CN1913409B - 利用耦合哈达玛码的通信方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供耦合哈达玛码生成方法和装置以及利用其的通信方法和系统，该耦合哈达玛码生成方法包括步骤：生成N×N维的哈达玛码矩阵A和N²×N²维的哈达玛码矩阵B；将生成的哈达玛码矩阵A按列叠加，从而形成N²×1维的列向量a；对列向量a和哈达玛码矩阵B进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该基本耦合哈达玛码矩阵的每一列都是基本耦合哈达玛码，其中，哈达玛乘运算表示一个向量的每一元素与一个矩阵相对应的行进行相乘，N为发射天线数目的整数倍且N大于或等于2。

Description

利用耦合哈达玛码的通信方法和系统

技术领域

本发明涉及多入多出正交频分复用(MIMO-OFDM)技术的无线通信系统下行链路的码分多址技术，尤其涉及耦合哈达玛码在采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统中的应用。

背景技术

采用多根发射和接收天线的无线通信系统通常被称为多入多出(MIMO)系统。在无线衰落环境中，MIMO系统的信道容量与收发天线数目成正比，也就是说通过增加天线数量就可以成倍地提高无线通信系统的频谱效率。

正交频分复用(OFDM)技术是一种高效的宽带接入技术，其能够以较低的代价有效地对抗频率选择性衰落。一个采用多根收发天线的正交频分复用系统就是所谓的多入多出正交频分复用(MIMO-OFDM)系统。该系统综合了MIMO技术和OFDM技术的诸多优点，被业界认为是未来高速无线通信系统的主要物理层技术之一。

目前针对MIMO-OFDM技术的研究主要集中在单用户系统，然而实际的系统大都是多用户系统，若在实际系统中应用MIMO-OFDM技术，必须考虑多用户系统中存在的干扰、多用户检测等特殊问题，从而提出适用于MIMO-OFDM系统的、简单有效的多址技术。

传统的多址技术包括：时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和码分多址(CDMA)。与TDMA和FDMA相比，码分多址技术的频谱利用率高，系统容量大，抗衰落、干扰能力强，并能够实现高效、灵活的用户接入。

常见的适用于OFDM系统的码分多址技术有：多载波直接序列码分多址(MC-DS-CDMA)、多载波码分多址(MC-CDMA)和正交频分码分多址(OFCDM)。对基于MIMO-OFDM的码分多址技术而言，每一个数据信息均被扩展至空间(天线)、时间和频率(子载波)三个维度上，因此在本发明中称这种技术为空时频扩展(Space-Time-Frequency Spreading：STFS)码分多址技术。

传统的基于OFDM系统的码分多址技术无需额外处理均可直接应用于多用户MIMO-OFDM系统(参考文献[1]-[5])，但这些方案最初都是针对于采用一根发射天线的OFDM系统设计的，并未针对MIMO-OFDM的特点进行优化。因此，有必要设计一种采用多根收发天线的OFDM系统的多址技术。

参考文献[1]-[5]

[1]S.Kaiser，“OFDM-CDMA versus DS-CDMA：performance evaluation for fading channels，”in Proc.IEEE International Conference on Communications (ICC’95)，vol.3，pp.1722-1726，June 1995.

[2]N.Yee，J.P.Linnartz，et al，“Multi-Carrier CDMA in Indoor Wireless Radio Networks，”IEICE Trans.Commun.，Japan，vol.E77-B，no.7，pp.900-904，July 1994.

[3]N.Maeda，Y.Kishiyama，et al，“Variable spreading factor-OFCDM with two  dimensional spreading that prioritizes time domain spreading for forward link broadband wireless

[4]Z.H.Hou and V.K.Dubey，“Exact analysis for downlink MC-CDMA in Rayleigh fading channels，”IEEE Communications Letters，vol.8，pp.90-92，2004.

[5]B.M.Popovic，“Spreading sequences for multi-carrier CDMAsystems，”IEE Colloquium on CDMA Techniques and Applications for Third Generation Mobile Systems，pp.8/1-8/6，1997.

发明内容

本发明的第一目的在于，提供将空时频扩展码分多址技术应用于多入多出正交频分复用系统的通信方法。

本发明的第二目的在于，提供采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统。

根据本发明的第一方面，采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统所采用的通信方法包括步骤：

a)利用基本耦合哈达玛码生成方法或扩展耦合哈达玛码生成方法，生成用于多个用户的地址码矩阵，即基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵，该地址码矩阵的每一列都是作为一个码字的耦合哈达玛码，该耦合哈达玛码为基本耦合哈达玛码或扩展耦合哈达玛码；

其中，所述基本耦合哈达玛码生成方法包括步骤：

生成N×N维的第一哈达玛码矩阵和N²×N²维的第二哈达玛码矩阵；

将生成的第一哈达玛码矩阵按列叠加，从而形成N²×1维的列向量；

对列向量和第二哈达玛码矩阵进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该基本耦合哈达玛码矩阵的每一列都是基本耦合哈达玛码，其中，哈达玛乘运算表示一个向量的每一元素与一个矩阵相对应的行进行相乘，N大于或等于2；

所述扩展耦合哈达玛码生成方法包括步骤：

生成L×L维的酉矩阵，其中L为正整数；

按照上述的基本耦合哈达玛码生成方法，生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵；

对生成的L×L维的酉矩阵和N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵进行直积运算，从而生成N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该扩展耦合哈达玛码矩阵的每一列都是扩展耦合哈达玛码；

b)利用一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵中的元素和所述地址码矩阵中元素的行列对应关系，确定各个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系，从而在空间、时间以及频率三个维度上分配码片，由此发送用户信号；所述分配码片具体包括：

