CN1898837A

CN1898837A - 超宽带天线

Info

Publication number: CN1898837A
Application number: CNA2003801109957A
Authority: CN
Inventors: 莱斯利·戴维·史密斯; 蒂莫西·约翰·斯蒂凡·斯塔基
Original assignee: ATTIMI Ltd
Current assignee: ATTIMI Ltd
Priority date: 2003-11-21
Filing date: 2003-11-21
Publication date: 2007-01-17
Also published as: US20050110687A1; TW200520315A; US7327315B2; WO2005055368A1; AU2003295081A1; EP1568105A1

Abstract

本发明大体上涉及宽带天线，特别是用于发射和接收超宽带(UWB)信号的天线。天线包含具有用来把天线馈源耦合至天线的天线馈源耦合区的天线主体。天线主体实际上包含多个实质上的直导电元件，所述导电元件的长度范围从第一长度到第二、更短的长度，所述长度确定了所述元件的谐振频率。每个所述导电元件具有位于所述耦合区内的近端，具有所述第一长度或所述第二长度的所述元件确定天线轴，所述元件与所述天线轴成一定的角度。与所述天线轴成一定角度的元件的长度由夹角和对应此长度的谐振频率之间的线性关系决定。

Description

超宽带天线

技术领域

本发明大体上涉及超宽带天线，特别是用于发射和接收超宽带(UWB)信号的天线。

背景技术

如US3728632中所述，在雷达和其它军事应用的基础上发展起来的UWB通信技术及其开拓性工作是G.F.Ross博士进行的。超宽带通信系统采用上升和下降时间均非常短的甚短电磁辐射脉冲(冲激)，从而形成带宽非常宽的频谱。某些系统采用以这样脉冲对天线的直接激发，而所述脉冲则使用其特征冲激或阶跃响应(取决于激发)进行辐射。此类系统称作“无载波”，因为由此带来的rf发射缺乏任何清晰的载波频率。然而，其它UWB系统辐射一个或几个高频载波周期，如此以来，尽管存在大信号带宽仍有可能确定有意义的中心频率和/或相位。美国通信委员会(FCC)把UWB定义为中心(或平均)频率至少25％的-10dB带宽，或至少1.5GHz的带宽；美国DARPA的定义与此类似，但指得是-20dB带宽。这样的正式定义非常有用，并且清晰地把UWB系统与传统的窄带和宽带系统区分开来，但是本说明书中描述的技术不仅限于所述精确定义范围之内的系统，并且可用于采用甚短电磁辐射脉冲的类似系统。

与传统系统相比，UWB通信系统有很多优势。一般地说，超高带宽有助于实现超高数据率通信，并且由于采用辐射脉冲，平均发射功率(能耗)可以保持在低水平，即使每个脉冲中的功率可能相对较高。此外，由于每个脉冲的功率分散于较大的带宽上，每单位频率的功率实际上可能非常低，让UWB系统可以与其它频谱用户共存，而在军事应用中则降低拦截发生的可能性。短脉冲也让UWB通信相对地更不受多径效应的影响，因为多次反射普遍得到解决。使用短波还有助于雷达和通信系统内的高分辨率位置确定和测量。最后，UWB系统实质上可进行全数字化的执行，并相应地带来成本节约和其它优势。

图1a示出了UWB收发器100的示例，由发射/接收天线102构成，通过发射/接收开关104与UWB接收器106和UWB发射器108连接。在其它配置中，发射和接收天线可能分开提供。

UWB发射器108可以包含由基带发射数据输入和可选的天线驱动器(取决于所需的输出电压)调制的脉冲生成器。可能需要采用多种调制技术中的一种，例如开关键控(发射或不发射脉冲)、脉冲振幅调制或脉冲位置调制。典型的发射脉冲见图1b，其持续时间少于1纳秒而带宽达到千兆级。

图1c示出了基于载波的UWB发射器120的示例。这种发射器形式让UWB发射中心频率和带宽得到控制，并因基于载波而允许使用频率和相位以及振幅和位置调制。这样以来，例如，就可以使用QAM(正交振幅调制)或M-ary PSK(相移键控)。

参照图1c，振荡器124生成高频载波并由实际上充当高速开关的混频器126进行选通。此混频器的第二输入由脉冲生成器128提供，并经过(可选)带通滤波器130的滤波。滤波后的脉冲的振幅决定了正向偏置混频器二极管的时间以及在混频器输出端的UWB信号的有效脉冲宽度和带宽。UWB信号的带宽也类似地由滤波器130的带宽决定。UWB信号的中心频率和瞬时相位由振荡器124决定，并且可能受数据输入132的调制。US 6,026,125中描述了中心频率为1.5GHz而带宽为400MHz的发射器的示例。脉冲到脉冲相干性可以通过脉冲生成器到振荡器的相位锁定来实现。

混频器126的输出由带通滤波器134处理，滤掉带外频率和不需要的混频器产物，还可以通过数控rf衰减器136进行衰减，以支持额外的振幅调制，然后传送至MMIC(单片微波集成电路)等宽带功率放大器138和发射天线140。如US’125中所述，此功率放大器可以与来自生成器128的脉冲同步地进行选通开关控制，以降低能耗。

图1d示出了UWB接收器150的结构图。输入UWB信号由天线102接收并提供给模拟前端块154，后者由低噪声放大器(LNA)和滤波器156以及模拟到数字转换器158构成。提供一组计数器或寄存器160来捕捉和记录与接收到的UWB输入信号相关的统计信息。模拟前端154主要负责把接收到的UWB信号转换为数字形式。

将前端154输出的数字化UWB信号提供给由相关器簇164和检测器166构成的解调模块162。将数字化输入信号与来自用于区分噪音的基准信号存储器168的基准信号进行相关，然后，将相关器的输出馈入检测器，而检测器则为接收到的脉冲确定n(n是正整数)个最可能的位置和相位值。

解调模块162的输出进入传统的前向纠错(FEC)模块170。在一种接收器配置中，FEC模块170包含网格或Viterbi状态解码器172，以及(解)交织器174、Reed Solomon解码器176和加扰器(解扰器)178。其它配置可能采用Turbo编码等其它编码/解码方案。

然后，FEC模块的输出传送到由循环冗余校验(CRC)模块182和解帧器184构成的数据同步单元180。数据同步单元180锁定并跟踪收到数据内的成帧情况，将MAC(媒体访问控制)控制信息从应用数据流中分离，提供对后续MAC块(未显示)的输出数据。

包括具有程序代码的CPU(中央处理器单元)和数据存储器的控制处理器186用于控制接收器。控制处理器186的首要任务是保持馈入到相关器来跟踪由于环境变化而造成的接收信号变化的基准信号(例如基准波形的最初确定，LNA模块156的增益控制，以及持续调整基准波形以补偿外部环境变化)。

