KR101107631B1

KR101107631B1 - 다중입출력 채널상의 코드분할다중접속 통신을 위한 송출

Info

Publication number: KR101107631B1
Application number: KR1020067024372A
Authority: KR
Inventors: 라파앨르 삐쏘즈; 앙?B느 뻬르때
Original assignee: 프랑스 텔레콤
Priority date: 2004-04-22
Filing date: 2005-04-21
Publication date: 2012-01-25
Also published as: CN1973474A; CN1973474B; ATE372002T1; JP2007534246A; US7885316B2; DE602004008579T2; DE602004008579D1; KR20070038958A; WO2005114888A1; JP4809328B2; ES2293180T3; EP1589686A1; EP1589686B1; WO2005114888A8; US20070206662A1

Abstract

본 발명은 복수의 송신안테나와 복수의 수신안테나를 사용하여 주파수 선택형 채널 상으로 디지털 데이터를 전송하는 복수의 사용자를 위한 송신 방법에 관한 것으로서, 상기 방법은 코딩되고 인터리빙된 데이터 (d[n])에 대해 K개의 채널로의 역다중화(105) 및 역다중화된 데이터의 변조(107) 단계, 및 N×K 발생기 행렬 (W,W _n )에 의해 규정된 내부선형코딩(108) 단계를 적용하며, 이 경우 K는 송신안테나의 개수 T보다 확실히 크고, N은 T보다 확실히 크며, 또한 상기 내부 코딩은 변조된 데이터의 K차원 벡터에 적용되는 것을 특징으로 한다. 본 발명은 또한 상기 방법을 구현하기 위한 송신 시스템에 관한 것이다.

다중입출력 채널, 주파수 선택형 채널, 내부선형코딩, 인터리빙, 역다중화, 발생기 행렬

Description

다중입출력 채널상의 코드분할다중접속 통신을 위한 송출{EMISSION FOR CDMA COMMUNICATIONS SYSTEMS ON THE MIMO CHANNEL}

본 발명은 디지털 통신 분야에 관한 것이다. 본 발명은 스펙트럼 효율을 최대화하기 위해서 주파수 선택형 다중입출력(MIMO:Multi Input Multi Output) 채널 상에서의 디지털 데이터의 경로정하기(routing) 방법에 관한 것이다.

송신

안테나 기술의 출현에 따라, 다양한 다중접속 기법(시분할 다중 접속(TDMA), 코드 분할 다중 접속(CDMA) 및 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA))에 기초한 통신 모델들이 다중입출력 채널을 포함하기 위해 체계적으로 검토되고 있다. 스펙트럼 효율을 향상시키기 위해서, 시스템은 과부하 조건하에서, 즉, 검출시에 복수의 사용자를 분리시킬 수 있는 가능성을 유지함과 동시에 가용 자원(별개의 시간 슬롯 또는 주파수 슬롯 및/또는 직교 확산 코드의 관점에서)보다 많게 복수의 사용자들을 선택하는 상태에서 추가적으로 연구되어야 한다(예를 들어 참조문헌 [1] 참조).

[1] 에이치. 사리(H. Sari ), 에프. 반하베르베케 (F. Vanhaverbeke ), 엠. 모에네클래이(M. Moeneclaey ), "복수 사용자 및 단일 사용자 통신에서의 채널 과부하(Channel Overloading in Multiuser and Single User Communications )", ref .

최근의 이론적 연구는 송신을 위한 복수의 안테나(T개의 안테나) 및 수신을 위한 복수의 안테나(R개의 안테나)의 잠재성을 탐구해 왔으며, 또한 용량의 상당한 잠재적인 증가를 조명해왔다. 다중입출력 전송에 적응된 공간-시간 코딩 방안 중에서, 용량이 min(T, R)(에르고딕(ergodic)적인 경우)에 따라 선형적으로 증가하는 블래스트(BLAST:Bell Lab Layered Space Time) 기술(참조문헌 [2], 아래 참조)만이 상당히 높은 비트율을 지원할 수 있다.

[2] 지.제이. 포쉬니 (G.J. Foschini ), "복수의 안테나를 사용할 때 페이딩 환경에서의 무선통신을 위한 계층화된 공간-시간 구조( Layered Space - Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas )", Bell Lab Tech . J., vol .2, no .2, pp .41-59, 1996.

도 1을 참조하면, 다양한 송신 층 상으로의 데이터에 대한 단순한 공간적 역다중화 V-블래스트(V-BLAST:Vertical Bell Lab Layered Space Time) 기술에 상당하는 송신(100)에서의 블래스트 개념은 임의적인 유형의 변조 방안(스펙트럼 확산을 구비하거나 또는 구비하지 않는 다중 반송파(multi carrier), 단일 반송파(single carrier))을 확립하고, 비트 인터리빙(bit interleaving)(STBICM 인터리빙된 코딩된 변조)이 후속되는 외부 채널(300)의 코딩과 결합될 수 있다.

