同的数据流对应于由解扩电路的不同的RAKE指针输出的解扩值。

41.根据权利要求40的接收机电路，其中每个级被配置为通过以下步骤来检测感兴趣的信号：

基于该损害相关产生RAKE组合权重；

基于RAKE组合权重组合级输入信号的解扩值的不同的数据流以形成一个组合信号；和

解调该组合信号以获得解调的信号，并且从解调的信号中检测感兴趣的信号。

42.根据权利要求41的接收机电路，其中接收机电路被配置为通过解码软解调值从在每个级产生的相应的解调信号中检测每个感兴趣的信号，以获得感兴趣的信号的解码比特。

43.根据权利要求33的接收机电路，其中每个级被配置为解调组合的解扩值以获得对应于感兴趣的信号中的检测比特的软值，并且其中每个信号再生电路被配置为产生基于软值的消除信号，并且从提供给下一级的级输入信号中减去该消除信号。

44.根据权利要求43的接收机电路，其中每个级被配置为解码软值，以获得感兴趣信号的解码比特，并且其中每个信号再生电路被配置为重新编码解码比特以获得重新编码的比特，其受益于在解码软值期间进行的任何纠错，以从重新编码的比特中产生消除信号，并且从提供给下一级的级输入信号中减去该消除信号。

45.根据权利要求43的接收机电路，每个信号再生电路被配置为通过对软值进行硬判决获得感兴趣信号的硬检测比特，以从硬检测的比特中产生消除信号，并且从提供给下一级的级输入信号中减去该消除信号。

46.根据权利要求45的接收机电路，其中接收机电路被配置为解码在每个级中获得的软值，以便独立于在每个级中使用的硬检测比特获得所有感兴趣信号的解码比特从而产生消除信号。

47.根据权利要求33的接收机电路，其中该级输入信号包括从接收的复合信号中推导出的信号采样，和其中每个级包括解扩电路，配置为通过将级输入信号解扩为根据损害相关RAKE组合的解扩值的不同的数据流，提供通过RAKE组合电路操作的解扩值。

48.根据权利要求47的接收机电路，其中在包括信号再生电路的每个级中，该信号再生电路被配置用来：

基于由该级检测的感兴趣信号，通过产生重新扩展值产生消除信号；和

从提供给下一级的级输入信号中减去该消除信号。

49.根据权利要求48的接收机电路，其中每个信号生成电路被配置用来基于从级输入信号的RAKE组合的解扩值中检测的比特产生重新扩展的值。

50.根据权利要求48的接收机电路，其中每个信号生成电路被配置用来通过重新编码从级输入信号的RAKE组合解扩值中获得的解码比特来产生重新扩展的值。

51.根据权利要求48的接收机电路，其中每个信号再生电路被配置用来根据对应于感兴趣信号的信道估算来产生重新扩展的值。

52.根据权利要求33的接收机电路，其中级输入信号包括从接收的复合信号中推导出的解扩值的不同的数据流，和其中每个级被配置为通过基于对那个级确定的损害相关RAKE组合包括到该级的级输入信号的解扩值的不同的数据流，从而来检测感兴趣的信号。

53.根据权利要求52的接收机电路，其中每个信号再生电路被配置用来产生消除信号作为重新产生的解扩值，该重新产生的解扩值对应于由包括该信号再生电路的级检测的感兴趣的信号，并且从提供给下一级的级输入信号中减去该消除信号。

54.根据权利要求33的接收机电路，其中每个级被配置为执行联合检测以检测感兴趣的信号。

55.根据权利要求33的接收机电路，其中在每个级中RAKE组合电路包括损害相关估算器，其被配置用来基于对于那个级的级输入信号的解扩值确定的损害相关，计算一个或多个损害相关矩阵，并且其中RAKE组合电路被配置为基于一个或多个损害相关矩阵来产生RAKE组合权重。