适用于UWB通信和UWB雷达等其它UWB应用的天线有苛刻的要求。最明显的要求是天线必须有非常宽的带宽。传统上，天线的最大最小工作频率比仅为1.2∶1时被看作宽带，最大及最小工作频率由3dB接收信号功率点确定(此时，收到信号的功率降低到中心或最大带内值的一半)。但是，超宽带系统要求的比率通常为2∶1或3∶1。对于很多应用来说，宽带频率响应是不够的，还需要良好的带内相位响应。这可以从所述接收器的时域的离散效应看出来。为了准确地捕捉收到的UWB信号，脉冲分量应当彼此在时间上具有最大位移，并比有效级信号的最高频分量的周期要低很多。例如，在UWB信号具有与100ps的周期相对应的10GHz跌落频率的情况下，时间(或相位)分集应当大幅低于100ps。本领域普通技术人员应当清楚，低相位分集意味着低频率分集。

一种传统宽带天线是对数周期阵列，由通过公共传输线交替馈电的偶极天线串构成。偶极天线长度各异，以便提供一组重叠频率响应。然而，因为偶极元件在天线上是隔开的，不同的频率分量在不同的时间抵达天线，这样以来，天线的有效位置随频率移动，带来了时间/相位分集。

另外一种宽带天线是双锥形天线，它的形状实际上是频率独立的。US 5,923,299中描述了一种超宽带双锥形天线的示例。然而，双锥形天线可能难以提供足够平坦的宽带响应，而且双锥形状相对地体积较大，制造时更为复杂且成本高昂。

锥形凹槽或Vivaldi天线在理论上有无限的带宽，但实际上为这样的天线提供合适的馈源存在困难。这种天线的制造成本相对也很高。WO 02/089253中描述了一种UWB对跖锥形凹槽天线的示例。

此外，WO 99/13531、US 6,621,462和US 2002/0154064中描述了由磁双极插槽天线和超宽带双极天线构成的交叉极化UWB天线系统。然而，这是一种相对复杂的配置，并且双极形状看起来是基于通过降低Q值来扩展天线谐振的原理。尽管如此，这种设计很可能产生不需要的谐振。

US 2003/0090436中描述了一种椭圆形二维双极UWB天线，但是其椭圆形状不是最优形状，并且这种天线明显地通过围绕天线的外围建立电流来进行工作。

一种商用的UWB通信宽带天线是来自位于美国佛罗里达州的SkyCross公司的SMT-3T010M，它采用了折叠双极形式。

以前的其它背景技术见US 5,973,653、EP 1 324 423A、US2003/011525、US 2002/126051、US H1773H、WO 98/04016、US 5,351,063、EP 0 618 641A，以及John D Kraus和Ronald J Marhefka所著的‘天线’McGraw Hill 20023/e(例如，782页描述了一种适用于穿地雷达的电阻加载蝴蝶结式天线)。螺旋状天线有时用于提供圆偏振。圆形贴片天线已获得普遍认可，但此类天线相对地属于由与地平面平行的铜制圆形区域构成的窄带设备(其带宽并未达到UWB系统所需的带宽)。

发明内容

因此，需要更完善的电磁天线结构，尤其是对于超宽带应用。

按照本发明的第一方面，提供了一种天线，所述天线包括：天线主体，具备用于把天线馈源耦合至天线的天线馈源耦合区；其中，上述天线主体实际上由多个实质上直的导电元件构成，所述导电元件的长度范围从第一长度到第二、较短长度，所述长度确定了所述元件的谐振频率；其中每个所述导电元件都具有位于所述耦合区内的近端，具有所述第一或第二长度的所述元件定义了天线轴，所述元件与所述天线轴成一定角度；以及与所述天线轴成一定角度的元件的长度由所述角度和与此长度对应的谐振频率的线性关系决定。

在实施例中，因为每个导电元件都具有位于耦合区的近端，从而实际上提供公共馈源点，所以天线有效地位于同一位置而降低相位分集。因此，优选地，天线馈源耦合区包括天线馈源点。第一长度对应天线的最低频率，而第二长度对应天线的最大频率(降低更高阶驻波以及其它可能存在的低频谐振)。虽然谐振不是天线的基本要求，但是谐振元件有助于天线的(宽带)匹配，并通过更高效的辐射提供更高的增益。

在实施例中，提供元件夹角与元件谐振频率之间的线性关系有助于实现理论上的平坦响应，例如通过提供每单位频率实质上恒定的元件数。优选地，与天线轴成特定角度的元件的长度由元件的谐振频率决定，一定倾角的元件的谐振频率与最小谐振频率之间的差由最大和最小频率之间的差乘以表示为元件与天线轴之间最大角度的函数的倾角(线性)决定。

在优选实施例中，天线主体具有穿过耦合区的对称轴，这样，对称轴一侧的有效导电元件在对称轴的另外一侧有对应的元件。如果不是这种配置，角响应(特别是在极大角方向)和极化将绕轴旋转，按照收到信号分量的频率而定。因此，对称轴两侧的元件最好成对出现，以便元件的电流矢量可以沿对称轴形成合矢量。如果元件具有第二长度(对应最大谐振频率)并与对称轴成90度角，合矢量则不会沿对称轴出现，因此元件与对称轴的最大夹角要小于90度，小于60度更好，等于或小于40度最好。天线轴最好与对称轴实质上重合(虽然在某些实施例中，天线可能在顶端有切口)。

天线的一般外观是两个对称三角形沿天线轴结合在一起。天线轴更适合确定为具有第一(更长)长度的元件，此时天线的外观通常为矛的形状。优选地，决定上述天线最大频率的元件定义了天线主体的实质上的直边，或(在对称实施例中)一对边。

在优选实施例中，天线主体由实质上连续的导体构成，而导电元件包含位于此导体中的导电路径(虽然以高频接近表层)。元件的远端确定导体的边界，而实际上上述元件长度确定了导体边缘的形状。这样实质上连续的导体在优选实施例中具有实质上均匀的电导系数，可以被认为是包含实质上无限数量的极小谐振元或双极子。导体边界的形状由下述条件确定：针对天线的每单位带宽，即针对天线带宽的多个相等频率分割中的每一个，提供同等数量的这些极小元件。但是，在其它实施例中，馈源点辐射的多个独立的导电元可形成近似平坦的响应，导电元的数量越多越接近期望的平坦响应。对于这样的实施例，天线更适合由超过3、5、10或100个元件构成，在实际应用中，随着元件数量的增长越接近实质上连续的导体。

在优选实施例中，元件的长度实质上等于元件谐振频率的四分之一波长，虽然半个或四分之三等其它波长也是可能的。例如，可以通过在元件基(馈源点)上使用线圈来缩短窄带谐振天线元件的物理长度。