따라서, 각각의 층에서 특정 혼합화(scrambling) 코드를 사용하는 STBICM 형 송신 모델이 예를 들어 참조문헌 [3](아래 참조)에 개시되어 있다. 확산이 주파수 영역에서 이루어질 때 다중반송파 코드분할다중접속(MC-CDMA)을 가지고 정규적인 분석이 행해질 수 있다.

도 1에는 수신(200)도 표시되었다.

참조문헌 [3] 디.엘. 쉴링 (D.L. Shilling ), "확산 스펙트럼을 위한 효율적인 음영 감소 안테나 시스템( Efficient Shadow Reduction Antenna System for Spread Spectrum)", 미국 특허 제6 128 330호, 2000년 10월

본 발명의 제1측면은 특허청구범위 제1항 내지 제21항 중 어느 한 항에 따른 송신 방법을 제안한다.

본 발명의 제2측면은 특허청구범위 제22항 내지 제25항 중 어느 한 항에 따른 송신 시스템을 제안한다.

본 발명의 목적은 송신시에 채널상태정보(CSI)가 없을 경우를 가정하여 T개의 송신안테나와 R개의 수신안테나를 사용해서 주파수 선택형 다중입출력 송신 채널의 스펙트럼 효율을 증가시키는 한편 유해한 효과를 제거하고자 하는 목적을 가지고 단순한 메커니즘과 기법의 조합을 기초로 한 공간-시간 코딩 방법을 제안하는 것이다.

본 발명의 주요 목적들은 추가적으로

ㆍ채널 교정기 코딩 및 외부 인터리빙(interleaving) 방법을 포함하는 송신 공간-시간 코딩 방법;

ㆍ부호 코딩되고 인터리빙된 데이터로 된 K>T인 별개의 스트림을 생성하기 위한 역다중화 코딩된 데이터에 기초한 송신 공간-시간 코딩 방안;

ㆍ길이 N 또는 N/T인 직교 코드들에서 제한된 자원을 이용하는 공간-시간 또는 공간-주파수 내부선형코딩(또는 확산)에 기초한 송신 공간-시간 코딩 방안, 포화상태를 넘어서는 시스템의 동작이 스펙트럼 효율을 증가시킬 목적으로 시도되도록 이 코드들이 재사용된다.;

ㆍ코딩되고, 변조되며, T개의 별개인 송신안테나 상으로 공간적으로 그리고 시간적으로 확산된 데이터의 다중화;

ㆍ 그 스펙트럼 효율이 전파 조건에 매우 근접하도록 적응될 수 있는 송신 공간-시간 코딩 방법들이다.

특히, 본 발명은 다중안테나간섭(MAI:multi antenna interference) 및 심볼간간섭(ISI:inter symbol interference)가 없을 경우에 K명의 사용자를 갖는 다중 접속 모델을 수신시에 재구성할 때 칩에 영향을 미치는 잡음의 샘플의 시간적인 비상관성을 보장하는 수단을 포함하는 송신 시스템을 제안하며, 상기 수단은 다중입출력 채널 상으로의 전송 이전에, 칩 인터리빙이 후속되는 주기적 내부선형코딩 또는 비주기적 내부선형코딩으로 이루어진다. 비록 칩 인터리빙이 비주기적 내부선형코딩에 대해 필수적이지는 않지만 칩 인터리빙이 여전히 선택 사양이라는 것을 주목해야 한다.

도 1은 주파수 선택형 다중입출력 채널에 적용된 V-블래스트 기법의 개념을 도시한다.

도 2는 디지털 정보의 외부 채널 코딩, 인터리빙 및 K개의 스트림으로의 역다중화의 일반적인 방법을 도시한다.

도 3은 T개의 송신안테나로의 다중화가 후속되는 공간-시간(또는 공간-주파수) 내부선형코딩(또는 확산)의 프로세스를 도시한다.

도 4는 단일 채널로의 다중화, 칩 레벨 인터리빙 및 T개의 송신안테나 상으로의 역다중화가 후속되는 공간-시간(또는 공간-주파수) 내부선형코딩(또는 확산) 방법을 도시한다.

도 5는 디지털 정보의 외부 채널 코딩, 인터리빙, 및 U개의 스트림으로의 제2 역다중화(코드 역다중화)가 후속되는 T개의 스트림으로의 제1 역다중화(공간 역다중화)의 일반적인 방법을 도시한다.

