CN1881972A - 接收装置和接收方法 - Google Patents

Abstract

接收装置和接收方法。本发明的课题是提供在多径传播环境下高精度地求出预期信号和非预期信号的接收定时差的利用OFDM方式的接收装置。作为解决手段，使用了在多个通信装置利用同一频率同步地进行通信的通信系统中所使用的OFDM方式的接收装置。接收装置具有定时误差检测单元，其导出来自通信对方的预期信号和来自非通信对方的非预期信号的接收定时之间的差。定时误差检测单元具有：分离接收信号中所包含的属于预期信号的导频信号和属于非预期信号的导频信号的单元；转换单元，其把根据分别与预期信号和非预期信号相关联的导频信号导出的频域的各个信道估计值转换为时域的信道脉冲响应值；以及根据与预期信号和非预期信号相关的信道脉冲响应值导出误差信息的单元。

Description

接收装置和接收方法

技术领域

本发明涉及无线通信的技术领域，特别涉及多个收发机利用同一频带进行通信的移动通信系统所使用的接收器和接收方法。

背景技术

以往，作为多个收发机共用一个频带进行通信的方法，有带冲突回避功能的载波侦听多址接入(CSMA/CA：Carrier Sense Multiple Accesswith Collision Avoidance)方式，该方式例如在无线LAN(Local AreaNetwork，局域网)中使用。在CSMA/CA中，收发机在开始数据的发送之前，确认其它用户是否已在进行通信，如果没有进行通信，则该收发机可以开始进行发送。对于其它用户是否正在进行通信，例如也可以通过测量周边的干扰电平来进行确认。如果其它用户已在进行通信，则禁止数据的发送，经过一段期间后(例如，经过随机确定的时间后)，再次尝试进行发送。

图1表示一般的CSMA/CA方式的收发机。如该图所示，在接收功率测量部中测量干扰电平，确定可否进行发送。如上所述，在CSMA/CA方式中，在某个用户正在通信的期间内，其它用户不能进行通信。因此，该方式在进行实时通信或流传输等的情况下，可能带来不能允许的较大延迟。另外，在用户数量增多时，可能根据用户的环境而禁止长时间通信。

另一方面，还提出了同时对不同的信号进行空间复用而进行发送、在接收机侧利用传输路径(信道)的差异来分离各个信号的技术(关于该技术可以参照例如非专利文献1)。如果利用该技术，可以允许多个收发机在同一时间内进行通信。在该情况下，如图2所示，考虑到，各个收发机与通信对方之间当然同步，但与非通信对方之间不同步的情况。但是，如果这些多个收发机相互不同步地进行通信，则导致各个收发机发送的导频码元(或导频信道)的检测精度或信道估计精度严重恶化。因此，希望各个收发机的通信如图3中的A-A’、B-B’所示，彼此同步。另外，在包含收发机A-A’的通信组1与包含收发机C-C’的另一个通信组2接近或融合的情况下，希望通信组1、2内的所有收发机都同步。通过使各个收发机彼此同步地进行通信，可以提高空间复用的信号的分离精度、提高系统整体的容量。为了维持这种适当的同步，需要高精度地测量信号的接收定时(更具体讲是预期信号和非预期信号的接收定时之差)。

为了使多个收发机彼此同步，可以利用全球定位系统(GPS，GlobalPositioning System)，也可以从预定的通信设备发送信标(beacon)那样的某种同步信号。但是，使用GPS的方法对于室内或非视距的环境等中的通信是不利的。并且，在发送某种同步信号的情况下，不仅需要为此所需的设备投资，而且在电波达不到的区域不能确保同步。

在专利文献1中，如图4所示，预先设定基准基站A，通过使其它基站B、C与该基准基站A同步，调节各个收发机的发送定时。在图5所示的例中，基站属下的一个或以上的收发机根据基站调节时间进行通信。但是，在这些方法中，作为移动站的收发机的通信对方固定于基站，因此例如不能把该技术直接利用到对等网(adhoc network)那样的网络中。并且，在变化多端的移动通信环境下，难以事前固定地设定多个基站中、值得作为基准的最佳基站。

可是，在多径传播环境下，各种延迟波通过从发送机至接收机的各种传播路径到达接收机。在接收机侧测量到这些一组的延迟波，作为信道脉冲响应。理想的是，在各个路径的定时中表现出Δ函数那样的相关值，没有路径的区间的值为0。但是，在所使用的导频信号的自相关不完全的情况下，该值不是0，而作为某种大小的信号输出。并且，由于导频信号之间的正交性的不完全性，也会导致所测量的信道脉冲响应中产生无用的信号成分。这种情况成为准确地判别各个路径的定时的障碍。