在特定优选实施例中，天线主体实质上是平面，因为这样有助于通过，比如，直接PCB(印刷电路板)或基片蚀刻工艺进行制造。这样，天线更适合包含由介电基片支撑的蚀刻铜或其它金属层构成。但在其它实施例中，天线主体可能是自支撑的和由成型的金属板形成。

天线可用于单极或双极配置中。在单极配置中，天线主体更适合由地平面提供，例如导电或部分导电的表面，实质上垂直于天线主体。在双极配置中，每一个都如前所述的一对天线更适合围绕天线的中心线对称放置。双极的两臂可以位于实质上的同一平面，有助于在基片电路板上制造，或者以90°夹角交叉放置。

在这种双极配置中，天线之间的间隙最好是尽可能小，或至少小于天线最大设计谐振频率的波长。这是因为天线主体之间的分离影响天线的输入阻抗，它更适合整个天线带宽具有实质上恒定的输入阻抗。这样以来，例如，在实施例中两个天线主体之间的距离最好低于2mm，低于1mm则更好(针对最高设计频率高达10GHz的天线)。

在某些优选实施例中，如果天线由在基片上的金属层构成，最适合的是天线采用平衡的线路馈源以避免需要在天线附近设置可能干扰天线运行的接地层。在此类配置中，天线的最小间隙取决于设计频率范围上对称发射线的尺寸。例如在最低设计频率时，在这种情况下，最好天线主体之间有间隙，不需要超过提供具有对称发射馈源的天线所需的间隙。

如果双极构建于基片之上，双极的两臂可以放置到基片的对面(或至少放于一个或多个基片层隔开的平面上)，因为这样有助于为双极提供平衡的馈源。

在优选实施例中，天线是超宽带天线。例如，最大和最小设计频率(例如，在3dB或半功率点测得)之比可以大于1.5∶1、2∶1、2.5∶1、3∶1或更高。

在实施例中，导电元件在天线主体内确定一个或多个开孔或凹槽以在天线的频率响应内提供槽口。开孔或凹槽的第一和第二边可以由各自的第一和第二导电元件确定，而第二个元件较第一个元件短。这两个元件的谐振频率决定了频率响应中凹槽的低频和高频。换句话说，确定凹槽或开孔边缘的导电元件的长度也决定了频率，频率响应内对应的凹槽就位于这些频率中间。在天线主体对称时，开孔或凹槽最好也绕对称轴对称放置。

本发明的另一方面，提供了一种由实质上具有均匀阻抗的平面导体构成的超宽带天线结构，这种结构的形状是连接在一起的一对类三角形，每个三角形有一个长边、一个短边和一个曲边，还具有位于一个角的天线馈源连接，这种结构具有通过所述天线馈源连接的对称轴。

类三角形最好沿长边联接。“联接三角形”说明了结构的形状，但通常不是说其构建方法(它通常作为一个整体制造)。

更优选地，此结构具有第一对在天线馈源连接(不需要是尖角)分叉的实质上的直边，和第二对聚合于天线馈源连接对面一点的曲边，而对称轴确定此结构的两半，每一半都具有一个直边和一个曲边。更优选地，曲边由包括下述点的轨迹的一部分的曲线构成：点与所述天线馈源连接之间距离的倒数实质上与连接所述天线馈源连接和此点的线与所述对称轴之间的夹角成比例。如前所述，实质上的直边与对称轴之间的夹角最好小于60度，而夹角小于45度则更好。

在实施例中，天线结构包括一个或多个放射状的延伸边，确定结构内的一个或多个凹槽(射线方向参考天线馈源连接确定，并从此点延伸)。凹槽最好与此结构的曲边相交，并绕对称轴对称放置。优选地，凹槽实质上延伸至天线馈源连接。

在优选实施例中，一对天线结构对称放置在电路板或基片上，并具有平衡馈源。优选地，此结构应在平衡馈源允许的情况下尽可能互相靠近。

在本发明的相关方面，提供一种由具有天线馈源的、实质上阻抗均匀的平板导体构成的天线结构，这种结构的形状是连接在一起的一对类三角形，每个三角形有一个长边、一个短边和一个曲边，此结构具有穿过所述天线馈源的对称轴，此结构具有第一对在天线馈源连接分叉的实质上的直边、和第二对聚合于天线馈源对面一点的曲边。

本发明还提供了一种超宽带天线，所述天线包含具有天线馈源的天线主体，而所述天线主体具有实质上为圆形的横截面。

优选地，天线主体实质上是圆形的，有助于实际建造。这种圆形天线可以是单极或双极配置，双极配置具有一对天线主体，可以位于实质上的同一平面或者以90°夹角交叉放置。

本发明还提供了一种超宽带天线，所述天线包括具有天线馈源的天线主体，而所述天线主体确定了横截面实质上为圆形的开孔。

本发明还提供一种超宽带天线结构，包括阻抗均匀的平面电阻，此结构确定了如下开孔：其外形是连接在一起的一对类三角形的形状，每个三角形具有一个长边、一个短边和一个曲边，以及位于一个角的天线馈源连接，这种结构具有穿过所述的天线馈源连接的对称轴。

附图说明

下面将参考附图以举例的形式进一步描述本发明的这些和其它方面：

图1a到1d分别示出了UWB收发器、发射UWB信号、基于载波的UWB发射器以及UWB接收器结构图；

图2a到2e分别示出了一组四分之一波谐振元件和相关的重叠频率响应，一组位置相同的四分之一波元件，一组对称配置且位置相同的四分之一波元件，当前元件的矢量和以及成形导电板，可电子建模为一组对称配置且位置相同的四分之一波元件；