도 6은 통합이동통신시스템(UMTS:Universal Mobile Telecommunications System) 고속하향패킷접속(HSDPA:high speed downlink packet access) 모드와 양립 가능한, 내부선형코딩(또는 확산) 및 각 안테나에서의 독립적인 다중화의 시간(또는 주파수) 방법을 도시한다.

도 7은 통합이동통신시스템 고속하향패킷접속 모드와 양립 가능한, 단일 스트림으로의 다중화, 칩 레벨로의 인터리빙 및 T개의 송신안테나 상으로의 역다중화가 후속되는, 시간(주파수) 내부선형코딩(또는 확산) 및 각 안테나에서의 독립적인 다중화의 방법을 도시한다.

도 8은 다중 반송파 변조를 구현하기 위해 통상 사용되는, 푸리에 기반에서 주파수 선택형 다중입출력의 분해에 의해 획득되는 평탄 에르고딕 또는 블록 페이딩 등가 채널을 도시한다.

본 발명의 다른 특징과 장점들은 첨부된 도면을 참조하는 이하의 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.

1. 송신기의 일반적인 구조

본 발명은 복수의 송신안테나 및 복수의 수신안테나의 사용에 따라 달라지며 또한 확산 스펙트럼 변조의 사용에 따라 달라지는 높은 스펙트럼 효율 및 높은 적응성 용량을 갖는 변조/코딩 방안에 관한 것이다. 본 발명은 송신 채널상태정보는 없고 수신 채널상태정보는 완전히 있다고 가정하는 경우의 해결책에 관한 것이다.

1.1 데이터의 외부코딩

가용 디지털 데이터는 수집되어 송신 디지털 데이터의 소스를 구성하는 K ₀ 비트의 메시지 m으로 그룹화(101)된다. 임의의 메시지 m에 대해, N ₀ ×K ₀ 발생기 행렬 G ₀를 구비하고 F₂ 상에 구성된 선형 외부 코드 C₀는 행렬식

v = G ₀ m

에 의해 규정된 길이 N ₀ 비트인 부호워드 v를 할당하여 외부코딩(102)한다.

외부코딩 수율은 다음과 같다.

부호워드의 길이 N ₀ 는 식

N ₀ =K×L×q

에 의해 시스템의 여러 변수에 연결되며, 여기서 K는 전체 사용자 수를 나타내고, L은 패킷의 길이(부호 시간으로)를 나타내며, q는 변조 부호당 비트수를 나타낸다. 코드는 임의의 유형일 수 있으며, 예를 들어 돌림형 부호(convolutional code), 터보 코드(turbocode), 엘디피씨(LDPC:Low-density parity check) 부호 등일 수 있다. 다중 접속 유형 구성에서, 메시지 m는 상이한 소스로부터의 복수의 다중화 메시지로 구성된다. 코딩은 각각의 구성 요소 메시지에 독립적으로 이루어진다. 부호워드 v는 생성된 다양한 코드 워드의 연쇄로부터 얻어진다.

1.2 비트 인터리빙

다중화(103) 이후에, 부호워드 v는 (비트 레벨로 동작하면서 적절한 경우에 특정 구조를 갖는) 비트 인터리빙(104) 수단으로 송신된다. 다중 접속식 구성에서, 인터리빙은 순차적으로 위치된 다양한 부호워드에 대해 하나씩 이루어진다. 이러한 비트 인터리빙(104) 수단의 출력은 정수로 지칭되는 q비트의 KL 세트로 분배된다.

1.3 역다중화 및 변조

K는 T보다 확실히 크고 임의로 선택되는 상태에서, 정수 스트림은 K개의 별개인 채널 상으로의 역다중화(105)의 프로세스 하에 놓여 진다. 이러한 동작으로부터의 출력은 정수들로 된 K×L 행렬 D이다. 이 행렬 D의

의 L개의 칼럼은 다음과 같은 구조

를 가지며, 여기서, 구성 정수

들은

와 같은 구조를 갖는다.

그런 다음, 도 3을 참조하면, 행렬 D의 정수 들은 변조 데이터로 개별적으로 변조(107)되며, 또한 본 명세서에서는 보다 구체적으로는 변조 테이블

을 통해

개의 원소를 갖는 컨스텔레이션(constellation)

의 복소 부호

로 변조된다. 이러한 동작은 정수 행렬 D를 K×L 복소 행렬 S로 변환시키며, 또한 여기에서 L개의 열

은 다음과 같이 구조화된다.

다음과 같이 역 관계를 구체화하는 것이 유용하다.