专利文献1：日本特开平10-190562号公报

专利文献2：日本特开2004-297756号公报

非专利文献1：Hiromasa Fujii，et al.，“A Turbo Equalizer withSimplified MMSE Filtering for MIMO Channel Signal Transmission”，2003IEEE 58th Vehicular Technology Conference VTC 2003-Fall

发明内容

本发明就是为了解决上述问题中的至少一个而提出的，其课题是在多径传播环境下高精度地求出预期信号和非预期信号的接收定时差的利用OFDM(orthogonal frequency division multiplexing，正交频分复用)方式的接收装置和接收方法。

在本发明中，使用了在多个通信装置利用相同频率同步地进行通信的通信系统中所使用的OFDM方式的接收装置。接收装置具有：设定进行FFT用的FFT窗口的初始定时设定单元；对接收信号进行快速傅立叶变换的FFT单元；以及定时误差检测单元，其根据来自通信对方的预期信号和来自非通信对方的非预期信号的接收定时之间的差，导出误差信息。定时误差检测单元具有：分离接收信号中所包含的属于预期信号的导频信号和属于非预期信号的导频信号的单元；转换单元，其把根据分别与预期信号和非预期信号相关联的导频信号导出的频域的各个信道估计值转换为时域的信道脉冲响应值；以及根据与预期信号和非预期信号相关的信道脉冲响应值导出所述误差信息的单元。

根据本发明，可以在多径传播环境下高精度地求出预期信号和非预期信号的接收定时差。

附图说明

图1是表示现有的收发机的方框图。

图2是表示多个收发机进行通信的状态的图。

图3是表示多个收发机进行通信的状态的图。

图4是表示多个收发机根据基准基站进行通信的状态的图。

图5是表示下属的收发机根据基站进行通信的状态的图。

图6是表示多个收发机同步地进行通信的状态的图。

图7是表示码元配置例的图。

图8是表示本发明的一个实施例的收发机的接收部的图。

图9是表示定时误差检测部的图。

图10表示检测接收定时差的原理图。

图11是表示在三个终端共用频带时的码元配置例的图。

图12是表示在本发明的一个实施例中可以使用的定时误差检测部的图。

图13是表示在本发明的一个实施例中可以使用的码元配置例的图。

图14是表示定时误差检测部的结构例的图。

图15是表示定时误差检测部的结构例的图。

图16是表示定时误差检测部的结构例的图。

图17是表示定时误差检测部的结构例的图。

图18是表示在本发明的一个实施例中可以使用的码元配置例的图。

图19是表示定时误差检测部的结构例的图。

图20是表示导频码元的配置例的图。

图21是表示改进后的导频码元的配置例的图。

图22是表示码元配置例的图。

图23是表示判别副载波块的连续使用性的连续使用判断部的图。

图24是用于说明判断副载波的连续使用性的原理的图。

图25是表示判别副载波块的连续使用性的另一种连续使用判断部的图。

图26是用于说明判断副载波的连续使用性的原理的图。

图27是表示FFT窗口和延迟波之间的关系的图。

图28是表示本发明的一个实施例的收发机的接收部的图。

图29是表示FFT窗口和延迟波之间的关系的图。

图30是表示定时误差检测部的结构例的图。

图31是表示时移量和FFT窗口之间的关系的图。

图32是表示相移部的结构例的图。

图33是表示导频码元的配置例的图。

具体实施方式

在本发明中作为前提的通信系统中，多个通信装置或收发机(在实施例中表述为“终端”)利用同一频带同步地进行通信。收发机的接收部根据对于预期信号和对于非预期信号在频域中估计出的各个信道估计值，分别生成时域的脉冲响应，测量根据这些脉冲响应导出的定时和定时差，求出与预期和非预期信号相关的准确的定时信息(误差信息)。由此，接收机可以高精度地估计来自通信对方的预期信号的接收定时和来自非通信对方的非预期信号的接收定时之差。把所检测出的误差信息通知给通信对方。

也可以将根据两个或以上的非预期信号导出的两个或以上的频域的信道估计值合成为一个频域的信道估计值。将合成后的一个频域的信道估计值转换为时域的信道脉冲响应值。由此，可以在接收机内节约IFFT部的个数或运算次数。

在本发明的一种方式中，使用了把频带分割为多个频率块的通信系统。各个频率块包含一个或以上的副载波。在该情况下，定时误差检测单元不仅导出使用预期信号所使用的频率块的非预期信号的接收定时，也可以导出与其它频率块相关的非预期信号的接收定时。其它频率块也可以与预期信号所使用的频率块邻接。