56.根据权利要求55的接收机电路，其中损害相关估算器被配置用来基于导频相关矩阵来计算一个或多个损害相关矩阵。

57.根据权利要求56的接收机电路，其中损害相关估算器被配置用来通过组合导频相关矩阵与代码再使用矩阵来计算一个或多个损害相关矩阵，以解决接收的复合信号中在感兴趣的信号之间的代码再使用干扰。

58.根据权利要求56的接收机电路，其中损害相关估算器被配置为通过组合导频相关矩阵与干扰矩阵来计算一个或多个损害相关矩阵以实现消除的干扰。

59.根据权利要求33的接收机电路，其中每个信号检测级包括或者与一个损害相关估算器有关，并且其中损害相关估算器被配置为基于与感兴趣的信号相关联地接收的导频信号来计算该级的损害相关。

60.根据权利要求59的接收机电路，其中来自相继级的损害相关估算器被配置为使得，第一级的损害相关至少在第一操作模式期间基于与感兴趣信号相关联地接收的导频信号被计算为损害相关矩阵，并且其中每个连续的级的损害相关被基于对连续的级推导出一个额外的损害相关矩阵，基于连续的干扰消除的假定效果来计算。

61.根据权利要求60的接收机电路，其中接收机电路基于为每个级计算的损害相关矩阵，计算每个级的信号质量测量，以便由包括该接收机电路的接收机报告给网络。

62.根据权利要求61的接收机电路，其中第一操作模式包括未经过选择的用户模式，其中包括该接收机电路的接收机没有被选择从支持的网络进行激活的业务接收，并且其中第二操作模式包括接收机被选择用于激活的业务接收的激活模式。

63.根据权利要求62的接收机电路，其中接收机电路被配置为使得在第二操作模式期间，损害相关估算器基于与提供给每个级的级输入信号有关的测量的损害相关估算损害相关。

64.一种用于在接收的复合信号中检测一个以上感兴趣信号的接收机电路，该电路包括：

连续地检测感兴趣的信号的多个连续的信号检测级，每个所述级被配置为根据对于那些解扩值估算的级特定的损害相关，通过RAKE组合级输入信号的解扩值，检测感兴趣信号中特定的一个；和

其中除了末级之外每个级包括信号再生电路，配置为基于由该级检测的感兴趣的信号重新产生消除信号，并且进一步配置为从提供给相继的信号检测级中的下一级的级输入信号中消除感兴趣的信号，

其中检测信号进一步包括解调组合的解扩值，以获得表示在信号中检测比特的估算的软值，及

其中，所述感兴趣的信号包括干扰和噪声信号。

65.根据权利要求64的接收机电路，其中在每个级中信号检测电路包括：RAKE组合器，通过根据组合权重组合级输入信号的解扩值来形成组合信号；损害相关估算器，产生解扩值的损害相关估算；组合权重发生器，基于损害相关估算来产生组合权重；和解调器，通过解调该组合信号来产生软值。

66.根据权利要求65的接收机电路，其中每个级的损害相关估算器产生级特定的损害相关估算，其反映由任何在先级检测的感兴趣信号的消除。

67.根据权利要求65的接收机电路，其中在每个级中信号检测电路进一步包括从软值产生解码比特的解码器，以便作为由那个级检测的感兴趣信号输出。

68.根据权利要求65的接收机电路，其中包括在除了末级之外的每个级中的信号再生电路包括信号再生器，其被配置为基于对应于由那个级检测的感兴趣信号的重新产生的采样值来产生消除信号；和求和电路，其被配置为从提供给下一级的级输入信号中减去重新产生的采样值。

69.根据权利要求68的接收机电路，其中级输入信号包括对应于接收的复合信号的采样的解扩值，和其中由信号再生电路输出的采样值包括由那个级检测的感兴趣信号的解扩采样值，其解释从解扩接收的复合信号中出现的计算的代码互相关。

70.根据权利要求68的接收机电路，其中级输入信号包括接收的复合信号的采样，和其中由信号再生电路输出的采样值包括由那个级检测的感兴趣信号的重新扩展的采样值，其解释对于感兴趣的信号确定的信道效果。

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