以第u个用户为例，首先将用于第u个用户的地址码

等分成n_T个码长为P/n_T的子码，每一个子码对应一根发射天线，其中作为一个码字的地址码

是地址码矩阵的其中一列，P表示地址码的码长，n_T表示发射天线数量；

之后，基于时域扩展因子和频域扩展因子，根据等效基带信道矩阵与激活用户的地址码矩阵的各元素的行列对应关系将每个子码的码片分配到相应的时频单元上，其中，每一个子码在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，每一个子码对应一根发射天线，但是对应不同发射天线的不同子码占据的是相同的P/n_T个时频单元，而且每根天线对应的时间和频率资源是相同的，因而一个码字在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，该P/n_T个时频单元的集合被称为一个时频扩展块；

c)通过信道估计，获得等效基带信道矩阵的估计值；

d)根据接收信号和等效基带信道矩阵的估计值，利用地址码矩阵，计算用户判决统计量，从而恢复用户信号；所述计算用户判决统计量包括：

利用最小均方误差合并算法获得第u个用户的判决统计量

为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\hat{H}}^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用正交恢复合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

其中，表示

的Moore-Penrose广义逆。

或者，利用最小均方误差检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\tilde{S}\tilde{S}}^H{\hat{H}}^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用迫零检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

上述公式中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵，y为在接收端的接收信号向量；，

表示的Moore-Penrose广义逆；{·}_u表示一个矩阵“·”的第u行。

根据本发明的第二方面，提供一种通信系统，该系统包括的发射器和接收器将地址码矩阵的每一列使用为作为一个码字的耦合哈达玛码，该地址码矩阵为所述基本耦合哈达玛码矩阵或所述扩展耦合哈达玛码矩阵，该通信系统中，

发射器利用一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵中的元素和所述地址码矩阵中元素的行列对应关系，确定各个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系，从而在空间、时间以及频率三个维度上分配码片，由此发送用户信号；其中，所述分配码片具体包括：

以第u个用户为例，首先将用于第u个用户的地址码等分成n_T个码长为P/n_T的子码，每一个子码对应一根发射天线，其中作为一个码字的地址码

是地址码矩阵的其中一列，P表示地址码的码长，n_T表示发射天线数量；

之后，基于时域扩展因子和频域扩展因子，根据等效基带信道矩阵与激活用户的地址码矩阵的各元素的行列对应关系将每个子码的码片分配到相应的时频单元上，其中，每一个子码在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，每一个子码对应一根发射天线，但是对应不同发射天线的不同子码占据的是相同的P/n_T个时频单元，而且每根天线对应的时间和频率资源是相同的，因而一个码字在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，该P/n_T个时频单元的集合被称为一个时频扩展块；

接收器通过信道估计，获得等效基带信道矩阵的估计值，并且根据接收信号和等效基带信道矩阵的估计值，利用地址码矩阵，计算判决统计量，从而恢复用户信号；其中，计算判决统计量包括：

利用最小均方误差合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\hat{H}}^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用正交恢复合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

其中，

表示

的Moore-Penrose广义逆。

或者，利用最小均方误差检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\tilde{S}\tilde{S}}^H{\hat{H}}^H+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用迫零检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

上述公式中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵，y为在接收端的接收信号向量；，表示

的Moore-Penrose广义逆；{·}_u表示一个矩阵“·”的第u行；

其中，所述基本耦合哈达玛码矩阵是按照以下方法生成：

生成N×N维的第一哈达玛码矩阵和N²×N²维的第二哈达玛码矩阵；

将生成的第一哈达玛码矩阵按列叠加，从而形成N²×1维的列向量；

对列向量和第二哈达玛码矩阵进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该基本耦合哈达玛码矩阵的每一列都是基本耦合哈达玛码，其中，哈达玛乘运算表示一个向量的每一元素与一个矩阵相对应的行进行相乘，N大于或等于2；

所述扩展耦合哈达玛码矩阵是按照以下方法生成：

生成L×L维的酉矩阵，其中L为正整数；

按照上述的基本耦合哈达玛码生成方法，生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵；

对生成的L×L维的酉矩阵和N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵进行直积运算，从而生成N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该扩展耦合哈达玛码矩阵的每一列都是扩展耦合哈达玛码；

其中，该发射器包括：

数据源生成单元，用于生成用户发送信息所需的数据；

编码及映射单元，用于对数据源生成单元传送的数据进行编码及映射，获得串行数据；

串并转换单元，用于将输入的串行数据转换为并行数据；

空时频扩展单元，用于将传送的并行数据进行空时频扩展，也就是将码片分配到空间、时间和频率三个维度，形成频域信号；

IFFT单元，用于对频域信号进行反向快速傅里叶变换，获得时域信号；

插入保护间隔单元，用于在时域信号中插入保护间隔，形成发送信号；

射频单元，用于对发送信号进行发送。

本发明的有益效果是：将所发明的耦合哈达玛码应用于空时频扩展码分多址系统中能够有效地利用空间分集效应对抗无线信道衰落，降低用户间的干扰，平衡链路中各用户的性能，从而提升系统的整体性能；另外，本发明可与传统的MC-DS-CDMA、MC-CDMA和OFCDM结合使用，具有良好的兼容性。