也可以对使用预期信号所使用的频率块的非预期信号的接收定时、及使用其它频率块的非预期信号的接收定时进行加权合成。由此，可以根据对预期信号的干扰贡献度测量接收定时。

在本发明的一种方式中，利用初始定时设定单元设定FFT窗口，使得在从先头波起不超过保护间隔(guard interval)的范围内，该FFT窗口的始点比最大延迟波的开始时刻靠后，其终点比先头波的结束时刻靠前。由此，可以尽量增多FFT窗口内所包含的码元数，可以有助于接收定时测量的高精度化。

也可以在数据码元和导频码元中使用不同长度的保护间距。在该情况下，也可以在数据码元和导频码元中设定不同的FFT窗口。

也可以根据导频码元的插入位置校正根据与预期信号相关的导频信号导出的信道脉冲响应值的相位。还可以根据始点不同的FFT窗口之间的时间差校正信道脉冲响应值的定时。(也可以使用利用某个FFT窗口定时计算出的FFT输出，计算按照不同的FFT窗口定时进行FFT的情况下的FFT输出)。由此，可以提高设定了不同的FFT窗口的情况下的运算效率。

根据本发明的一种方式，也可以通过将使用一个频率块的情况下的导频码元模式重复所使用的频率块数那么多次，设定使用多个频率块的情况下的导频码元模式。由此，可以与非通信对方使用的频率块数无关地、容易地根据非预期信号导出频域的信道估计值。

通过对与多个频率块相关的多个信道估计值一并进行傅立叶逆变换、判别变换后的信号的持续时间的长短，可以适当地判断邻接的频率块是否被同一终端使用。或者，也可以对与邻接的频率块中的一方相关的频域的信道估计值进行外插值，比较信道估计值的外插值前后的副载波成分，由此不使用IFFT部而进行判断。

(实施例1)

如图6所示，在本实施例中，终端A和终端A’以及终端B和终端B’分别利用同一频率同步地进行通信。各个终端典型的是移动终端，但也可以是其它的通信终端。终端A和B使用图7所示的码元配置结构作为一例。对导频码元和数据码元进行时间复用，在频率方向上对终端A的导频码元和终端B的导频码元交替地进行复用。以下，说明接收来自终端A的信号的终端A’检测终端A和终端B的接收定时差的情况。

图8表示终端A’的接收部的结构。终端A’对正交频分复用(OFDM)方式的信号进行收发。接收部具有：初始定时检测部81、FFT部82、信道估计部83、信号检测部84、定时误差检测部85、以及反馈部86。

初始定时检测部81确定FFT窗口的开头(开始定时)，该定时被设定成如果在周围环境中只有通信对方、则在FFT窗口内不会接收到来自任何非通信对方的信号。例如，也可以将FFT窗口的开头确定为来自通信对方的接收信号的相关输出最初超过阈值的定时。当存在向通信对方以外进行发送的终端时，根据该定时确定FFT窗口的开头。

FFT部82按照所指定的定时对接收信号进行快速傅立叶变换(FFT)，从而进行OFDM方式的解调。由此，时域的一系列的接收信号被转换为频域的每个副载波的信号组。

信道估计部83根据FFT后的信号计算信道估计值，通知给信号检测部84。

信号检测部84根据通知到的信道估计值调节接收信号的振幅和相位而输出，以便进行进一步的数据检测。有时在接收信号中不仅包含来自通信对方的信号(预期信号)，而且还包含来自非通信对方的信号(非预期信号或干扰信号)。通信对方是指意欲进行信息传输的用户或装置。例如，在图6所示的示例中，相对于终端A’(A)的通信对方是终端A(A’)，终端B、B’为非通信对方。是否是通信对方是相对概念，例如相对于终端B’的通信对方是终端B，终端A、A’是非通信对方。信号检测部84使用在相应的技术领域公知的信号分离方法，分离预期信号和非预期信号，适当地提取预期信号。信号分离法例如可以是能够在MIMO复用方式中使用的最大似然法(MLD：Maximum Likelihood Detection)、使用线性滤波器的方法等。

定时误差检测部85从FFT后的信号中检测出预期信号和非预期信号的接收定时差。

图9表示定时误差检测部85的结构例。定时误差检测部85包括：分离部DMUX(也称为分离器)91、由两条虚线分别包围的两个定时检测部、以及定时误差判断部98。分离部91从接收信号中分离出用户1(例如终端A)的导频码元和用户2(例如终端B)的导频码元。如图7所示，导频码元在频率方向上规则地排列，所以分离部91能够根据其规则分别分离所接收到的码元。因此，导频码元的配置模式可以不像图7所示那样交替，可以是对于发送侧和接收侧已知的任意的模式。但是，从对双方终端保证相同的特性的观点考虑，优选图示那样交替地进行配置。

