CN1881807B

CN1881807B - 用于射频设备的原位增益校准的装置和方法

Info

Publication number: CN1881807B
Application number: CN200610080549.1A
Authority: CN
Inventors: 蒂莫西·C·郭; 曼苏尔·克拉马特; 爱德华·卫·洋·刘
Original assignee: Nvidia Corp
Current assignee: Nvidia Corp
Priority date: 2005-05-18
Filing date: 2006-05-17
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2026-05-17
Also published as: US8121221B2; EP1724953A3; EP1724953A2; JP2007013937A; US20120149322A1; US7447490B2; EP1724953B1; JP4849955B2; TWI335733B; US20080273637A1; US20060264192A1; US8428194B2; CN1881807A; TW200713855A

Abstract

本发明揭示一种用于校准射频接收器(“RX”)的增益的装置，从而另外提供一种结构，其用于随着时间和/或温度执行RF集成电路的原位增益校准，且尤其当所述RF集成电路的增益易受过程中(例如固有的CMOS过程)的变化影响时，无需将所述RF集成电路从其操作性配置中移除。在一个实施例中，一个示范性装置包括一个热噪声产生器，其经配置以当校准信号进入RF集成电路的Rx路径的输入端中时产生热噪声。所述装置还包括一个校准器，其经配置以首先测量来自所述Rx路径的输出端的输出信号，并接着基于热噪声调整Rx路径的增益。在一个实施例中，所述热噪声产生器进一步包括一个终端电阻和/或阻抗。

Description

用于射频设备的原位增益校准的装置和方法

技术领域

本发明一般涉及无线通信，且更具体来说，本发明涉及利用(例如)热噪声作为校准信号来执行射频(“RF”)无线电接收器(“Rx”)的增益的原位校准。

背景技术

双极和双极互补金属氧化物半导体(BiCMOS)是用于制造包括RF接收器的RF集成电路(“IC”)的处理技术的实例。尽管这些技术在过程、电压和温度(“PVT”)上为RF接收器提供相对稳定的放大器增益，但其比较复杂和昂贵。已采用比较简单和经济的互补金属氧化物半导体(“CMOS”)处理技术来避免这些制造RF IC的技术的复杂性和成本。但CMOS中构建的RF接收器的增益在PVT上并没有上述技术稳定，进而导致放大器增益上较大的变化。因此，基于CMOS的RF IC的放大器增益必须经过校准来确保RF接收器的合适操作。

图1是用于校准RFIC 106的放大器增益的常规系统100。在这个实例中，RF IC106安装在衬底上，例如电路板104，存储器110和其它IC(未图示)也装在上面。为校准RF IC106的增益，系统100包括连接到天线端口103的信号产生器112，从而提供用来确定增益的校准信号105。天线端口103经设计以在校准后接收天线102。系统100还包括测试器108，其可以是计算设备，用来测试RF IC 106的增益。测试器108从RF IC106接收输出信号107并接着测量与校准信号105相关的增益。如果增益与期望值有偏差，那么测试器108产生由RF IC106使用的校准参数以将增益设定到期望值。测试器108接着将这些校准参数存储在存储器110中，所述存储器通常是例如EEPROM的可编程唯读存储器。当功能化时，常规的通信RF IC校准系统(例如系统100)存在若干缺陷。举例来说，系统100经配置以在生产时校准放大器增益，而不是在正常的操作条件下的领域中校准。生产期间校准增益的步骤与增加的成本和测试次数相关联。此外，这个校准常出现一次；不在生产后进行校准。常规校准技术的其它缺陷是初始的校准参数一般不考虑温度上的偏移或当电气组件老化时这些电气组件的操作特征。