图3a到3d分别示出了说明图2e导电板形状确定的示意图，基于本发明的实施例的成形天线结构，具有图3b那样配置的单极天线的频率响应测量示例，以及可选天线结构；

图4a到4c分别示出了基于本发明实施例的单极UWB天线，图4a天线响应的方位角和仰角曲线图；

图5a和5b分别示出了根据本发明实施例的双极UWB天线，以及图5a所示天线的仰角响应曲线图；

图6a到6e分别示出了电路板上的双极UWB天线，以及微带、带状线、共面波导，以及图6a所示天线的平衡线路馈源；

图7示出了天线结构，包括一对提供凹槽频率响应的对称凹槽；

图8a到8c分别示出了60°、90°和120°Bishop’s Hat天线结构；

图9a到9d分别示出了双极90°Bishop’s Hat天线和阻抗表(Zo＝100Ω)，回波损耗曲线(Zo＝100Ω)，以及天线主平面的响应；

图10a到10c分别示出了图9a的90°Bishop’s Hat天线在3GHz、6GHz和10GHz时的电流密度曲线图；

图11a和11b分别示出了60°Bishop’s Hat结构和此结构的阻抗表(Zo＝200Ω)；

图12a和12b分别示出了120°Bishop’s Hat结构和此结构的阻抗表(Zo＝110Ω)；

图13示出了对比60°、90°和120°Bishop’s Hat结构性能的阻抗表(Zo＝100Ω)；

图14a到14d分别示出了90°Wing结构及阻抗表(Zo＝140Ω)，回波损耗曲线(Zo＝140Ω)，以及此结构天线主平面的响应；

图15a到15c分别示出了60°Wing结构及阻抗表(Zo＝140Ω)，以及此结构的回波损耗曲线(Zo＝140Ω)；

图16a到16c分别示出了120°Wing结构及阻抗表(Zo＝140Ω)，以及此结构的回波损耗曲线(Zo＝140Ω)；

图17示出了对比60°、90°和120°Wing结构性能的阻抗表(Zo＝140Ω)；

图18a到18d分别示出了圆形双极天线结构及阻抗表(Zo＝100Ω)，回波损耗曲线(Zo＝100Ω)，以及此结构天线主平面的响应；

图19示出了图18a的90°圆形双极天线结构在频率为3GHz、6GHz和10GHz时的天线辐射图；

图20a到20c分别示出了18a的圆形双极天线结构在3GHz、6GHz和10GHz时的电流密度曲线图；

图21a到21c分别示出了槽状圆形双极天线结构和阻抗表(Zo＝140Ω)，以及此结构的回波损耗曲线(Zo＝140Ω)；

图22a到22c分别示出了图21a的槽状圆形双极天线结构在相位为0°、90°、180°、270°，频率为4GHz时的电流密度曲线图；

图23a到23c分别示出了单极90°Bishop’s Hat天线和阻抗表(Zo＝100Ω)，以及此天线主平面的响应；

图24a到24c分别示出了单极圆形天线和阻抗表(Zo＝100Ω)，以及此天线主平面的响应；

图25示出了基片安装双极Bishop’s Hat天线；

图26a到26c分别示出了单极Bishop’s Hat天线的阻抗表、测量的S参数以及测量的S21群延迟；

图27示出了槽状单极Bishop’s Hat天线的照片；

图28a到28c分别示出了单极圆形天线的阻抗表、测量的S参数以及测量的S21群延迟；

图29示出了槽状单极圆形天线的照片；

图30示出了单极Bishop’s Hat天线和单极圆形天线的回波损耗曲线。

具体实施方式

现在参考图2a，它示意性地示出了一组四分之一波谐振元件200a-200h及其各自的频率响应202a-202h。可以看到，理论上频率响应重叠在宽带宽上提供实质上平坦的响应。图2b说明了这些谐振元件如何使用公共馈源点204在实际中进行组合。然而，图2b的结构具有作为频率函数的角响应和极化，这是组合图2c中对称结构210的两组元件带来的。

图2c中的结构的工作原理可以参考图2d予以解释，图2d示出了一对等幅电流沿直线214的合成矢量，把矢量212a和212b之间的夹角等分。在图2c的结构中，中心元件202a附近的元件都是成对出现，每对元件以相等的夹角位于由202a确定的中轴的两侧，比如图示元件202h和202h’。其效果是每对双极元件实际上可以充当谐振长度相同的单个垂直元件。这让天线在工作时类似由一系列谐振长度不同的元件沿中心元件202a确定的对称轴(天线轴)放置。换句话说，此结构表明实际上图2a中的202a-h可以重叠放置。元件以这种方式在同一位置放置可以降低天线的时间/相位分集。因为天线位置相同，所以收到信号的不同频率分量在相似的时间抵达针对频率分量的接收元件(在发射器天线中以类似的时间发射)，这样就为天线带来低时间分集，对UWB通信和雷达有好处。

天线结构按照多个独立谐振元件的方式描述，但在实际的优选实施例中，这些元件仅仅是实质上连续的导电板或层，例如铜或其它金属，在概念上的导电路径。这可参考图2e看到，它显示的天线结构220可以被模拟为无限数量的极小谐振元件222。上述描述可以帮助理解此类天线结构的原理，但实际上不需要如前所述提供独立的元件。

天线结构220的形状对于优化天线频率响应的平坦度非常重要。其目标是提供为天线带宽内的每个频率提供相等数量的极小四分之一波元件。

图3a所示的图表有助于理解此天线结构的优选形状。此结构关于对称轴300对称，因此仅示出了结构的一半；另外一半与之对应。轴300对应图2c中的元件202a，而线段302对应结构中最短的元件，也就是图2c中的202h。最短元件的长度l_min决定了天线的最大频率f_max跌落；结构中最大的长度l_max(长轴300)决定了低频响应跌落的天线最小频率f_min。在图3a所示的结构中，最大长度位于轴300而直线302与轴的夹角θ_max最大或为“基”角。长度为l、谐振频率为f的线段304与轴300之间的夹角为θ。

从图3a可以看到，线段304的长度取决于角度θ，其目的实际上是提供每单位带宽，因此也是每单位夹角，以恒定的抽象元件密度。这也就导出了下面的等式1，它把沿线304的元件的谐振频率f与角度θ联系的一起：

f＝f_min+θ/θ_max(f_max-f_min) 等式1

以及对于四分之一波(波长λ)谐振元件

f＝c/(41) 等式2

c是电磁波的速度(在空气中约3×10⁸m/s)，而l是对应频率f的元件的长度(单位：米)。

对于配置在3.6GHz和10.1GHz之间工作的天线来说，l_min(λ/4，±45°)等于7.4mm而l_max(λ/4，0°)等于20.8mm。

夹角θ_max不重要但最好小于90°，因为参照图2d可知夹角为90°时不存在合成垂直电流向量分量。夹角θ_max可以选择，例如，是60°(以便电流向量合成为单位向量)或45°(电流向量合成为)。当θ_max趋近于90°时，天线的形状趋近于带凸边的等边三角形。

在θ_max＝45°，并采用上述l_min和l_max值的实际单极实施例中，输入阻抗大约为50欧姆，而天线在频率范围从3.6GHz到10.1GHz时的反射系数约为10％。

图3b示出了这样一种实际建造的实施例(等高线为5mm的间隔)，而图3c示出了针对此单极版天线实际测量的频率响应(下面有进一步说明)，尤其是S21，正向传输系数。如图3c所示，有用的天线频率响应在约3GHz和10GHz之间延伸。

图3d示出了另外一种此结构的“反向”版，其最短谐振长度位于轴300而最长谐振长度与轴成θ_max夹角，但此种形状的性能远低于图3b。这可能是因为随着f_max增加天线形状趋近于一对矛形的原因，这不会产生宽带响应。