附图说明

图1示出了生成基本耦合哈达玛码的流程图；

图2示出了生成扩展耦合哈达玛码的流程图；

图3示出了采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统的发射器1的结构图；

图4示出了依照本发明的空时频扩展单元14的具体结构图；

图5示出了依照本发明的耦合哈达玛码生成装置51的具体结构图；

图6示出了依照本发明的修改例的耦合哈达玛码生成装置51’的具体结构图；

图7示出了空时频扩展码分多址技术中码片在空间、时间和频率三维中映射关系的一个实例；

图8示出了采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统的接收器2的结构图；

图9示出了依照本发明的检测单元24的具体结构图；

图10示出了基于耦合哈达玛码的空时频扩展码分多址技术与传统多址技术的性能比较结果(U＝16)；

图11示出了基于耦合哈达玛码的空时频扩展码分多址技术与传统多址技术的性能比较结果(U＝24)；

图12示出了基于耦合哈达玛码的空时频扩展码分多址技术与传统多址技术的性能比较结果(U＝32)。

具体实施方式

下面通过实施例和附图对本发明进行详细阐述。

在说明采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统之前，将首先说明依照本发明的耦合哈达玛码及其生成方法。其中，本发明提供的耦合哈达玛码包括两种类型：第一类是基本耦合哈达玛码；第二类是扩展耦合哈达玛码。

<基本耦合哈达玛码>

依照本发明的基本耦合哈达玛码是在哈达玛码矩阵的基础上生成，由图1所示，该基本耦合哈达玛码具体生成过程如下：

(1)生成N×N维的哈达玛码矩阵A，并生成N²×N²维的哈达玛码矩阵B；

(2)将生成的哈达玛码矩阵A按列叠加，从而形成N²×1维的列向量a；

(3)对列向量a和哈达玛码矩阵B进行哈达玛乘运算，即计算

其中，1/N为归一化因子，哈达玛乘运算符“о”表示一个向量的每一元素与一个矩阵相对应的行进行相乘，即：

按照上述步骤所生成的矩阵S即为一个N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该矩阵S的每一列都是一个码长为N²的基本耦合哈达玛码。这里，N为发射天线数目的整数倍(N≥2)。

按照上述基本耦合哈达玛码生成方法，举例来说，可以生成一个4×4维(即N＝2)的基本耦合哈达玛码矩阵S如下：

$S=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ -1& 1& 1& -1\end{array}\right]$

<扩展耦合哈达玛码>

图2示出了生成扩展耦合哈达玛码的流程图。该扩展耦合哈达玛码是在基本耦合哈达玛码的生成的基础上而形成的，该扩展耦合哈达玛码的生成方法包括以下步骤：

(1)生成L×L维的酉矩阵C，其中L为正整数；

(2)生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵S′；

(3)对生成的酉矩阵C和基本耦合哈达玛码矩阵进行直积运算，即计算其中，

表示两个矩阵之间的Kronecker乘积(直积)。

按照上述步骤生成的矩阵S是一个N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该矩阵S的每一列是码长为N²L的扩展耦合哈达玛码。其中，N为发射天线数目的整数倍(且N≥2)。

按照上述扩展耦合哈达玛码生成方法，举例来说，可以生成8×8维(N＝2，L＝2)的扩展耦合哈达玛码矩阵：

令 $C=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right],$ $S^{\&prime;}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ -1& 1& 1& -1\end{array}\right],$ 则

$S=C\&CircleTimes;S^{\&prime;}=\frac{1}{2\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1\\ -1& 1& 1& -1& -1& 1& 1& -1\\ 1& 1& 1& 1& -1& -1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1& -1& 1& -1& 1\\ 1& 1& -1& -1& -1& -1& 1& 1\\ -1& 1& 1& -1& 1& -1& -1& 1\end{array}\right]$

根据上述方法生成的基本耦合哈达玛码矩阵是N²×N²维矩阵，该矩阵的每一列都是用于单个用户的码长为N²的基本耦合哈达玛码；且扩展耦合哈达玛码矩阵是N²L×N²L维矩阵，该矩阵的每一列都是用于单个用户的码长为N²L的扩展耦合哈达玛码。由上述可知，基本耦合哈达玛码实际上就是L＝1的扩展耦合哈达玛码。则扩展耦合哈达玛码矩阵在同样的N(N为发射天线数目的整数倍，且N≥2)的条件下，可以形成比基本耦合哈达玛码矩阵更多的耦合哈达玛码。

在所生成的耦合哈达玛码矩阵S(基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵)中，所有的码字之间是相互正交的，也就是耦合哈达玛码矩阵的每一列之间是相互正交的，即SS^H＝I_P(I_P为单位矩阵)。

若以s_i表示耦合哈达玛码矩阵S的第i个列，并将其等分为L个N²×1维的列向量，以s_i，j表示其中第j个向量，再令S_i，j＝mat(s_i，j)。这里，函数mat(v)的定义为：设