1.4 내부선형코딩 (또는 확산) 전략

송신기의 구조에 영향을 미칠 수 있으며 또한 수신시에 선형 선단의 특성에 영향을 미칠 수 있는, 복소수들로 된 본체 상으로의 내부선형코딩(또는 확산)을 규정하는 발생기 행렬 W의 정의에 대한 몇 가지 선택 사양은,

ㆍ각각의 부호 시간에 W가 재사용되는 주기적 확산(또는 내부 코딩).주기적 확산은 등화(equalization) 이후에 다중 접속 시스템을 재구성할 때 칩에 영향을 미치는 잡음 샘플들의 시간적인 비상관성(decorrelation)을 보장하기 위해, 다중입출력 채널 상으로의 칩 인터리빙이 전송 이전에 적용되어야 한다; 또는

ㆍW가 부호 시간에 따라 명시적으로 달라지는 비주기적 확산(또는 내부 코딩). 비주기적인 확산은 등화 이후에 다중 접속 시스템이 재구성될 때 칩에 영향을 미치는 잡음 샘플들의 시간적인 비상관성을 보장한다. 칩 인터리빙은 더 이상 필수가 아닌 선택 사양으로 남는다.

또한, 확산이 모든 안테나에 대해 하나의 블록에서 수행되면 확산은 공간-시간 확산(또는 공간-주파수 확산)일 수 있으며, 또는 확산이 각각의 안테나에 대해 독립적으로 달성되면 확산은 오직 시간(또는 주파수) 확산일 수 있다.

그러므로, 4개의 주요 유형의 내부 선형 코드는,

ㆍ비주기적인 공간-시간(또는 공간-주파수) 내부선형코딩(또는 확산);

ㆍ비주기적인 시간(또는 주파수) 내부선형코딩(또는 확산);

ㆍ주기적인 공간-시간(또는 공간-주파수) 내부선형코딩(또는 확산);

ㆍ주기적인 시간(또는 주파수) 내부선형코딩(또는 확산)일 것이다.

1.5 칩 인터리빙이 없는 비주기적인 공간-시간(또는 공간-주파수) 확산(또는 내부선형코딩)

도 3을 참조하면, 여기에서 비주기적인 공간-시간(공간-주파수) 확산이 가정된다. 공간-시간(공간-주파수) 확산은

인, N×K 내부 코딩 행렬 W _n 에 의해 각각의 행렬 S에 대해 달성된다. 시스템의 내부 코딩 수율(또는 부하)은

이다.

부호 벡터 s[n]에 내부 코딩 행렬 W를 곱하면 벡터

이 얻어진다.

이러한 상관성은 또한 행렬 레벨

로 기재될 수도 있다.

칩 벡터

는 T개의 별개인 칩 스트림(각각의 송신안테나당 하나씩)으로 다중화된다. 이러한 동작의 효과는 N×K 칩 행렬 Z

를 T×LS _F 칩 행렬 X

로 변환시키며,

로 정의되는 행렬의 열들은 다중입출력 채널의 입력을 구성한다.

길이 N인 N개의 직교 코드들이 내부 코딩 행렬 W _n 을 구성하기 위해 사용 가능하다. 시스템은

K > N

되는 즉시 과부하된다.

K를 N으로 다항 나눗셈한 결과인

K =AN + B

를 고려하자.

그에 따라, K개의 사용자는 N명의 사용자로 구성된 A개의 포화 그룹과 B명의 사용자로 구성된 하나의 비포화 그룹으로 분할된다. 우리는 구조적으로 식

을 만족시키는 N개의 직교 코드(예를 들어, 하다마드(Hadamard) 행렬)로 형성된 확산 코드의 단위 그룹을 표시하는 N×N 행렬

과

에서 무작위로 뽑아낸 B개의 열로 구성된 절단 형태

을 설정한다.

마찬가지로,

이다.

대각 원소들이 의사 무작위(pseudo-random)로 뽑아낸 정규화된 직교위상편이변조(QPSK:quadrature phase shift keying) 칩들인 N×N 대각 행렬은 사용자

의 포화 그룹을 위한 혼합화 행렬로 지칭되며,

라고 기재된다.

마찬가지로, B명의 사용자로 된 비포화 그룹을 위한 N×N 혼합화 행렬은

로 지칭된다.

그러므로,

와 같은 내부 코딩 행렬 W n을 형성하기 위해서 혼합화 행렬이 확산 행렬에 적용할 때, 이러한 혼합화 행렬은 (혼합화 코드를 사용해서) 다양한 안테나 상으로 송신되는 칩 스트림의 비상관성을 보장하는 것을 가능하게 할 것이다.