图4a示出了一种采用图2a所示结构220的单极UWB天线400。天线400具有地平面402，后者可采用任何导电或部分导电的表面构成，包括例如电路板的一部分或采用铜等材料制作的金属板。天线结构220在其基座上有馈源点404，而天线馈源406穿过地平面404与此点连接。例如，天线馈源406可以由连接结构220的传统RF连接器408构成。

图4b示出了从上面观测的天线400的一种理想化的方位角曲线。可以看到，天线具有实质上同位方位角响应410，因为电流向量和的方向位于天线的对称轴。

图4c示出了图4a中天线的侧面视图，示出了仰角方向的天线响应410。可以看到，这对应四分之一波元件在地平面上的传统图案。在实际应用中，某些较小的波瓣可能在图4c未显示的地平面的后面(图4c中地平面402的下面)出现。

图5a示出了一种双极型天线500，包括一对对称的结构220，各自具有馈源502a、b。双极天线500最好由平衡信号驱动，例如，平衡信号可以通过对与公共UWB源耦合的天线驱动器的同相输出进行反相而得到。

图5b示出了天线500在仰角方向的理想化响应510，是侧面视图。可以看到，这种响应是典型的双极子；方位角响应(未显示)如图4b描述是各向同性的。

图6a示出了双极UWB天线600的一种优选实施方式，构建于基片620，例如在PCMCIA(个人计算机存储卡国际协会)卡的一端。由于天线结构是平面的，此实施方式的优势是天线可以通过传统的蚀刻方法制作。任何传统基片材料都可以使用，根据天线设计运行的频率范围做出选择。例如，FR408可用于频率超过3GHz，而Rogers R04000叠层可高达10GHz。其它可在高频应用的基片材料包括RT/duroid、GML1000、IS620和玻璃叠层。在设计天线结构的形状时，最好考虑决定谐振元件四分之一波长的基片材料的介电常数(通常介于3.5到4.0之间)。天线结构600的上部充分暴露在空气中，有效的介电常数被修改而且可能约为基片的一半。

单极版UWB天线也可以用地平面替换天线600的一半来制作，如虚线610所示。

在基于PCB(印刷电路板)的天线的双极实施例中，两个天线结构220之间的距离d非常重要，应当尽可能小，特别是小于天线最大设计工作频率(上限频率响应的拐点)的波长。这是因为距离d调节天线的输入阻抗，因此优选的是驱动天线(或天线接收)的信号不应看到实质上随频率变化的d值。在实际应用中，d的最小值通常由所用天线馈源的类型决定。

每个天线结构220都有各自的天线馈源602a、b，让天线可以由平衡或差分信号驱动。图6b到6e示出了可能采用的天线馈源结构，图6b示出了微带馈源，图6c为带状线馈源，图6d为共面波导馈源而图6e为平衡线路馈源。在图6b到6e中，金属层由粗线表示，可以看到除平衡线路馈源之外的所有结构都有一个或多个相关地平面。因为这样的地平面可能干扰天线的工作，所以最好采用图6e所示的平衡线路型馈源结构。对于上述的3-10GHz天线结构，50欧姆馈源可以通过两个8密耳(0.2mm)线路间隔15密耳(0.38mm)的方式提供，这样总距离d大约为30密耳(0.76mm)。

正如本领域普通技术人员所知，双极UWB天线可以以任何传统方式驱动。例如，可以采用一对反相和同相放大器提供平衡馈源，或平衡馈源可以通过在非平衡馈源和天线之间插入平衡-不平衡转换器的方式由非均衡或对称驱动的输出得到。任何传统的宽带平衡-不平衡转换器结构可以按所述方式使用，例如在J.Thaysen、K.B.Jakobsen和J.Appel-Hansen所著的“A wideband balun-how does it work？”，更多实用滤波器和耦合器：诺贝尔出版公司的应用微波与无线集，ISBN1-884932-31-2，77-82页，2002；M Basraoui和P Shastry所著的“Wideband Planar Log-Periodic Balun”，国际RF与微波计算机辅助工程杂志，2001年11月，第6期，第11卷343-353页；以及Filipovic等人所著的“A planar Broadband Balanced Doubler Using a NovelBalun Design”；IEEE Microwave and Guided Wave Letters，1994年7月，第7期，第4卷；将其一并在此作为参考。

上述天线结构220的一个有用特性是它可以从结构运行的解释中了解，此结构可以如何被修改，以变更频率响应。

回忆图2e，天线结构220在概念上包括一系列长度不同的极小谐振元件，每个长度与此结构对称轴成特定的夹角。某些应用可能希望能够在UWB天线的频率响应内提供凹槽，例如3GHz到10GHz之间运行的UWB系统的5GHz频带内，以降低与Hiperlan/2和/或IEEE 802.11a的互相干扰。从概念上说，这可以通过忽略长度对应于相应频率的元件来实现，相应频率指的是希望在此点降低天线结构220的响应。检查图2e可以看到，为了在天线结构在第一和第二频率之间的频率响应中创建凹槽，可以从结构中忽略在第一与第二夹角之间、对应长度的元件，从而在结构中形成锥形的放射式凹槽。

图7示出了配置为确定702a，702b对称凹槽对的天线结构700的示例。这些凹槽的上边(长)和下边(短)决定了对应于凹槽在天线响应上边和下边拐点的长度。图示示例示出了配置为在3GHz与10GHz之间运行的天线，楔形放射状凹槽在约5GHz和6GHz之间提供凹槽。本领域普通技术人员可以从等式1和2中理解如何改变图7的结构以在任何期望的频率对之间提供凹槽或多个此类凹槽。

现在，我们将说明上述天线结构变体(后面称作“Bishop’s Hat”天线)的一些模拟的结果。我们还将进一步描述一种全新的、由圆形天线主体构成的超宽带天线设计。Bishop’s Hat和圆形天线都可以有沟槽以降低天线在窄带频率上的响应，从而削弱来自本地802.11发射等的干扰。Bishop’s Hat和圆形天线结构都可以采用单极或双极配置。同样，两种结构都可以印刷到PCB(印刷电路板)或基片上，更高的介电常数可以让天线更小巧，例如，适合于PCMCIA应用。

已经根据等式1和2开发出数学模型，其MATHCAD(商标)脚本见下文。

下面的MATHCAD(商标)脚本计算UWB天线尺寸并输出数据，以便用于电磁模拟/分析软件。

频率范围(单位GHz)f_min：＝3.6 f_max：＝10.1

定义角度范围：α_max_deg：＝60

α_\max : = α_\max_\deg \frac{π}{180}, n_\max : = 63

必须为奇数

n：＝0..n_max-1

α_{n} : = α_\max - 2 n \cdot \frac{α_\max}{(n_\max - 1)}

定义频率范围：F_max：＝f_min F_min：＝f_max

f_{n} : = |\begin{matrix} m &LeftArrow; 2 \frac{f_{\min} - f_{\max}}{n_\max - 1} \\ mn + f_{\max} if n < \frac{n_\max}{2} \\ - mn + ({2 f}_{\min} - f_{\max}) if n > \frac{n_\max}{2} \end{matrix}