为n²×1维的向量，其中v₁，v₂，...，v_n为n×1维的向量，则mat(v)＝[v₁ v₂…v_n]，(·)^T表示矩阵或向量“·”的转置。

其中，等分的L个N²×1维的列向量具有如下特点：

(i＝1，2，...，P，j＝1，2，...，L)，且

(i＝1，2，...，P)，也就是说，等分的多个列向量之间也是相互正交的。α_i，j表示

的结果中I_N的系数。

由上述可知，通过N阶和N²阶两级哈达玛变换，依照本发明的耦合哈达玛码矩阵中码字之间是相互正交，可相对传统技术提供更多的理想正交的码字(每一码字都是耦合哈达玛码)，并且每个码字所等分的多个列向量之间也是相互正交，所以耦合哈达玛码可以应用于空时频扩展码分多址技术中，利用多根收发天线，有效地利用空间分集效应对抗无线信道衰落，降低用户间的干扰，平衡链路中各用户的性能，提升系统的整体性能，从而可以简单有效的应用于MIMO-OFDM系统；另外，该多址技术可与传统的MC-DS-CDMA(多载波直接序列扩频码分多址)、MC-CDMA(多载波代码码分多址)和OFCDM(正交频分与码分复用)结合使用，具有良好的兼容性。

<通信方法>

依照本发明，采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统所采用的通信方法具有步骤：

a)利用基本耦合哈达玛码生成方法或扩展耦合哈达玛码生成方法，生成用于多个用户的地址码矩阵，即基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵，该地址码矩阵的每一列都是作为一个码字的耦合哈达玛码，该耦合哈达玛码为基本耦合哈达玛码或扩展耦合哈达玛码；

b)利用一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵中的元素和所述地址码矩阵中元素的行列对应关系，确定各个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系，从而在空间、时间以及频率三个维度上分配码片，由此发送用户信号；

c)通过信道估计，获得等效基带信道矩阵的估计值；

d)根据接收信号和等效基带信道矩阵的估计值，利用地址码矩阵，计算用户判决统计量，从而恢复用户信号。

<通信系统>

根据上述通信方法，采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统包括有发射器1和接收器2。

<发射器>

图3示出了采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统的发射器1的结构图。

如图3所示，该发射器1包括数据源生成单元11、编码及映射单元12、串并转换单元13、空时频扩展单元14、IFFT单元15、插入保护间隔单元16、以及射频单元17。

数据源生成单元11用于生成用户的发送信号所对应的数据，并将数据传送至编码及映射单元12。编码及映射单元12对数据源生成单元11传送的数据进行编码及映射，获得串行数据，并传送至串并转换单元13。串并转换单元将输入的串行数据转换为并行数据，并传送至空时频扩展单元14。

空时频扩展单元14将接收的并行数据进行空时频扩展，也就是将码片分配到空间、时间和频率三个维度，形成频域信号，并传送至IFFT单元15。IFFT单元15对频域信号进行反向快速傅里叶变换，获得时域信号，并传送至插入保护间隔单元16。

插入保护间隔单元16在时域信号中插入保护间隔，形成发送信号，由射频单元17进行发送。

采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统的发射器1与现有技术不同的地方主要在于：该空时频扩展单元14采用的空时频扩展码分多址技术是将码片分配到空间、时间和频率三个维度。

<空时频扩展单元14>

下面具体描述该空时频扩展单元14的功能与结构。

图4示出了依照本发明的空时频扩展单元14的具体结构图。

如图4所示，空时频扩展单元14包括耦合哈达玛码生成装置51、分配装置52。

耦合哈达玛码生成装置51根据系统中发送天线数目n_T生成耦合哈达玛码矩阵，该耦合哈达玛码矩阵S(地址码矩阵S)可以是N²×N²维或N²L×N²L维的矩阵，该耦合哈达玛码矩阵的每一列都是耦合哈达玛码(地址码)。该N²×N²维或N²L×N²L维的耦合哈达玛码矩阵的生成原则是，N为发射天线数目的整数倍且N大于或等于2。

分配装置52根据耦合哈达玛码生成装置51生成的耦合哈达玛码(地址码)，将地址码的码片映射在空间、时间和频率三个维度上。

<耦合哈达玛码生成装置>

图5示出了依照本发明的耦合哈达玛码生成装置51的具体结构图，且图6示出了依照本发明的修改例的耦合哈达玛码生成装置51’的具体结构图。

如图5所示，耦合哈达玛码生成装置51包括哈达玛码矩阵生成设备511、列向量形成设备512、哈达玛乘法器513。

该哈达玛码矩阵生成设备511用于生成N×N维的哈达玛码矩阵A，并将其传送至列向量形成设备512；并生成N²×N²维的哈达玛码矩阵B，传送至哈达玛乘法器513。

列向量形成设备512将接收到的哈达玛码矩阵A按列叠加，从而形成N²×1维的列向量a，并将列向量a传送至哈达玛乘法器513。

哈达玛乘法器513对接收的列向量a和哈达玛码矩阵B进行哈达玛乘运算，即计算S＝aоB，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该矩阵S的每一列都是一个码长为N²的基本耦合哈达玛码。这里，N为发射天线数目的整数倍(N≥2)。

<耦合哈达玛码生成装置的修改例>

如图6所示，耦合哈达玛码生成装置51’包括酉矩阵生成设备521、哈达玛码矩阵生成设备522、列向量形成设备523、哈达玛乘法器524以及直积乘法器525。

酉矩阵生成设备521生成L×L维的酉矩阵C，并将其传送至直积乘法器525，其中L为正整数。

哈达玛码矩阵生成设备511用于生成N×N维的哈达玛码矩阵A，并将其传送至列向量形成设备512；并生成N²×N²维的哈达玛码矩阵B，传送至哈达玛乘法器513。

列向量形成设备512将接收到的哈达玛码矩阵A按列叠加，从而形成N²×1维的列向量a，并将列向量a传送至哈达玛乘法器513。

哈达玛乘法器513对接收的列向量a和哈达玛码矩阵B进行哈达玛乘运算，即计算S′＝aоB，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵S′，并将其传送至直积乘法器525，该矩阵S′的每一列都是一个码长为N²的基本耦合哈达玛码。这里，N为发射天线数目的整数倍(N≥2)。