鉴于前述，需要提供一种最小化上述缺陷的改进的校准装置和技术。

发明内容

本发明揭示一种系统、装置、计算机可读媒体和方法，用来随着时间和/或温度完成无线电接收器的原位增益校准，且尤其当RF IC易受过程中(例如CMOS过程)的变化影响时，无需将RF IC从其操作性配置中移除。特别地，本发明提供一种驻留在与RF IC所驻留的衬底相同的衬底上的原位校准信号产生器。在一个实施例中，原位校准信号产生器产生热噪声来校准Rx路径的增益。根据本发明的特定实施例，一个示范性装置包括一个热噪声产生器，其经配置以当校准信号进入RF集成电路的Rx路径的输入端中时产生热噪声。所述装置还包括一个校准器，其经配置以首先测量来自所述Rx路径的输出端的输出信号，并接着基于所估计的增益调整Rx路径的增益。在各种实施例中，所估计的增益是热噪声的函数，其可以是由热噪声源(“TNS”)产生的热噪声功率的估计量。详细来说，所估计的增益可以是来自Rx路径的所测热噪声输出(例如，所测的输出噪声功率信号值)和输入Rx路径中的热噪声(例如，热产生的输入噪声功率信号值)的函数。在一个实施例中，热噪声产生器进一步包括终端电阻和/或阻抗。所产生的热噪声在RF集成电路可用的频率上一般是恒定的。在另一个实施例中，校准器通过从Rx路径的噪声系数(“NF”)得到的一个量来调整增益，且噪声系数和增益相比不易受过程和/或温度上的变化影响。在另一个实施例中，装置进一步包括一个温度传感器，其耦合到校准器用来根据所测的周围温度调整噪声系数值。这改进了校准精度。在另一个实施例中，校准器是一个原位校准器，且经配置以当RF集成电路保持传送RF信号的操作时自动校准增益。在特定实施例中，校准器进一步包含一个增益评估器来确定基于输出信号的计算增益与期望增益之间的增益差，和一个增益调整器来将Rx路径的增益调整一个等于增益差的量。Rx路径包括接收器(“Rx”)电路，其中有一个是可调节放大器，其为Rx路径提供可调节的放大器增益。在操作中，增益调整器向可调节放大器提供控制信号，使得放大器可调节所测增益来匹配期望值。控制信号的整体或部分包括代表所测增益(即包括误差的计算增益)和期望增益之间的差值的增益差(或变量)的数据。本发明的示范性装置在校准无线电接收子系统的增益中特别有利，尤其当所述子系统是利用CMOS处理技术或其它类似处理技术制造时，其中增益随着过程、电压和/或温度有明显变化。

根据本发明的特定实施例，一种示范性方法校准射频(“RF”)集成电路，其是通过首先利用与RF无线电接收器相关联的至少一个噪声系数(“NF”)值来模型化有效输入噪声功率信号值，有效输入噪声功率信号经模型化以输入到RF无线电接收器中。接着，所述方法测量来自RF无线电接收器的输出噪声功率信号以形成所测输出噪声功率信号值。所述方法然后校准RF无线电接收器的增益作为有效输入噪声功率信号值和所测输出噪声功率信号值的函数。在一个实施例中，测量输出噪声功率信号包括产生热噪声，并将热噪声作为校准信号应用到RF无线电接收器中。应注意，产生热噪声和应用热噪声都是可以重复的，以使得所述方法可以执行增益的原位校准。在至少一个实施例中，所述方法测量周围温度以确定一所测温度来改进校准精度，且接着修改至少一个噪声系数的一值以形成基于所测温度的经修改的噪声系数值。详细来说，经修改的噪声系数值是补偿温度对噪声系数的影响的噪声系数值，进而为估计增益提供更稳固的噪声系数值。此外，所述方法可根据经修改的噪声系数值来调整增益。