导频信号除法部92、93对所输入的接收信号除以各自的导频信号。由此，导出表示在无线传播路径(信道)中受到的影响的量(信道估计值)。

IFFT部94、95对该量进行快速傅立叶逆变换(IFFT)，求出脉冲响应。即，在时域中表现频域中表现的、表示在信道中受到的影响的量。

定时确定部96、97使用各个脉冲响应，确定接收定时而输出。接收定时可以是脉冲响应所表现的先头路径的定时，也可以是相当于全部或一部分路径的重心的定时。

定时误差判断部98根据预期信号的接收定时和非预期信号的接收定时计算它们的差分。该差分通过图8中的反馈部86通知给通信对方。在多个OFDM码元中配置了导频码元的情况下，接收定时的差分可以是预期信号的接收定时的平均值和非预期信号的接收定时的平均值之间的差分，也可以输出差分的平均值。另外，平均不仅可以是算术平均，也可以是一般的加权平均。

图10表示导出接收定时的差分Δt的状态。图中，与终端A相关的频域的信道估计值和时域的脉冲响应值分别与图9中的IFFT部94的输入和输出相关联。同样，与终端B相关的频域的信道估计值和时域的脉冲响应值分别与图9中的IFFT部95的输入和输出相关联。在图示例中，通过计算脉冲响应中的先头路径的时间差，求出接收定时的差分Δt。

在终端A’要开始与终端A进行通信的情况下，终端A’的初始定时检测部81设定FFT窗口。如果周边不存在任何非通信对方，则终端A-A’可以自主地开始进行通信。如果周边已有终端B-B’那样的非通信对方处于通信中，则终端A-A’需要与它们的通信同步，根据它们设定发送定时。在该情况下，通信中的信号包含预期信号和非预期信号，理想的是同时接收它们，适当地进行信号分离。但是，由于通信环境随时间而变化，所以通信信号的定时也可能在通信中发生变化。由定时误差检测部85检测预期信号和非预期信号的接收定时之差(误差信息)，通过反馈部86报告给通信对方的终端A。终端A根据从终端A’接收到的误差信息，调节向终端A发送信号的定时。其结果是，在终端A’中，来自终端A的预期信号的接收定时发生变化。另一方面，非通信对方B、B’也要与终端A、A’同步，在终端B、B’中也进行相同的动作。各个终端分别更新发送定时，使终端之间彼此的差分(由误差信息表示)变小，从而多个终端可以同步地进行通信。

另外，在使用多个接收天线的情况下，也可以根据由所有接收天线接收到的信号确定定时误差。

关于傅立叶变换和傅立叶逆变换，不只使用快速傅立叶变换(FFT)和傅立叶逆变换(IFFT)，也可以使用离散傅立叶变换(DFT)和离散傅立叶逆变换(IDFT)。IFFT部94、95的点数在本实施例中为32点，但也可以根据用途使用其它数值。在IFFT部的IFFT点数和副载波数不一致的情况下，在IFFT部中需要使用与副载波数的点数相等的DFT。

(实施例2)

图11表示在三个终端共用某个频带时使用的码元配置例。在实施例1中两个终端占用了所有频带，但在图示例中为三个终端占用了所有频带。在该情况下，也可通过对三个终端各自分别求出脉冲响应，确定接收定时差。但是，定时误差检测部中的与IFFT相关的处理需要进行3次。一般，为了分别求出与N个终端相关的脉冲响应，需要进行N次IFFT。

图12表示在本实施例中使用的定时误差检测部的结构。对与在图9中已经说明的要素标以相同的标号。分离部121与分离部91相同，适当地分离各个导频码元，但在本实施例中，分别分离在频率轴上以一定间隔排列的三种码元。并且，需要注意的是，位置关系与图9不同，与预期信号相关的处理要素92、94以及96被描绘在图中下侧。预期信号是来自终端A的信号。在本实施例中，追加设有导频信号除法部122。各个导频信号除法部92、93、122具有相同的功能，进行与终端A、B、C的各个导频码元相关的除法计算。从导频信号除法部92输出的针对预期信号的信道估计值直接输入到IFFT部94中。IFFT部94输出针对预期信号的时域的脉冲响应值，输入到定时误差判断部98中。另一方面，从导频信号除法部93、122输出的针对非预期信号的信道估计值通过合成部合成后，输入到一个IFFT部95中。从IFFT部95中以合成后的状态输出与来自终端B、C的信号相关的脉冲响应值。定时误差判断部98根据各个脉冲响应值，计算预期信号和非预期信号的接收定时的差分。

根据本实施例，与非预期信号相关的多个信道估计值被合成为一个，所以能够把IFFT部的数量或运算次数从3次减少为2次。

(实施例3)