直积乘法器525将接收的酉矩阵C和基本耦合哈达玛码矩阵S′进行直积运算，即计算

其中，

表示两个矩阵之间的Kronecker乘积(直积)。

按照上述步骤生成的矩阵S是一个N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该矩阵S的每一列是码长为N²L的扩展耦合哈达玛码。

所述耦合哈达玛码生成装置51和51’分别生成的基本耦合哈达玛码矩阵和扩展耦合哈达玛码矩阵都是依照本发明的耦合哈达玛码矩阵。该耦合哈达玛码矩阵的每一列都是一耦合哈达玛码。应注意的是，扩展耦合哈达玛码矩阵相比基本耦合哈达玛码矩阵而言，拥有更多的相互正交的耦合哈达玛码。

<分配装置52>

分配装置是将地址码的码片，也就是耦合哈达玛码的码片映射在空间、时间和频率三个维度上。

其中，空时频扩展码分多址的码片映射关系为：以第u个用户为例，分配装置52首先将用于第u个用户的地址码

(码长＝P)等分成n_T(发射天线数量)个码长为P/n_T的子码，每一个子码对应一根发射天线，其中作为一个码字的地址码

是地址码矩阵S的其中一列。

之后，分配装置52基于时域扩展因子和频域扩展因子，根据等效基带信道矩阵与激活用户的地址码矩阵的各元素的行列对应关系将每个子码的码片分配到相应的时频单元上。

其中，每一个子码在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，每一个子码对应一根发射天线，但是对应不同发射天线的不同子码占据的是相同的P/n_T个时频单元， y而且每根天线对应的时间和频率资源是相同的，因而一个码字在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，该P/n_T个时频单元的集合被称为一个时频扩展块。

应注意的是，时频单元和发射天线的排列顺序可以任意设定。并且一个码字所分成的子码的个数与发射天线的数目n_T相同。

下面具体说明一个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系。在此之前，将首先说明空时频扩展码分多址系统在一个时频扩展块内的输入输出关系。该输入输出关系可由以下数学模型表示：

$y=H\tilde{S}x+\mathrm{\&epsiv;}---\left(1\right)$

其中，

为激活用户的地址码矩阵，其为对应于激活用户的上述基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵中一部分列所组成的矩阵，U是激活的用户数；x＝[x₁ x₂…x_U]^T表示激活用户的发射符号向量，x_u表示第u个用户的发射符号；

为噪声向量，ε_k(k＝1，2，...，P/n_T)表示在第k个时频单元所对应的n_R×1维的噪声向量，n_R表示接收天线数；y_k表示第k个时频单元所对应的n_R×1维的接收向量；H表示一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵，可由下式表示：

其中，H_k表示第k个时频单元所对应的信道矩阵(k＝1，2，…，P/n_T)，H_k为n_R×n_T维的矩阵，其第n列对应第n根发射天线，n_R为接收天线的数目，n_T为发射天线的数目。

应注意的是，在一个时频扩展块内的时频单元应当使得H₁，H₂，…，

之间的相关性尽可能高，而时频单元和发射天线的排列顺序可以任意设定。

各个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系是由矩阵乘积

中H与

的各元素的行列对应关系来确定，例如：在

的第u列(即：)的码片中，与H₁，H₂，…，中的每一个H_k的第n列相乘的P/n_T个码片按时频单元的顺序排列就构成了第u个用户的第n个子码。

换句话说，矩阵H与

的元素相乘过程中，与每一个H_k的第n列相乘的且在的第u列上的元素(即码片)共P/n_T个码片形成了该第u个用户的第n个子码。该第n个子码的码片按时频单元的顺序排列在一个时频扩展块的时频单元内，该时频单元在时频扩展块中的顺序可为任意。

例如，与每一H_k的第1列相乘的、且在

的第u列

上的元素(共P/n_T个码片)形成了该第u个用户的第1个子码。该第1个子码对应第一根天线，且第1个子码的P/n_T个码片依次排列在一个时频扩展块内的第1、第2、...第P/n_T个时频单元。该

的所有子码占据相同的时频扩展块。

根据以上所述过程，分配装置52将用于第u个用户的地址码

的码片映射在空间、时间和频率三个维度上。

图7示出了空时频扩展码分多址技术中码片在空间、时间和频率三维中映射关系的一个实例。

如图7所示，发射天线数为n_T＝4，用于第u个用户的地址码的码长为P＝32，时域扩展因子为2，频域扩展因子为4。

图中每一个小方框表示对应于一根发射天线上的一个时频单元，小方框里的序号(1、2...32)表示其所对应码片在码字中的编号。根据等效基带信道矩阵H和激活用户的地址码矩阵相乘

相乘时，两矩阵的各元素行列对应关系，对应于发射天线1(对应H₁、H₂、...、H₈的第1列)的码片是地址码中的第1、5、9、13、17、21、25、29个码片，该8个码片构成了地址码的一个子码(图7中的第一个大方框)。同时，该8个码片占据了8个时频单元。其中，