내부 코딩 행렬 W n은 항상

로 기재될 수 있다.

1.6 칩 인터리빙이 없는 각각의 송신 안테나를 위한 독립적이고 비주기적인 시간(또는 주파수) 확산 (재사용 원리)

도 6을 참조하여 기술되는 통합이동통신시스템(UMTS) 표준의 고속하향패킷접속(HSDPA) 모드와 양립 가능한 본 발명의 이러한 상이한 변형예에서 길이

인

직교 코드가 있다. 변수 N은 항상 T의 배수이다.

코드는 각각의 송신 안테나를 위해 재사용된다(이것이 코드 재사용 원리이다). 각각의 안테나에 대해 독립적으로 이루어지는 확산은 시간 확산 또는 주파수 확산이다. 이로 인해 K도 T의 배수이다.

본 발명에 따른 이러한 비제한적인 조건들은 내부 코딩 수율(부하)에 대한 새로운 표현으로 귀결된다.

내부 코딩 행렬 W n

은 블록 대각 구조를 가지며, 내부 코딩 행렬의 블록

은 차수

을 갖는 안테나(t)와 연관된다.

도 6을 참조하면, 시간 n에 송신된 (외부코딩(102)되고 비트 인터리빙(104)된 이후에 역다중화(105)된) 정수 벡터

는

라는 특별한 구조를 가지며, 여기서 부호 벡터

는

와 같이 규정된다.

도 6을 참조하면, 이러한 다중화된 데이터

의 변조(107)는 시간 n에서 송신된

라는 특별한 구조를 갖는 부호들의 벡터를 산출하며, 여기서 부호 벡터

는

로 정의된다.

부호 벡터 s[n]의 내부 코딩 행렬 W _n 에 의한 곱(108)은 벡터

를 생성하며,

라는 특별한 구조도 갖는데, 여기서 칩 벡터

는

와 같이 정의된다.

그러면, 각각의 안테나(t)에 대해, 칩 벡터

는 이와 연관된 송신 안테나(t)상으로 다중화(109-t)된다.

이러한 송신의 변형예에서, 공간적인 다양성의 회복은 외부 코드 G₀(102에서의) 및 외부 비트 인터리빙(104)을 통해 이루어진다는 것을 알 수 있을 것이다. 확산 코드의 길이에 따라 증가하는 것으로 알려진 과부하 용량은 낮아진다.

과부하 조건 및 행렬 W_n의 명시적인 구성은 이하에서 설명될 수 있다. 시스 템은

일 경우 과부하된다.

이는 반드시

를 의미하지는 않는다. (즉, 각각의 안테나에 반드시 과부하가 존재하는 것은 아니다).

일 때, 다양한 안테나들이 개별적으로 과부하된다. 그런 다음, 조건

은 증명하기에 하찮은 것이며, 또한 복수의 안테나를 갖는 시스템은 전적으로 과부하된 것으로 평가된다.

U의

에 의한 다항 나눗셈의 결과

를 고려하자.

그에 따라, 송신안테나 각각에 연관된 U명의 사용자는

명의 사용자로 된 A개의 포화 그룹과 B명의 사용자로 된 하나의 그룹으로 분할된다.

우리는 구조적으로 식

을 만족시키는

개의 직교 코드(예를 들어, 하다마드 행렬)로 형성된 확산 코드의 단위(unitary) 그룹을 표시하는

행렬

과

에서 무작위로 뽑아낸 B 열로 구성된, 안테나(t)에 특유한 절단 형태

을 설정한다.

마찬가지로,

이다.

대각 원소들이 무작위로 뽑아낸 정규화된 직교위상편이변조(QPSK) 칩들인 S _F ×S _F 대각 행렬은 사용자

의 포화 그룹을 위한 혼합화 행렬로 지칭되며,

라고 기재된다.

마찬가지로, S _F ×S _F 행렬

는 안테나(t)에 연관된 비포화 그룹을 위한 혼합화 행렬로 지칭된다.

혼합화 행렬이 내부 코딩 행렬 W _n 의 블록 W _n ^(t) 을 형성하기 위해서 확산 행렬

에 적용될 때, 블록 W _n ^(t) 에 연관된 혼합화 행렬은 (혼합화 코드를 사용해서) 안테나(t) 상으로 송신된 칩 스트림의 비상관성을 보장하는 것을 가능하게 할 것이다.

혼합화 행렬은 항상

와 같은 형태로 기재될 수 있다.

주: 간략화를 위하여, 이 단락은 완전히 서로 동일한 차원(S_F×U)을 갖는 블록 W _n ^(t) (T∈[1;T])으로 내부 코딩 행렬 W _n 이 구성된 상황을 포함한다.