在实施例1、2中，各个用户利用了所有频带。在以下说明的实施例3中，整个频带被分割为多个频率块(或副载波块)。各个频率块一般包含一个或以上的副载波。各个用户使用一个或以上的频率块进行通信。在这种情况下，如果各个终端不同步，则不能适当地检测彼此的信号，由于在彼此的频率块之间产生的干扰，导致信号质量劣化。利用比特错误率、吞吐量、SIR等测量信号质量。

图13表示在本实施例中可以使用的码元配置例。在图示例中，副载波块1被终端C1、C2使用，副载波块2被终端A、B使用，副载波块3被终端D1、D2使用。对导频码元和数据码元进行了时间复用。

图14表示定时误差检测部的结构例，可以在图8中的定时误差检测部85中使用。该定时误差检测部具有：分离部141、4个定时检测部142、143、144、145、以及定时误差判断部146。分离部141根据图13所示的码元配置模式分离各个导频码元而输出。4个定时检测部分别与图9所示的定时检测部一样，包括导频信号除法部、IFFT部以及定时确定部。定时检测部142进行与预期信号(在本实施例中为来自终端A的信号)相关的信号处理，导出预期信号的接收定时。其它的定时检测部进行与非预期信号相关的信号处理，导出非预期信号的接收定时。信号处理是指通过导频信号分离部、导频信号除法部、IFFT部以及定时确定部进行的以上说明过的处理。定时检测部143进行与预期信号所属的副载波块内的非预期信号(在本实施例中为来自终端B的信号)相关的信号处理。定时检测部144、145进行与邻接的副载波块内的非预期信号(副载波块1、2内的信号)相关的信号处理。在定时检测部中，可以分别导出所有的每个用户的定时，也可以导出对两个或以上进行合成后的非预期信号的定时。

在后者的情况下，通过采用图15所示的结构，可以减少与IFFT相关的运算次数或个数。关于与预期信号相关的定时检测部142和与同一副载波块内的非预期信号相关的定时检测部143，由于进行相同的信道校正，所以可以使结构的一部分相同。并且，可以全部合成而一并算出与副载波块1和3相关的接收定时。此时的定时误差检测部可以采用图16所示的结构。另外，也可以全部一并算出与预期信号以外的非预期信号相关的定时。

另外，邻接的副载波块有时只有一个。假定终端A只使用了副载波块1时，附近邻接的副载波块只有副载波块2。

(实施例4)

如上所述，优选为多个收发机相互同步地进行通信。但是，在实际的通信环境中，由于收发机的位置关系，未必所有用户一定能够按照理想的定时交换信号。一般，来自使用相同副载波的非通信对方的干扰非常大，所以最好与使用其它副载波的信号的接收定时相比、更多地考虑这种非预期信号的接收定时。

图17表示在本发明的一个实施例中可以使用的定时误差检测部。各个定时误差检测部除输出与接收定时相关的信息外，还分别输出与接收定时相关联的功率信息，输入到定时误差判断部146中。在该情况下，对来自邻接的副载波块的与接收定时相关的功率乘上合适的权重w，加权后的功率输入给定时误差判断部146。由此，在确定接收定时的差分时，调节来自预期信号所属的副载波块以外的副载波块的信号的贡献度，可以计算更合适的差分。

图18表示设定了更多的副载波块时的码元配置例。在该情况下，除邻接的副载波块外，还要考虑来自位于间接相邻的位置的副载波块的贡献。一般，前者产生比后者更大的影响。因此，对前者的权重w1大于对后者的权重w2(1＞w1＞w2)。

图19表示可以设定两种权重的定时误差检测部。如图所示，对于针对邻接的副载波块的定时的功率、以及针对位于间接相邻的位置的副载波块的定时的功率分别乘上权重w1、w2后输入给定时误差判断部。虽然也可以适当地改变权重，但优选通过仿真和/或实验来事前准备。

在本实施例中，仅示例了权重最多为两种的情况，但也可以根据需要设定合适的任意数量的权重。

(实施例5)

如上所述，为了检测预期信号或非预期信号的接收定时，需要事前知道它们的导频信号是什么。在通信对方和非通信对方使用两个或以上的副载波块时，需要知道两个或以上的副载波块分别是什么。

图20是表示码元配置的一例的图。假设在与通信对方的通信中使用了副载波块3。在图中的上侧示例中，某个用户使用副载波块1、2，在下侧的示例中，不同用户分别使用了副载波块1、2。即，在使用副载波块1、2时设定“abcdefgh”的导频码元模式，在使用单独的副载波块时设定“abcd”的导频码元模式。在该情况下，接收机需要判别邻接的副载波块是上图所示的使用状态还是下图所示的使用状态，并据此准备导频码元。但是，这种处理容易比较烦杂。