第k个时频单元对应编号为4k-3、4k-2、4k-1和4k的4个码片(k＝1，2，…，8)，4个码片对应不同的天线且分别从第1、2、3和4根发射天线发送出去。以H₁为例，H₁表示第1个时频单元所对应的等效基带信道矩阵，H₁的第1、2、3、4列分别对应第1、2、3、4根发射天线，则根据上述两矩阵的各元素行列对应关系，相对应的的编号为1、2、3、4的4个码片在该4根发射天线上发送。

同理，图7中第一、二、三、四个大方框中各自的8个码片分别构成了地址码

的4个子码。由于发射天线的排列顺序可以任意设置，则子码可对应任一天线。同时，由于该4个大方框对应的时间和频率资源是相同的，则该4个子码占据相同的8个时频单元。该8个时频单元的集合即为一个时频扩展块。

<接收器>

图8示出了采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统的接收器2的结构图。

如图8所示，该接收器2包括射频单元21、去除保护间隔单元22、FFT单元23、检测单元24、并串转换单元25、译码及解映射单元26、以及数据输出单元27。

该接收器2利用多根接收天线接收到接收信号，经过射频单元21处理后转化为基带信号，射频单元21将该基带信号传送至去除保护间隔单元22。

去除保护间隔单元22去除该基带信号的保护间隔后，作为时域信号传送至FFT单元23。

FFT单元23对接收的该时域信号进行快速傅里叶变换，获得频域信号，并将其传送至检测单元24。

检测单元24利用信道状态信息，获得用户的判决统计量、恢复用户数据，并传送至并串转换单元25。

并串转换单元25将作为并行数据的用户数据转换为串行数据，并传送至译码及解映射单元26。

译码及解映射单元26对接收的串行数据进行译码及解映射，之后由数据输出单元27输出。

图9示出了依照本发明的检测单元24的具体结构图。

如图9所示，该检测单元24包括获取信道状态信息单元241、计算判决统计量单元242、以及硬判决单元243。

获取信道状态信息单元241可采用任意适用于MIMO-OFDM系统的信道估计方法，获取信道状态信息，即：通过信道估计得到等效基带信道矩阵H的估计值(记为)。

计算判决统计量单元242利用估计值

计算用户的判决统计量。此时计算过程分为两种情况：

情形(1)接收端的每个用户只知道自己的地址码

而不知道系统中其他激活用户的地址码；

情形(2)接收端的每个用户不仅知道自己的地址码

并知道系统中其他激活用户的地址码。

在第一种情形中，计算判决统计量单元242可以采用最小均方误差合并(MMSEC)或正交恢复合并(ORC)算法来计算判决统计量。

利用最小均方误差合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y---\left(2\right)$

其中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵，y为上述公式(1)中空时频扩展码分多址系统在一个时频扩展块内的输入输出关系中的输出，也就是在接收端的接收信号向量。

利用正交恢复合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

其中，

表示

的Moore-Penrose广义逆。

在第二种情形中，所有激活用户采用的地址码在接收端是已知的，因此可利用最小均方误差检测算法或迫零检测算法来计算判决统计量。

利用最小均方误差检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\tilde{S}\tilde{S}}^H{\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y---\left(4\right)$

利用迫零检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

其中，{·}_u表示一个矩阵“·”的第u行。

硬判决单元243对计算判决统计量单元242获得的用户判决统计量

进行硬判决，恢复用户数据，并将结果输出。

值得注意的是，如果译码及解映射单元26所采用的译码算法需要输入软信息，本发明的检测单元24也可以将判决统计量

作为软信息输出至译码及解映射单元26。

图10～图12示出了基于耦合哈达玛码的空时频扩展码分多址技术(简称：CHC-STFS)与传统的多址技术的三组性能比较结果示意图。其中纵坐标为SER(误符号率)，横坐标为SNR(信噪比)。

基本的仿真参数为：载频为3.5GHz，带宽为20.3MHz，n_T＝n_R＝4，子载波数为1024，保护时间为226个抽样间隔，信道为典型的6径城市信道模型，移动速度为50公里/小时，QPSK调制，系统的最大用户数为32，时域扩展因子为1，频域扩展因子为8，且图10～图12中的激活用户数目分别为U＝16、24和32，所采用的耦合哈达玛码为N＝4、L＝2的扩展耦合哈达玛码，检测算法为最小均方误差合并算法。

由图可知，仿真结果证明采用所发明的耦合哈达玛码的空时频扩展码分多址系统的性能要优于采用传统的沃什码(Walsh codes)的空时频扩展码分多址系统(STFS)和MC-CDMA系统。

由上述可知，本发明将耦合哈达玛码应用于空时频扩展码分多址系统中能够有效地利用空间分集效应对抗无线信道衰落，降低用户间的干扰，平衡链路中各用户的性能，从而提升系统的整体性能；另外，本发明可与传统的MC-DS-CDMA、MC-CDMA和OFCDM结合使用，具有良好的兼容性。

Claims (13)

1.一种采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用系统所采用的通信方法，其特征在于包括步骤：

a)利用基本耦合哈达玛码生成方法或扩展耦合哈达玛码生成方法，生成用于多个用户的地址码矩阵，即基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵，该地址码矩阵的每一列都是作为一个码字的耦合哈达玛码，该耦合哈达玛码为基本耦合哈达玛码或扩展耦合哈达玛码；