이 경우는 내부 코딩 행렬 W _n ^(t) 이 서로 상이한 차원을 갖는 블록으로 이루어진 보다 일반적인 경우로 확장될 수 있는데, 특히 블록 W _n ^(t) 이 차원 S_F×U_t (U_t는 안테나(t)의 잠재적인 채널의 수)를 갖고 그에 따라 한 안테나로부터 또 다른 안테나까지 반드시 동일하지는 않는 가장 일반적인 경우로 확장될 수 있다.

그러므로, 행렬 W _n 는

를 갖는 차원 N×K로 된다.

그런 다음, 송신 방법은 이 변형예에 적용될 수 있다.

1.7 주기적 확산

이 경우의 프로세싱은 이 경우에서의 발생기 행렬이 시간상 주기적으로 적용되며 또한

와 같이 표현된다는 점을 제외하고는 절 1.5 또는 절 1.6의 프로세싱과 동일하다.

1.8 칩 인터리빙

도 4 및 도 7을 참조하면, 절 1.5 내지 절 1.6에 기술된 전략들 중 하나에 대응하는 임의의 유형의 내부선형코딩(108)(또는 확산)이 이 경우에 가정되지만 칩 인터리빙과는 결합되지 않는다.

칩 확산 이후에, 칩 벡터

이 칩들로 된 단일 스트림으로 다중화(109)된다. 그런 다음, 칩 스트림은 인터리빙(110) 수단을 구동하며, 그 출력은 각각의 안테나당 하나씩 T개의 별개인 칩 스트림으로 역다중화(111)된다. 이러한 동작의 효과는 N×L 칩 행렬 Z

를 T×LS _F 칩 행렬 X

로 변화시키는 것이며, 여기서

로 정의되는 열은 다중입출력 채널의 입력

을 구성한다.

1.9 스펙트럼 효율

송신 방법은 공간-시간 코드의 일반적인 클래스와 자연스럽게 조화되게 된다. 제한된 대역의 이상적인 나이키스트 필터(Nyquist filter)를 가정하면, 시스템의 스펙트럼 효율(채널 사용당 비트로서의)은

와 같다.

실제로, 송신 형상화 필터(shaping filter)는 비널 오버플로우 인자(non-null overflow factor)(ε)를 갖는다. 수신기에서, 송신 필터에 정합된 필터는 모든 수신 안테나를 위해 사용된다. 채널 평가, 타이밍 및 반송파 동기화 함수는 채널의 임펄스 응답(impulse response)의 계수들이 칩 시간과 같은 양(이산 기저 대역에서 칩 시간에 상당하는 채널)만큼 규칙적으로 이격되도록 구현된다고 가정한다. 이러한 가정은 적절하며, 샤논 표본화 이론 (Shannon sampling theorem)은 비널 오버플로우 인자(ε)가 작을 때 1/T_c로 근사될 수 있는 (1+ε)/T_c 속도에서 표본화한다.

1/T_c의 배수와 동일한 표본화 속도에 대해 이하에 기술된 수식에 대한 직접적인 일반화가 가능하다.

2. 채널 모델

전송은 다음의 다중입출력을 갖는 주파수 선택형 B-블록 채널 상에서 이루어진다:

채널 H ^(b)는 다음의 규정을 가진 L _x 칩에 대하여 일정하다고 가정한다.

칩 행렬 X는 (필요하다면 물리적인 0으로 또는 보호 시간으로 오른쪽 및 왼 쪽 상에 덧붙여지는) B개의 별개의 T× L _X 칩 행렬 X ⁽¹⁾,...,X ^(B)로 분할될 수 있으며, 또한 각각의 행렬 X ^(b)은 채널 H ^(b)을 인지한다.

B 블록 모델의 극단적인 경우는 다음과 같다.

ㆍB=1 이고 L _x =LS _F => L _s =L 준-정적 모델

ㆍB=LS _F 이고 L _x =1 => L _s =1 에르고딕(칩) 모델

칩에 대한 번호 재할당(renumbering)은 각각의 블록 내에서 적용된다.