图21表示本发明的一个实施例的码元配置例。在本实施例中，以使用一个副载波块时的某种导频码元模式作为基本模式，通过重复两次或以上的基本模式而得到使用两个或以上的副载波块时的导频码元的模式。例如，假设基本模式为“abcd”时，使用两个副载波块时的导频码元为“abcdabcd”，使用3个时为“abcdabcdabcd”。这样，使用邻接的副载波块的其它终端可以与使用了几个副载波块无关地、由定时检测部适当地设定导频码元模式。

另外，如果利用这种导频码元的规则性，则定时误差检测部可以构成为在虚线框97所示的位置(加法部和IFFT部之间)设置一个导频信号除法部，以代替图15中的3个导频信号除法部92、93、122。由此，可以减少导频码元除法部的数量，可以减轻装置结构和运算负担。

(实施例6)

下面，观察在上述示例中获知其它终端使用了几个副载波块的方法。如图22所示，这等价于判别属于某个副载波块1的信号X1和属于其它副载波块的信号X2是否是是从同一终端发送的。信号X1、X2例如是把“abcd”作为内容的导频码元。

图23表示在本发明的一个实施例中使用的连续使用判断部，判别邻接的副载波块是否被同一终端使用。连续使用判断部具有：导频信号除法部232、233、IFFT部234、脉冲响应长度判断部235以及连续性判断部236。未图示的分离部DMUX针对每个副载波块提取导频码元(信号X1、X2)，分别提供给导频信号除法部232、233。导频信号除法部232、233分别输出频域的信道估计值。IFFT部234对两个副载波块的信道估计值一并进行快速傅立叶逆变换，输出脉冲响应值。脉冲响应长度判断部235根据噪声电平适当地校正脉冲响应长度。例如，在不可能存在多径的区间，也可能由于噪声的影响，在脉冲响应值中出现某些信号成分。通过设定合适的阈值来去除这种无用的信号成分，从而对脉冲响应值进行校正。最好是阈值基于由接收机估计的噪声或杂音量。例如，假设把根据来自一个终端的接收信号导出的脉冲响应值的时间轴划分为路径存在的区间P1和路径不应存在的区间P2。在该情况下，上述阈值可以设定为P2区间内的平均功率(＝杂音的估计值)×T2(T2是可以通过仿真等确定的1或以上的值)。

连续性判断部236根据适当地校正后的脉冲响应值，判别邻接的副载波块是否被同一终端使用。假定从同一终端发送了两个信号X1、X2，则如图24所示，时间轴上的脉冲响应值收敛在较短的期间内。但是，在从不同终端发送了这些信号的情况下，该信号长度很可能变得非常长。

另外，针对区间P1的长度的阈值也需要适当地进行设定。如果脉冲响应长度比该阈值短，则判断为两个副载波块由同一终端使用。阈值可以设定为对一个信号应用IFFT时假定的信道脉冲响应长度中、最长的值，也可以是预先设定的最大值，还可以是保护间隔部的长度。

根据本实施例，即使用户可能使用多个副载波块，只要各个终端使用连续的副载波块，就可以使用实施例5的导频码元而容易地识别各个终端所使用的副载波块数。

(实施例7)

在实施例6的方法中，为了判别同一终端是否连续使用副载波块，需要设置对两个副载波块的信号进行傅立叶逆变换的IFFT部。在以下说明的实施例中，不使用这种IFFT部即可进行判断。

图25表示在本发明的一个实施例中使用的另一种连续使用判断部。连续使用判断部具有：导频信号除法部252、253、外插部254以及比较部256。导频信号除法部252、253的功能与图23所示的相应部分相同，分别输出频域的信道估计值。外插部254对频域的信道估计值中的一方进行外插值，输入到比较部256中。比较部256对外插值后的信道估计值和未进行外插值的信道估计值进行比较。

图26表示作为外插值法使用了线性插值法时的两个示例。在上图(a)的情况下，邻接的副载波之间的差分通过外插值处于预计的范围内，这对应于副载波块被同一终端使用。在下图(b)的情况下，相反，邻接的副载波之间的差分通过外插值处于预计的范围外，这对应于副载波块被不同终端使用。可以通过设定预定的阈值来判别是否处于范围内。并且，在该示例中，仅示出了I相或Q相成分，但实际上优选使用I相和Q相信号双方进行判断。

(实施例8)

在实施例8中说明适当地检测FFT的初始定时的方法，该方法可以在图8中的初始定时检测部81中使用。在多径传播环境下，与一个发送信号相关联的多个延迟波依次按照各种延迟时间和到达角度到达接收机。