其中，所述基本耦合哈达玛码生成方法包括步骤：

生成N×N维的第一哈达玛码矩阵和N²×N²维的第二哈达玛码矩阵；

将生成的第一哈达玛码矩阵按列叠加，从而形成N²×1维的列向量；

对列向量和第二哈达玛码矩阵进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该基本耦合哈达玛码矩阵的每一列都是基本耦合哈达玛码，其中，哈达玛乘运算表示一个向量的每一元素与一个矩阵相对应的行进行相乘，N大于或等于2；

所述扩展耦合哈达玛码生成方法包括步骤：

生成L×L维的酉矩阵，其中L为正整数；

按照上述的基本耦合哈达玛码生成方法，生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵；

对生成的L×L维的酉矩阵和N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵进行直积运算，从而生成N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该扩展耦合哈达玛码矩阵的每一列都是扩展耦合哈达玛码；

b)利用一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵中的元素和所述地址码矩阵中元素的行列对应关系，确定各个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系，从而在空间、时间以及频率三个维度上分配码片，由此发送用户信号；所述分配码片过程具体包括：

以第u个用户为例，首先将用于第u个用户的地址码等分成n_T个码长为P/n_T的子码，每一个子码对应一根发射天线，其中作为一个码字的地址码

是地址码矩阵的其中一列，P表示地址码的码长，n_T表示发射天线数量；

之后，基于时域扩展因子和频域扩展因子，根据等效基带信道矩阵与激活用户的地址码矩阵的各元素的行列对应关系将每个子码的码片分配到相应的时频单元上，其中，每一个子码在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，每一个子码对应一根发射天线，但是对应不同发射天线的不同子码占据的是相同的P/n_T个时频单元，而且每根天线对应的时间和频率资源是相同的，因而一个码字在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，该P/n_T个时频单元的集合被称为一个时频扩展块；

c)通过信道估计，获得等效基带信道矩阵的估计值

d)根据接收信号和等效基带信道矩阵的估计值

利用地址码矩阵，计算用户判决统计量，从而恢复用户信号；所述计算用户判决统计量包括：

利用最小均方误差合并算法获得第u个用户的判决统计量

为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用正交恢复合并算法获得第u个用户的判决统计量

为：

其中，

表示

的Moore-Penrose广义逆；

或者，利用最小均方误差检测算法获得第u个用户的判决统计量

为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\tilde{S}\tilde{S}}^H{\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用迫零检测算法获得第u个用户的判决统计量

为：

上述公式中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵，y为在接收端的接收信号向量；，表示

的Moore-Penrose广义逆；{·}_u表示一个矩阵“·”的第u行。

2.一种采用空时频扩展码分多址技术的多入多出正交频分复用通信系统，该系统包括的发射器和接收器将地址码矩阵的每一列使用为作为一个码字的耦合哈达玛码，该地址码矩阵为基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵，其特征在于，发射器利用一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵中的元素和所述地址码矩阵中元素的行列对应关系，确定各个码字的子码以及子码的码片与发射天线和时频单元的对应关系，从而在空间、时间以及频率三个维度上分配码片，由此发送用户信号；其中，所述分配码片具体包括：

以第u个用户为例，首先将用于第u个用户的地址码

等分成n_T个码长为P/n_T的子码，每一个子码对应一根发射天线，其中作为一个码字的地址码

是地址码矩阵的其中一列，P表示地址码的码长，n_T表示发射天线数量；

之后，基于时域扩展因子和频域扩展因子，根据等效基带信道矩阵与激活用户的地址码矩阵的各元素的行列对应关系将每个子码的码片分配到相应的时频单元上，其中，每一个子码在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，每一个子码对应一根发射天线，但是对应不同发射天线的不同子码占据的是相同的P/n_T个时频单元，而且每根天线对应的时间和频率资源是相同的，因而一个码字在时频域中占据的时频单元数量为P/n_T，该P/n_T个时频单元的集合被称为一个时频扩展块；

接收器通过信道估计，获得等效基带信道矩阵的估计值

并且根据接收信号和等效基带信道矩阵的估计值利用地址码矩阵，计算判决统计量，从而恢复用户信号；其中，计算判决统计量包括：

利用最小均方误差合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用正交恢复合并算法获得第u个用户的判决统计量为：

其中，表示

的Moore-Penrose广义逆；

或者，利用最小均方误差检测算法获得第u个用户的判决统计量

为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\tilde{S}\tilde{S}}^H{\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y$

或者，利用迫零检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

上述公式中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵，y为在接收端的接收信号向量；，

表示

的Moore-Penrose广义逆；{·}_u表示一个矩阵“·”的第u行；

其中，所述基本耦合哈达玛码矩阵是按照以下方法生成：

生成N×N维的第一哈达玛码矩阵和N²×N²维的第二哈达玛码矩阵；

将生成的第一哈达玛码矩阵按列叠加，从而形成N²×1维的列向量；

对列向量和第二哈达玛码矩阵进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵，该基本耦合哈达玛码矩阵的每一列都是基本耦合哈达玛码，其中，哈达玛乘运算表示一个向量的每一元素与一个矩阵相对应的行进行相乘，N大于或等于2；

所述扩展耦合哈达玛码矩阵是按照以下方法生成：

生成L×L维的酉矩阵，其中L为正整数；

按照上述的基本耦合哈达玛码生成方法，生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵；

对生成的L×L维的酉矩阵和N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵进行直积运算，从而生成N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该扩展耦合哈达玛码矩阵的每一列都是扩展耦合哈达玛码；