F_{n} : = |\begin{matrix} m &LeftArrow; 2 \frac{F_{\min} - F_{\max}}{n_\max - 1} \\ mn + F_{\max} if n < \frac{n_\max}{2} \\ - mn + ({2 F}_{\min} - F_{\max}) if n > \frac{n_\max}{2} \end{matrix}

计算双极的理想长度(单位毫米)：

c : = 299792458 \frac{m}{s}

设定模式，模式0，Standard Hat，模式1，Wing Shape；Mode：＝1

Δ_{n} : = |\begin{matrix} \frac{c}{{4 f}_{n} \cdot GHz} if Mode = 0 \\ \frac{c}{{4 F}_{n} \cdot GHz} if Mode = 1 \end{matrix}

旋转天线曲线： β：＝0

现在，我们必须标出向量(夹角为α时的双极长度(mm))：

A_n+1：＝Δ_n·1000(cos(α_n)+i·sin(α_n))·(cos(β)+i·sin(β))

增加原点： A₀：＝0 A_{n_max+1}：＝0

此模型的参数包括F_max、F_min以及此元件(单极)对着的最大单面角α_max。模型计算一系列X-Y座标，格式化并向磁盘写入输出文件。如果最大和最小频率互换而让最短单极(对应F_max)位于中心位置，则获得翼形；数学模型也计算‘翼形’天线的X-Y座标。

图8a到8c示出了模型参数取如下值时的输出：F_min为3.6GHz，F_max为10.1GHz，最大双面对角分别为60°、90°和120°(仅显示Bishop’sHat变量)。

上述模型可利用标准软件包对此结构进行电磁(EM)模拟，如Ansoft公司的Serenade(商标)、Agilent的ADS或Applied WaveResearch的Microwave Office。相关设计参数为：Lower FrequencyBound(下频率边界)、Upper Frequency Bound(上频率边界)和中心处的Angle Subtended(对角)(上述θ_max的两倍)。

总共对三种Bishop’s Hat天线进行了建模，频率范围均为3.6GHz到10.1GHz，但中心对角不同，分别为60°、90°和120°。

最初，中心对角设置为90°，此结构见图9a。模拟阻抗见图9b的Smith图表；将此制图归一化为特性阻抗Zo，100Ω，以便回波损耗图(图9c)可以与匹配系统中的其它图对比。S11阻抗差幅较简单双极子要小很多，并提供超宽带运行。图9d示出了辐射模式本质上是双极的辐射图案。

本领域普通技术人员可以理解理想的归一化阻抗是+1.0，而高阻抗通常是不理想的。在图9b中，正方形点均在2GHz到12GHz的范围内间隔1GHz，可以看到阻抗的模数比单位值小大约2.5GHz。

在此Smith圆图和回波损耗图中，以及在接下来的图表中，频率范围从2GHz到12GHz。

图10a到10c示出了不同频率的电流密度结果；均在零相位显示。在这些图表(以及后面的类似图表)中，白色区域(长箭头)指得是电流密度相对较高的区域，而黑色区域(短箭头)指得是电流密度相对较低的区域。集肤效应很明显，迫使电流更多地在导体的外边缘流动。尽管如此，结构的中心很重要，例如，如果去除中心而只留下环形，天线将停止正确运行。

然后，把中心对角降低为60°(图11a描述了这种结构)，模拟重复。为了精确，主平面辐射模式未予显示，因为它们实质上与90°的情况相同。阻抗图见图11b，显示平均阻抗已经提高至约200Ω。

对中心对角为120°的Bishop’s Hat天线(图12a)的第三变体进行模拟。显示120°Bishop’s Hat天线的输入阻抗的Smith圆图已经被归一化为110Ω，见图12b。

在单个Smith圆图中绘出所有三个阻抗响应，以提供很多信息，见图13(归一化阻抗是100Ω；菱形为90°；正方形为60°；三角形为120°)。可以看到60°天线有相对较高的阻抗，而90°和120°的图形很相似。更进一步的观察显示120°天线的阻抗在中低频时表现更好，但不如90°天线在高频时好。

如前所述，Bishop’s Hat天线在数学上存在两种，其中最大和最小长度的位置互相调换。此结构称为翼形。在Bishop’s Hat天线下，模拟了翼形结构的三个不同版本，分别在中心对角为60°、90°和120°时。图14到17示出了模拟的结果(在图17中，正方形是90°；三角形是60°；无标记的是120°)。为了简洁的原因，主平面辐射模式未显示，因为它们与90°的情况实质上是相同的。

模拟Bishop’s Hat天线之后，接下来研究圆形天线，因为，从一个角度看，这提供从单点馈电的无限双极组，潜在地提供低分集特征。宽带天线最好应实现从导波到自由空间波的平滑过渡，从而带来有稳定输入阻抗的非谐振、低Q值辐射体。因此，模拟图18a所示的圆形双极结构；结果见图18b至20的描述。(归一化阻抗是100Ω；在图19中，正方形是6GHz、三角形是3GHz；菱形是10GHz。)

上述结果表明圆形天线用于UWB系统时有很大的优势—天线在非常大的带宽上提供近乎恒定的阻抗，低频响应由圆的直径很好地定义。天线辐射图案同样与双极天线类似。

圆形天线可以设置沟槽以抑制不需要的干扰信号，见图21a所示。选择对称沟槽位置并执行EM模拟(图21a中的额外凹槽仅是为了防止天线形状在正方形网格上建模时的凹槽短缺)。阻抗和回波损耗图分别见图21b和21c；本领域普通技术人员应当理解图21c代表了图21b的实部而回波损耗越低越好，峰值对应于4GHz的抑制凹槽。图21b和21c表明频率高于F_min时获得最佳匹配，但在频率为4GHz时有窄带例外。沟槽的长度相对较大，导致低波段抑制频率。在这个示例中，通过把开放端向馈源点旋转来缩短沟槽长度提高了波段抑制频率。

下一个考虑的天线是单极天线，它可以容易地与50Ω系统连接进行测量，例如50Ω传输线，一段同轴电缆，印刷微带。Bishop’s Hat单极的结果见图23a至23c，圆形天线见图24a至24c。