图27表示与预期信号相关的3个延迟波和与非预期信号相关的2个延迟波。信号是OFDM方式的信号，一个OFDM码元具有保护间隔部和有效码元部。保护间隔部的内容等于有效码元部的一部分。根据有效码元部的长度设定FFT窗口。在OFDM方式中，如果相对于先头波的延迟量被控制在保护间隔部的期间内，则能够高效地抑制码元之间的干扰。

首先，只考察预期信号时，如果在FFT窗口1到FFT窗口2的范围a内设定FFT窗口，则可以良好地接收信号。另一方面，在考虑到其它终端时，这些其它终端针对本终端的信号来调节定时而进行发送。在该情况下，在本终端中，在以与本终端的通信相关的接收定时作为中心的前后期间内，预计来自其它终端的信号的定时均匀地分散。这样，在FFT窗口1中进行FFT时，导致在FFT窗口1内不能接收像非预期信号的第2波i2那样比预期波的第3波滞后接收的信号的整个码元区间(有效码元部)。并且，在FFT窗口2中进行FFT时，在FFT窗口2内一定无法接收整个像非预期信号i1那样比预期波的第1波先接收的信号的码元区间。为了适当地估计各个信号的定时，需要关于这些信号成分，在FFT窗口内接收整个码元区间。

在本实施例中，在FFT窗口的定时中使用只考虑了预期信号时所允许的定时的范围a内分为x：(1-x)的点(定时)。x为大于等于0且小于等于1的数，优选为x＜0.5。这是因为一般更早接收的到来波的功率比后接收的到来波的功率强。

对于FFT窗口所允许的范围a，不仅可以使用预期信号的定时，也可以使用预期信号的导频码元和其它终端使用的导频码元来导出。例如，也可以求出接收信号和导频码元的相关度以及接收信号和其它终端的导频码元的相关度，使用将各个输出相加得到的值，导出初始定时。

另外，利用本实施例中说明的方法设定的FFT窗口未必一定最适合于预期波的接收定时。虽然通过本实施例设定的FFT窗口与同步误差检测相应，但也许对于数据检测和信道估计不是最佳的。基于这种观点，优选分别准备同步误差检测用的定时和用于信道估计等的定时，利用与各个处理相应的定时。

(实施例9)

如上所述，如果延迟波在保护间隔的范围内，则可以高效地抑制码元之间的干扰。因此，从信息传递的可靠性方面考虑，优选其期间比较长。但是，由于通过复制有效码元部的一部分而作成保护间隔部，所以从信息的传输效率方面考虑，不希望保护间隔长。从这种观点出发，例如准备两个长度不同的保护间隔部，把较长一方用于导频码元的传输，把较短一方用于数据码元的传输。在使用长短两个保护间隔时，优选对数据码元和导频码元分别进行FFT。因此，也分别设定FFT窗口。图28表示这种接收机。图29表示分别设定数据码元和导频码元用的FFT窗口的状态。以在实施例8中已经说明的方法适当地设定FFT窗口。但是，如果采用图28所示的结构，则需要按照不同定时独立进行两次FFT。本实施例对这点进行了改进。

图30表示可以在本发明的一个实施例中使用的定时误差检测部。对已在图9中说明的要素标以相同标号。另外，在图30中还描述了与信道估计相关的要素。具体讲，描述了与IFFT 94的输出的一方相接的时移部301、相移部302、零插入部303以及FFT部304。时移部301使定时错开相当于定时误差检测用的FFT定时窗口和数据检测用的FFT窗口的时间差c的量。在图31中示出了时间差c和FFT窗口之间的关系。相移部302可以使用例如图32所示的结构，校正IFFT输出的相位。设p＝2π/(间隔)时，相位校正量可以用np表述。但是，(间隔)是导频码元的插入间隔，如图32所示，在有规则地配置了4个导频码元时，(间隔)＝4。n是与导频码元的插入部位相关的值，在图32所示情况下，可以取值0、1、2、3。例如，n可以根据频率的高低顺序取值0、1、2、3。因此，相位校正量np为0、2π/3、4π/3。此处，如图9所示情况那样，只在全部的IFFT点数和在IFFT部94中使用的FFT点数不同时进行这种相位旋转即可，在它们为相同点数时不需要相位的校正。零插入部303通过在不应存在路径的区间内插入0而校正脉冲响应。这样，在FFT部304对进行了与相位旋转、时间和杂音相关的校正的脉冲响应值进行傅立叶变换，可以获得频域的数据检测用的信道估计值。

根据本实施例，可以利用定时误差处理的中间结果(IFFT94的输出)，导出数据检测用的信道估计值。可使分离部91的前段FFT和FFT304相互连动地执行动作，所以不需要使它们独立地动作。另外，以上只对预期信号进行了说明，但对非预期信号，也可以同样计算信道估计值。