其中，该发射器包括：

数据源生成单元，用于生成用户发送信息所需的数据；

编码及映射单元，用于对数据源生成单元传送的数据进行编码及映射，获得串行数据；

串并转换单元，用于将输入的串行数据转换为并行数据；

空时频扩展单元，用于将传送的并行数据进行空时频扩展，也就是将码片分配到空间、时间和频率三个维度，形成频域信号；

IFFT单元，用于对频域信号进行反向快速傅里叶变换，获得时域信号；

插入保护间隔单元，用于在时域信号中插入保护间隔，形成发送信号；

射频单元，用于对发送信号进行发送。

3.如权利要求2所述的通信系统，其特征在于，该空时频扩展单元包括：

耦合哈达玛码生成装置，用于根据系统中发送天线数目生成N²×N²维或N²L×N²L维的耦合哈达玛码矩阵S，即地址码矩阵S，该耦合哈达玛码矩阵的每一列都是耦合哈达玛码，即一个码字，该N为发射天线数目的整数倍，且N大于或等于2；

分配装置，用于利用地址码，根据等效基带信道矩阵与激活用户的地址码矩阵的各元素的行列对应关系，确定地址码的码片分别构成多个子码，从而将子码的码片分配到相应的时频单元上，该子码的个数与发射天线的数目相对应，该发射天线的排列顺序为任意设置，该子码占据的所有时频单元共同构成一个时频扩展块，由此将地址码的码片映射在空间、时间和频率三个维度上。

4.如权利要求3所述的通信系统，其特征在于，该耦合哈达玛码生成装置包括：

哈达玛码矩阵生成设备，用于生成N×N维的第一哈达玛码矩阵，并生成N²×N²维的第二哈达玛码矩阵；

列向量形成设备，用于将接收到的第一哈达玛码矩阵按列叠加，从而形成N²×1维的列向量；

哈达玛乘法器，用于对接收的列向量和第二哈达玛码矩阵进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵。

5.如权利要求3所述的通信系统，其特征在于，该耦合哈达玛码生成装置包括：

酉矩阵生成设备，用于生成L×L维的酉矩阵，其中L为正整数；

哈达玛码矩阵生成设备，用于生成N×N维的第一哈达玛码矩阵，并生成N²×N²维的第二哈达玛码矩阵；

列向量形成设备，用于将接收到的第一哈达玛码矩阵按列叠加，从而形成N²×1维的列向量；

哈达玛乘法器，用于对接收的列向量和第二哈达玛码矩阵进行哈达玛乘运算，从而生成N²×N²维的基本耦合哈达玛码矩阵；

直积乘法器，用于将接收的酉矩阵和基本耦合哈达玛码矩阵进行直积运算，从而生成N²L×N²L维的扩展耦合哈达玛码矩阵，该扩展耦合哈达玛码矩阵的每一列是码长为N²L的耦合哈达玛码。

6.如权利要求3所述的通信系统，其特征在于，该通信系统在所述一个时频扩展块内的输入输出关系为，

$y=H\tilde{S}x+\mathrm{\&epsiv;}$

其中，为激活用户的地址码矩阵，其为对应于激活用户的上述基本耦合哈达玛码矩阵或扩展耦合哈达玛码矩阵中一部分列所组成的矩阵，ε为噪声向量，H表示一个时频扩展块内的等效基带信道矩阵，y为空时频扩展码分多址系统在一个时频扩展块内的输出，即接收端的接收向量。

7.如权利要求6所述的通信系统，其特征在于，所述接收器包括：

射频单元，用于将接收信号转化为基带信号；

去除保护间隔单元，用于去除该基带信号的保护间隔后，作为时域信号输出；

FFT单元，用于对接收的该时域信号进行快速傅里叶变换，获得频域信号并输出；

检测单元，用于根据FFT单元的输出，利用信道状态信息，获得用户的判决统计量，恢复用户数据并作为并行数据输出；

并串转换单元，用于将作为并行数据的用户数据转换为串行数据；

译码及解映射单元，用于对接收的串行数据进行译码及解映射；

数据输出单元，用于将译码及解映射单元获得的结果进行输出。

8.如权利要求7所述的通信系统，其特征在于，所述检测单元包括：

获取信道状态信息单元，采用任意适用于MIMO-OFDM系统的信道估计方法，获取信道状态信息，即，通过信道估计得到等效基带信道矩阵H的估计值

计算判决统计量单元，用于利用估计值计算用户的判决统计量；

硬判决单元，用于对计算判决统计量单元获得的用户判决统计量

进行硬判决，恢复用户数据，并将结果输出。

9.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于，计算判决统计量单元利用最小均方误差合并算法获得第u个用户的判决统计量

为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y$

其中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵。

10.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于，计算判决统计量单元利用正交恢复合并算法获得第u个用户的判决统计量

为：

其中，

表示

的Moore-Penrose广义逆。

11.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于，计算判决统计量单元利用最小均方误差检测算法获得第u个用户的判决统计量

为：

${\hat{x}}_u={\tilde{s}}_u^H{\hat{H}}^H{({\hat{H}\tilde{S}\tilde{S}}^H{\hat{H}}^H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}y$

其中，σ²表示从每个接收天线上引入的噪声的方差，I为单位矩阵。

12.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于，计算判决统计量单元利用迫零检测算法获得第u个用户的判决统计量为：

其中，表示的Moore-Penrose广义逆，{·}_u表示一个矩阵的第u行。

13.如权利要求8所述的通信系统，其特征在于，该计算判决统计量单元进一步将判决统计量作为软信息输出至译码及解映射单元，用于译码。

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