图25示出了一种适合在PCB上制作的天线，例如，适用于基于PCMCIA的产品。通常，PCB有范围在2＜Er＜5之内的介电常数(Er)，应当加以考虑，因为它会缩小天线结构的物理尺寸。使用陶瓷基片可以进一步减小天线的大小。

在PCMCIA模块中，垂直于天线元件放置地平面是很困难的，而双极天线更适合PCMCIA的要求。平衡馈源可以通过使用UWB平衡-不平衡转换器对单端发射器进行馈电或通过使用具有平衡输出信号(具有180°相位差的两个信号)的发射器的方式来实现。使用EM模拟器，任何其它导体的邻接效应就可以考虑到，例如，PCMCIA模块、笔记本电脑或个人电脑的金属外壳，或PCB上的其它相邻电路。双极的两半可以蚀刻到PCB的两面，这样让对称的宽边耦合带状线可用于平衡馈源。外观上的偏移仅是透视图造成的；在理想状态下，两个馈源线实质上是相对放置的(与并排放置相比，这样提供更大的重叠区域。并排放置时，它们只在等于铜板厚度的宽度上互相面对)。

各种天线都使用Anritsu 37347A网络分析仪进行测量。值得注意的是，在实验室内而不是在消声室内测量路径损耗可能带来很多问题。来自附近金属结构或设备的多个反射可能会影响结果。

原型Bishop’s Hat(单极配置)使用铜板制造，并放置到56.25cm²的地平面上。天线直接与50ΩSMA连接器连接，由此可测量S11(图26a)。两个这样的天线连接到此网络分析仪的两个端口上，距离30cm；连接端口2的天线具有沟槽以提供频率凹槽。测量S参数(参考图26b-S21 2621，S11 2611，S22 2622)，S21清晰地表明天线的通带在整个UWB频率的范围内延伸，更高的频率上因为自然的6dB/倍频程自由空间损耗而出现更强的衰减。此外，6.6GHz附近可以看到凹槽，虽然可以将此凹槽调整为5.2GHz的802.11频率。30cm内2.7GHz的自由空间损耗是-30.6dB，这非常接近上面获得的结果，表明天线实际上以约-0.2dBi的水平增益辐射(每个天线)。线性相位(恒定的群延迟)是合乎低比特误差率需求的；群延迟见图26c(注意凹槽处过度的群延迟)。UWB带外的噪音或高群延迟是分析仪因低信号电平而失去相位锁定的结果。图27示出了具有沟槽的Bishop’s Hat单极天线的照片。

参考图28a-c，在圆形单极中，直径决定了低频响应(在本例中约为3GHz)。直径为20mm的原型圆形单极放置在56.25cm²地平面上方的SMA连接器的中心引脚上。图28b以Smith圆图格式示出了S11，并证明了有用的UWB响应。

两个这样的圆形天线分开30cm放置，并连接至网络分析仪，测量S参数(参考图28b-S21 2821，S11 2811，S22 2822)。与分析仪的端口2连接的圆形天线具有沟槽，从而S22具有较高的回波损耗(marker-2)，而在这种情况下，S21具有在5.2GHz的响应处的凹槽。而且，S21在2.6GHz的幅值是-28dB，与-30.3dB的理论路径损耗非常接近，而天线因此获得+1.1dBi的增益(每个天线)。

群延迟图见图28c；5.3GHz处的大偏移源于其中一个天线上的沟槽。平均约1ns的群延迟完全是由于天线之间30cm的距离造成的。

回顾上述内容，可以看到，Bishop’s Hat天线以比上面所述稍微复杂些的方式运行，但基本原理相同。低频性能由最大尺寸(中心长度)决定，但是高频响应源于多个模式的重叠，包括短边元件的λ/2谐振和更长元件的3λ/2谐振。

Bishop’s Hat和圆形天线的模拟结果与测量结果一致，可以看到Bishop’s Hat和圆形天线都适用于UWB系统。两者都可以有沟槽以提供具有降低响应度的频带，例如，降低来自本地802.11传输等的无线电干扰效应。

此结构可用于单极或双极配置，只要它们正确地被驱动。在PCB(印刷电路板)上，增高的介电常数(空气中)可以让天线物理尺寸更小，例如，适合PCMCIA应用。平衡传输线可用于在较短的距离内将发射器的平衡输出连接到双极中心。采用陶瓷基片材料可进一步缩小天线结构的大小。例如，在基于PCMCIA的设备中有用的可选结构中，(单极或)双极的形状可以定义为在非铜内，即地平面内的切口内，类似于有槽的双极。

上述天线结构可用于任何UWB发射、接收或收发系统中。某些UWB应用包括UWB无线电通信系统、雷达系统、标签、无线局域网(WLAN)系统、防止相撞传感器、RF监控系统、精确定位系统等等。此天线结构的实施例在非UWB系统中也有应用。

本领域普通技术人员应当清楚上述设计的很多变化都是可能。例如，天线结构可以采用锯齿形或波浪形边缘，使天线具有电感更强的外观，从而改变天线的频率响应。

毫无疑问，本领域普通技术人员应当清楚很多有效的替代方案。本发明并不局限于所述实施例，在不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的前提下，还包含对本领域普通技术人员显而易见的修改。

权利要求书

(按照条约第19条的修改)

1.一种天线，此天线包含具有用来把天线馈源耦合至天线的天线馈源耦合区的天线主体；其中

所述天线主体实际上包含多个实质上的直导电元件，所述导电元件的长度范围从第一长度到第二、更短的长度，所述长度确定了所述元件的谐振频率；其中

每个所述导电元件具有位于所述耦合区内的近端，长度为所述第一长度或所述第二长度的所述元件确定天线轴，所述元件与所述天线轴成一定的角度；其中

与所述天线轴成一定角度的元件的长度由夹角和对应此长度的谐振频率之间的线性关系决定。

2.按照权利要求1所述的天线，其特征在于所述第一长度对应第一谐振频率，而所述第二长度对应第二谐振频率；其中，具有所述第一长度和第二长度的元件之间的夹角确定基角；其中，与所述天线轴成一定角度的所述元件的长度由此元件的谐振频率决定，一定角度的元件的谐振频率与所述第一谐振频率之间的差异由所述第一和第二频率乘以所述角度与所述基角的分数之间的差异决定。

3.按照权利要求2所述的天线，其特征在于所述基角小于90度，更优选的是小于60度，最优选的是实质上小于或等于45度。

4.按照权利要求1、2或3所述的天线，其特征在于所述天线主体具有通过所述耦合区的对称轴，即所述对称轴一侧的有效导电元件在所述对称轴的另外一侧具有与之对应的元件。

6.按照上述权利要求之一所述的天线，其特征在于所述天线主体包含实质上连续的导体；其中，所述导电元件包括位于所述实质上连续的导体内的导电路径；其中，所述元件的远端确定所述导体的曲边。