Claims (13)

1.一种在通信系统中使用的OFDM接收机，在该通信系统中，多个无线通信装置利用同一频率相互同步地进行通信，该OFDM接收机具有：

设定进行快速傅立叶变换的FFT窗口的初始定时设定单元；

对接收信号进行快速傅立叶变换的FFT单元；以及

定时误差检测单元，其根据来自通信对方发射机的预期信号的接收定时和来自非通信对方发射机的非预期信号的接收定时之间的差，导出误差信息，

该定时误差检测单元具有：

导频信号检测单元，其从接收信号中检测出预期信号的导频信号和非预期信号的导频信号；

第1转换单元，其把根据预期信号的导频信号导出的频域信道估计值转换为第一时域信道脉冲响应值；

第2转换单元，其把根据非预期信号的导频信号导出的频域信道估计值转换为第二时域信道脉冲响应值；以及

误差信息确定单元，其根据所述第一和第二信道脉冲响应值确定所述误差信息。

2.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其中所述定时误差检测单元还包括：

合成单元，其把根据两个或以上的非预期信号导出的两个或以上的信道估计值合成为一个频域信道估计值，

其中所述合成频域信道估计值被转换为所述时域信道脉冲响应值。

3.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其中，如果频带被划分为多个频率块，各个频率块包含一个或以上的副载波，则所述定时误差检测单元确定使用了所述预期信号所使用的第一频率块的非预期信号的第一接收定时，以及使用了未被所述非预期信号使用的第二频率块的另一非预期信号的第二接收定时。

4.根据权利要求3所述的OFDM接收机，其中，所述第二频率块是与所述预期信号所使用的所述第一频率块邻接的频率块。

5.根据权利要求3所述的OFDM接收机，其中所述定时误差检测单元还包括：

加权合成单元，用于对非预期信号的所述第一和第二接收定时进行加权合成。

6.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其中，

所述初始定时设定单元设定FFT窗口，使得在从先头波起不超过保护间隔的范围内，该FFT窗口的始点位于最大延迟波的出现之后，其终点位于该先头波的结束之前。

7.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其中，如果对于数据码元和导频码元使用了不同长度的保护间隔，则所述初始定时设定单元对于数据码元和导频码元设定不同的FFT窗口。

8.根据权利要求7所述的OFDM接收机，还包括：

定时校正单元，其根据导频码元的插入位置校正从所述第1转换单元输出的脉冲响应的相位，根据不同的FFT窗口之间的时间差校正脉冲响应的定时。

9.根据权利要求3所述的OFDM接收机，其中，使用了两个或更多的频率块时，所述定时误差检测单元把使用一个频率块时选择的导频码元模式重复当前使用的频率块的数量那么多次。

10.根据权利要求3所述的OFDM接收机，还包括：

IFFT单元，其对两个或更多的频率块的信道估计值一并进行快速傅立叶逆变换；以及

定时确定单元，其确定变换后的信号的持续时间。

11.根据权利要求3所述的OFDM接收机，还包括：

外插单元，其对两个或更多的频率块的信道估计值进行外插值；以及

比较单元，其对外插值前后的信道估计值进行比较。

12.一种OFDM接收机，包括；

定时误差检测单元，其根据来自通信对方发射机的预期信号的接收定时和来自非通信对方发射机的非预期信号的接收定时之间的差，确定误差信息，该定时误差检测单元包括：

导频信号检测单元，其从FFT处理后的接收信号中检测出所述预期信号的导频信号和所述非预期信号的导频信号；

第一转换单元，其把根据所述预期信号的导频信号导出的频域信道估计值转换成第一时域信道脉冲响应值；

第二转换单元，其把根据所述非预期信号的导频信号导出的频域信道估计值转换成第二时域信道脉冲响应值；以及

误差信息确定单元，其根据所述第一和第二信道脉冲响应值确定所述误差信息。

13.一种在OFDM通信系统中使用的信号接收方法，在该OFDM通信系统中，多个无线通信装置利用同一频率相互同步地进行通信，该方法包括以下步骤：

在一个所述的无线通信装置处接收信号；

对接收信号进行傅立叶变换；

检测接收信号中所包含的预期信号的导频信号和非预期信号的导频信号；

把根据预期信号和非预期信号的导频信号导出的频域信道估计值分别转换为第一和第二时域信道脉冲响应值；

确定所述预期信号和所述非预期信号之间的接收定时差，作为误差信息；以及

把所述误差信息报告给当前正在与所述一个无线通信装置进行通信的通信对方无线通信装置。

Images