在特定实施例中，一种系统包括一个无线电接收器子系统和一个处理器，且经配置以校准无线电接收器(“Rx”)路径的增益。无线电接收器子系统包括一个热噪声源，其经配置以提供校准信号、Rx路径和一个或多个滤波器。其中每一者都可经模型化以提供参数值，例如热噪声源值、Rx路径噪声系数值，并为一个或多个滤波器提供等效的噪声带宽。无线电接收器子系统还可包括增益调整器来调整无线电接收器子系统的增益。所述处理器经配置以与网络中的计算设备的中央处理单元(“CPU”)通信，且具有一个增益校准器，其包括一个参数产生器以提供参数值来得到有效输入噪声功率信号值。所述参数值可包括热噪声源值、Rx路径噪声系数值，和/或等效的噪声带宽。所述处理器还可包括一个输出量化器以测量来自Rx路径的输出噪声功率信号，从而形成一所测输出噪声功率信号值，以及一个增益评估器来确定计算增益与期望增益之间的增益差。计算增益可以是所测输出噪声功率信号值和有效输入噪声功率信号值的函数。增益差可传给增益调整器以用于校准增益。在特定实施例中，无线电接收器是利用互补金属氧化物半导体(“CMOS”)处理技术制造的RF集成电路的组成元件。所述处理器是一个基频处理器，包括用于在无线局域网(“WLAN”)中操作系统的媒体存取控制器(“MAC”)。

附图说明

结合与附图结合的以下详细描述，将更完全地理解本发明，其中：

图1是校准RF集成电路的放大器增益的常规系统；

图2是根据本发明的一个实施例说明具有至少两个操作模式的装置的方框图，其中一个模式是用于校准RF接收器增益的原位校准模式；

图3是根据本发明的至少一个实施例被模型化成具有一个噪声系数(“NF”)值的无线电接收器子系统的等效电路的方框图；

图4是根据本发明的一个实施例与频率相关的噪声系数(“NF(f)”)的图形表示，且将有效输入噪声功率信号值描绘成校准信号；

图5是根据本发明的至少一个实施例，描绘在适合实施图3的滤波器的频率上的示范性滤波器特征的图；

图6是根据本发明的一个实施例的RF无线电子系统的方框图，所述RF无线电子系统包括一个模数(“A到D”)转换器，用于将基频模拟信号转换成量化的“N”位字；

图7根据本发明的特定实施例，描绘增益期间的A到D转换器的操作窗口，借此，窗口改善测量误差；

图8是根据本发明的特定实施例，描绘由于截断噪声功率信号而引起的估计误差(“Pc”)和峰值与平均值比值(“PARclip”)之间的示范性关系的图；

图9是根据本发明的一个实施例，描绘由于量化噪声“Pq”之间的裕度而引起的估计误差(“Pm”)与A到D转换期间的热噪声功率“Pn”之间的示范性关系的图；

图10是根据本发明的一个实施例，描绘由于选择某个量的取样，对于特定的取样大小为Ns而引起的在量化(即测量)输出噪声功率信号过程中的估计误差(“Pmeas”)之间的示范性关系的图；

图11根据本发明的各种实施例显示用于增益校准中的估计公差的表；和

图12是根据本发明的一个实施例，描绘包括一个无线电接收器子系统和一个处理器的系统的方框图，所述无线电接收器子系统和所述处理器经配置以至少测量用于原位增益校准的输出噪声功率信号。

整个图式的若干视图中，同样的参考数字是指相对应的部分。应注意，大多数参考数字包括一般来识别第一次引入所述参考数字的图的最左边的一个或两个数字。

具体实施方式

图2是根据本发明的一个实施例说明具有至少两个操作模式的装置，其中一个模式是用于执行RF接收器的增益的原位校准。在这个实例中，装置200是双模态，其在一个模式下操作来接收作为无线电信号的通信，例如射频(“RF”)带宽内的信号，并在另一个模式下操作来独立于外部校准信号执行原位校准。