7.按照权利要求6所述的天线，其特征在于所述天线主体还具有至少一个实质上的直边。

8.按照上述权利要求之一所述的天线，其特征在于所述天线主体实质上是平面。

9.按照权利要求8所述的天线，其特征在于所述天线包含由介电基片支撑的导电层。

10.按照权利要求8或9所述的天线，其特征在于所述有效导电元件在所述天线主体内确定至少一个开孔，第一导电元件确定所述开孔的第一条边，而第二较短的导电元件确定所述开孔的第二条边。

11.按照上述权利要求之一所述的天线，其特征在于所述元件长度实质上是所述元件谐振频率的四分之一波长。

12.按照权利要求1至11之一所述的天线，其特征在于具有第一长度的元件确定所述天线轴。

13.一种天线，包括按照上述权利要求之一所述的天线对，实质上关于天线之间的中心线对称放置。

14.按照权利要求13所述的天线，其特征在于还包含针对所述天线耦合区的馈源。

15.按照权利要求14所述的天线，其特征在于所述馈源包含平衡线馈源。

16.按照权利要求14或15所述的天线，其特征在于天线对的耦合区彼此相隔实质上不超过所述馈源的宽度。

17.按照权利要求13、14或15所述的天线，其特征在于天线对的耦合区彼此相隔小于2mm，更优选的是小于1mm。

18.一种超宽带(UWB)天线，如上述权利要求之一所述。

19.一种超宽带天线结构，其特征在于包含实质上阻抗均匀的平面导体，这种结构的形状是连接在一起的一对类三角形的形状，每个三角形有一个长边、一个短边和一个曲边，还具有位于一个角的天线馈源连接，所述结构具有穿过所述天线馈源连接的对称轴。

20.按照权利要求19所述的超宽带天线结构，其特征在于所述结构具有第一对在所述天线馈源连接分叉的实质上的直边，和第二对聚合于所述天线馈源连接对面一点的曲边，所述对称轴确定此结构的两半，所述结构的每一半都具有所述实质上的直边和曲边。

21.按照权利要求19或20所述的超宽带天线结构，其特征在于所述曲边由包括下述点的轨迹的一部分的曲线构成：点与所述天线馈源连接之间距离的倒数实质上与连接所述天线馈源连接和此点的线与所述对称轴之间的夹角成比例。

22.按照权利要求20、21或22所述的超宽带天线结构，其特征在于所述类三角形沿长边相连。

23.按照权利要求20到22之一所述的超宽带天线结构，其特征在于所述实质上的直边与所述对称轴之间的夹角小于60度；更优选的是夹角实质上小于或等于45度。

24.按照权利要求19到23之一所述的超宽带天线结构，其特征在于还包含一对或多对边，每一个都在所述天线馈源连接和所述曲边之间延伸，从而在所述结构中定义一个或多个凹槽。

25.按照权利要求19到24之一所述的超宽带天线结构，其特征在于所述天线结构包含电路板上的导电金属层。

26.一种天线，包括实质上匹配的按照权利要求19到25之一所述的天线结构对。

27.按照权利要求26所述的天线，其特征在于所述天线结构之间的距离实质上不超过1mm。

28.按照权利要求26所述的天线，其特征在于还包含耦合至所述天线结构的所述天线馈源连接的天线馈源，其中所述天线结构的天线馈源点实质上是相邻的并位于所述天线馈源的两边。

29.按照权利要求28所述的天线，其特征在于所述馈源包含平衡馈源。

30.一种天线结构，其特征在于包含具有天线馈源的、实质上阻抗均匀的平板导体，这种结构的形状是连接在一起的一对类三角形的形状，每个三角形有一个长边、一个短边和一个曲边，此结构具有穿过所述天线馈源的对称轴，所述结构具有第一对在天线馈源分叉的实质上的直边、和第二对聚合于天线馈源对面一点的曲边。

31.按照权利要求30所述的天线结构，其特征在于天线结构具有第一和第二3dB频率，所述第一和第二3dB频率是在充当接收天线接收在所述第一和第二3dB频率之间具有实质上平坦频谱的信号时、收到的信号功率比收到的最大信号功率小3dB的频率，所述第二3dB频率至少是所述第一3dB频率的1.5倍，更优选的是至少是所述第一频率的2、2.5或3倍。

32.一种超宽带天线，所述天线包含具有天线馈源的天线主体，其中所述天线主体是平面和圆形的，所述天线还包含与所述馈源相邻的地平面，其中所述地平面实质上与所述天线主体垂直。

33.按照权利要求32所述的超宽带天线，其特征在于所述天线馈源包含针对所述实质上为圆形的天线主体横截面的边缘的馈源。

34.一种超宽带天线，所述天线包含双极结构的天线主体对，所述天线主体具有天线馈源，每个所述天线主体是平坦和圆形的，其中所述天线主体互相缠绕在一起。

35.按照权利要求34所述的超宽带天线，其特征在于所述天线主体实质上成90度角。

36.一种超宽带天线，所述天线包含具有天线馈源的天线主体，所述天线主体包含确定了开孔的地平面，所述开孔具有由实质上为圆形的非导电盘构成的横截面。

37.一种超宽带天线结构，其特征在于包含实质上阻抗均匀的平面导体，此结构确定了如下开孔：其形状是连接在一起的一对类三角形的形状，每个三角形具有一个长边、一个短边和一个曲边，以及位于一个角的天线馈源连接，这种结构具有穿过所述天线馈源连接的对称轴。

Claims

5.按照权利要求4所述的天线，其特征在于所述天线轴实质上与所述对称轴一致。

18.一种超宽带(UWB)天线，如上述权利要求之一所述。

32.一种超宽带天线，所述天线包含具有天线馈源的天线主体，而所述天线主体具有实质上为圆形的横截面。

33.按照权利要求32所述的超宽带天线，其特征在于所述天线主体实质上是圆形。

34.按照权利要求32或33所述的超宽带天线，其特征在于所述天线馈源包含针对所述实质上为圆形的天线主体横截面的边缘的馈源。

35.按照权利要求32到34之一所述的超宽带天线，其特征在于还包含与所述天线馈源邻近的地平面。

36.按照权利要求32到34之一所述的超宽带天线，其特征在于包括双极结构的所述天线主体对。

37.一种超宽带天线，所述天线包含具有天线馈源的天线主体，而所述天线主体限定了横截面实质上为圆形的开孔。

38.一种超宽带天线结构，其特征在于包含实质上阻抗均匀的平面导体，此结构确定了如下开孔：其形状是连接在一起的一对类三角形的形状，每个三角形具有一个长边、一个短边和一个曲边，以及位于一个角的天线馈源连接，这种结构具有穿过所述天线馈源连接的对称轴。