임의의 블록 색인 b에 대해, 이산적인 시간 기저 대역 등가 채널 모델(칩 타이밍)이 칩 시간(l)에 수신된 벡터

를

라는 형태로 기재하기 위해 사용되며, 여기서 P는 채널의 제약 길이(칩 단위로의) 이며,

는 칩 시간 (1)에서 송신된 T개의 칩의 복소 벡터이고,

는 b로 색인된 블록 다중입출력 채널의 임펄스 응답의 p로 색인된 행렬 계수이며, 또한

는 추가적인 복소 잡음 벡터이다. 추가적인 복소 잡음 벡터

는 평균값 0과 공분산(covariance) 행렬 σ ² I를 갖는 원형 대칭인 R차원 가우시안 법칙에 따라 독립적이면서 동일하게 분포된다고 가정된다. 임펄스 응답의 P개의 계수들은, 동력이 송신안테나 사이에서 동일하게 분포된 시스템인 경우에 평균값이 0이고 공분산 행렬이 전체 동력 표준화 제약 조건

을 만족시키면서 그 입력이 동일하게 분포된 독립적인 가우시안 입력인 R×T개의 복소 행렬들이다. 이러한 가정이 주어지면, 다중입출력 채널의 계수의 상관 행렬(correlation matrix)의 8개의 값들은 위샤르트(Wishart) 분포와 합치한다. 송신 채널상태정보가 없는 경우에 송신안테나에 대한 동력의 동일한 분포가 적절한 동력 할당 방안임이 강조된다.

3. 다중경로 다중입출력 채널 단일 캐리어 전송( 고속하향패킷접속 )

이 경우에 비트율이 매우 높고 채널의 도플러 주파수가 낮아서

라고 가정된다. 통합이동통신시스템(UMTS) 표준의 고속하향패킷접속(HSDPA) 모드에 대해, 채널은 준-정적(quasi-static)이며, 다시 말해서 B=1이다.

4. 다중경로 다중입출력 채널 다중 캐리어 전송(다중반송파 코드분할다중접속: MC - CDMA )

이 경우에 내부선형코딩(108)은 공간-주파수 코딩 또는 주파수 코딩이다. 도 8을 참조하면, 송신 역고속푸리에변환(IFFT) (120) 및 수신 고속푸리에변환(FFT) (220)의 도입이 주파수 선택적이 아닌 등가 채널(순환적인 접두어를 사용하는 순환 행렬에 의해 구현되고 푸리에(Fourier) 기초로 대각화된 채널)을 (인터리빙을 무시하면서) 초래한다는 것은 당업자에게 잘 알려져 있다. 따라서, 각각의 반송파는 평탄한 다중입출력 등가 (flat MIMO equivalent) 채널을 인지한다. 전술한 형식을 사용하면, FFT 이후의 채널은 비선택형 B 블록 채널(P=1, M=0)로 인지될 수 있다.

본 발명에 기재된 "송신"은 그것을 구현하기 위한 송신 방법뿐만 아니라 그것을 실행하기 위한 송신 시스템도 지칭한다.

Claims

복수의 송신안테나와 복수의 수신안테나를 이용하여 주파수 선택형 채널 상에서 디지털 데이터를 전송하는 복수의 사용자를 위한 송신 방법에 있어서,

코딩되고 인터리빙된 데이터(d[n])를 K개의 채널로 역다중화 (demultiplexing)(105)하는 단계;

상기 역다중화된 데이터를 변조(107)하는 단계; 및

상기 변조된 데이터의 K차원 벡터에 적용시키기 위하여, N×K 발생기행렬(W,W _n )을 이용하여 내부선형코딩(108)을 하는 단계;

를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.

(T:송신안테나의 개수, K>>T, N>>T, K와 N은 자연수)
청구항 1에 있어서, 상기 내부선형코딩(108)의 수율(K/N)은 1보다 큰 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 발생기행렬(W,W _n )은 길이 N인 N개의 직교 확산코드로부터 구성되어 N과 같은 확산 인자를 생성하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 3에 있어서, 상기 확산코드는 복수의 확산코드 그룹을 그 내부에 형성하도록 발생기행렬(W,W _n ) 내에서 여러 차례 재사용되어 각각의 확산코드 그룹의 확산코드들이 상호 직교하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 4에 있어서, 상기 발생기행렬(W,W _n )은 확산코드 상에 중첩된 복수의 혼합화(scrambling) 코드(Σ)로부터 추가로 구성되어 각각의 확산코드 그룹이 그 자신의 혼합화 코드에 할당되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 내부선형코딩은 T개의 송신안테나 각각에서 독립적으로 이루어지며, 안테나(t)에 대해 1보다 큰 차원 U_t의 변조 데이터 벡터에
를 사용해서 적용되고, 상기 발생기행렬(W,W _n )은 대각 블록 행렬이며, 블록의 수는 송신안테나의 개수(T)와 같으며, 또한 안테나(t)에 연관된 블록은 차원 (N/T)×U_t으로 된 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 안테나(t)에 연관된 블록의 차원 U_t은 발생기행렬(W,W _n )의 다른 블록들 각각의 차원과 같고, U_t는 U로 표시되며, 또한 각 블록은 차원 (N/T)×U_t으로 된 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 6에 있어서, 발생기행렬의 상기 블록들 각각은 길이 N/T인 N/T개의 직교 확산 코드로부터 구성되어 확산 인자 N/T를 생성하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 6에 있어서, 상기 블록들은 동일한 직교 확산코드들로부터 구성되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 6에 있어서, 상기 발생기행렬은 확산 코드 상에 중첩된 복수의 혼합화 코드(Σ)로부터 추가로 구성되어 확산 행렬의 상기 블록들 각각이 그 자신의 혼합화 코드에 할당되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 6에 있어서, 상기 채널의 개수 K는 상기 N/T보다 큰 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 6에 있어서, 상기 U_t는 t의 값에 상관없이 상기 N/T보다 큰 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 12에 있어서, 상기 블록들 각각은 복수의 확산코드 그룹으로부터 구성되며, 각각의 그룹은 길이 N/T인 N/T개의 직교 확산코드로부터 구성되어 확산 인자(N/T)를 생성하고, N/T개의 확산코드는 블록마다 상기 복수의 확산코드 그룹을 형성하도록 블록마다 여러 차례 재사용되어, 각각의 확산코드 그룹의 확산코드들이 상호 직교하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 13에 있어서, 상기 발생기행렬(W,W _n )은 각각의 확산코드 그룹이 그 자신의 혼합화 코드에 할당되도록 확산코드 상에 중첩된 혼합화 코드(Σ)로부터 추가로 구성되며, 또한 각각의 그룹 및 각각의 블록에 대한 상기 혼합화 코드들은 서로 상이한 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 내부선형코딩(108) 단계 이후에,

(a) 다중화(multiplexing)(109) 단계;

(b) 상기 다중화된 데이터의 인터리빙(110) 단계; 및

(c) 상기 인터리빙된 데이터를 T개의 송신안테나 상으로 분배하는 역다중화(111) 단계;

를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 내부선형코딩(108) 단계이후에, T개의 송신안테나 상으로 분배하는 다중화(111) 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 내부선형코딩(108) 단계는 시간상 주기적으로 변조 데이터에 적용되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 내부선형코딩(108) 단계는 시간상 비주기적으로 변조 데이터에 적용되는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 역다중화(105) 단계 이전에, 상기 코딩되고 인터리빙된 데이터(d[n])를 형성하기 위해서 하나 이상의 사용자로부터 수신되는 디지털 데이터에 대한 적어도 하나의 외부코딩(102) 단계와 비트 인터리빙(104) 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 내부선형코딩은 주파수 영역에서 달성되며, 또한 전송은 다중 반송파 유형 (multi-carrier type)인 것을 특징으로 하는 송신 방법.
청구항 1에 있어서, 상기 내부선형코딩은 시간 영역에서 달성되며, 또한 전송은 단일-캐리어(single-carrier) 유형인 것을 특징으로 하는 송신 방법.
복수의 송신안테나와 복수의 수신안테나를 이용해서 주파수 선택형 채널 상으로 디지털 데이터를 전송하는 복수의 사용자를 위한 송신 시스템에 있어서,

코딩되고 인터리빙된 데이터(d[n])에 대한 K개의 채널 상으로의 역다중화(105) 수단;

상기 역다중화 수단의 출력 데이터에 대한 변조(107) 수단;

상기 변조 수단에 의해 변조된 데이터의 K차원 벡터에 적용시키기 위하여, N×K 발생기행렬(W,W _n )을 사용해서 코딩하도록 구성된 내부선형코딩(108) 수단; 및

T개의 송신안테나;

를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.

(T:송신 안테나의 개수, K>>T, N>>T, K와 N은 자연수)
청구항 22에 있어서,

상기 내부선형코딩 수단에 의해 코딩된 데이터에 대한 다중화(109) 수단;

상기 다중화 수단에 의해 다중화된 데이터에 대한 인터리빙(110) 수단; 및

상기 인터리빙 수단에 의해 인터리빙된 데이터를 T개의 송신안테나 상으로 분배하기 위한 역다중화(111) 수단;

을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.
청구항 22에 있어서, 인터리빙된 데이터를 T개의 송신안테나 상으로 분배하도록 상기 내부선형코딩(108) 수단에 의해 코딩된 데이터에 대한 다중화(111) 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.
청구항 22 내지 청구항 24 중 어느 한 항에 있어서,

상기 역다중화(105) 수단의 상류측에,

하나 이상의 사용자로부터 수신되는 디지털 데이터에 대한 외부코딩(102) 수단; 및

비트 인터리빙(104) 수단;

을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 송신 시스템.