装置200包括接收器(“Rx”)电路230，无线电接收器放大路径(“Rx路径”)208通过它在第一模式下(即“接收器模式”)传播无线电信号。Rx电路230影响Rx路径208的信号传播特征。“Rx”电路230的实例包括放大器(例如低噪声放大器，或“LNA”)、混频器、过滤电路，例如中频(“IF”)滤波器、模数转换器、基频电路和适合实施RF接收器的其它已知的电路。在某些实施例中，无线电接收器子系统202构成射频前端(“RFFE”)的至少一部分，其运作在第一模式下作为RF收发器，用于在(例如)800MHz到5.2GHz的频率下接收无线信号。在至少一个特定实施例中，无线电接收器子系统202形成于单个衬底上作为RF IC的一部分。

装置200还包括增益校准器206和原位校准信号产生器214，两者都经配置以在第二模式下(即“校准模式”)校准无线电子系统202的增益。在这个实例中在概念上显示为开关的模式选择器220选择信号源用于在Rx路径208上传播信号，信号源可以是天线210或原位校准信号产生器214。为了校准与接收器子系统202相关联的增益，原位校准信号产生器214产生一个内部产生的信号(例如热噪声功率信号)，并接着将其注入Rx路径208的Rx路径输入端212a中，尽管原位校准信号产生器214可经配置来产生各种类型的校准信号，但在至少一个实施例中，其产生一个热噪声功率信号作为校准信号。因为校准信号可以是某些实施例中的热噪声功率信号，因此其可经模型化以同样包括无线电接收器子系统202的其它电子组件(例如Rx电路230)产生的热噪声。同样，校准信号可经模型化为代表与Rx路径208相关联的总等效热噪声特征的有效输入噪声功率信号。在至少一个实施例中，利用代表Rx路径208的至少一个噪声系数(“NF”)和代表由原位校准信号产生器214产生的噪声功率的功率信号来获得有效输入噪声功率信号。噪声系数值是所属领域的技术人员所了解的，且不再作进一步详细讨论。

在校准模式期间，增益校准器206首先测量在Rx路径208的Rx路径输出端处以热方式产生的噪声功率信号。接着，其确定无线电接收器子系统202的增益作为来自Rx路径输出端212b的所测热噪声功率信号和有效输入噪声功率信号值的函数。在增益校准器206计算出增益后，其接着经由控制线204来将Rx路径208的增益调整到期望的增益值。在特定实施例中，与Rx路径208有一定距离的某些“Rx”电路230经平衡或停用来最小化内部产生的噪声，从而不干扰无线电接收器子系统202的校准。

有利地，热噪声功率信号(作为校准信号)和Rx路径208的NF值与增益相比随着过程的变化是可靠恒定的。同样，本发明的各种实施例提供RF接收器的原位增益校准的局部校准信号，以使得可以“不工作”的方式完成增益校准，进而回避了在生产期间执行一次性校准或将校准参数存储在存储器中的需要。因此，Rx路径208的增益可经校准来近似其操作的期望值，而不管温度上的偏移或老化电气组件的操作特征上的改变。此外，根据本发明的实施例，可利用一个或多个现有的无线电接收器子系统202的电子组件来实施原位校准信号产生器214，且同样，不需要额外的电气组件来产生热噪声功率信号。或原位校准信号产生器214可实施为专用的校准信号产生器，所述校准信号产生器可经配置来产生非以热方式产生的信号。在替代性实施例中，增益校准器206可通过在增益校准期间解析测量误差和/或通过将周围温度考虑进增益计算过程中来改进增益校准的精度。

示范性增益校准器206经配置来确定计算增益与期望增益之间的增益差，并接着将Rx路径208的增益调整一个等于增益差的量。为了确定计算增益，增益校准器206量化(即测量)Rx路径输出端212b处的输出噪声功率信号。根据特定实施例，增益校准器206通过以下等式(1)来确定计算增益，借此，计算增益描述为输出噪声功率信号值和有效输入噪声功率信号值的函数：

G_RX＝P_mOUTdBm-P_effINdBm[±ΔdBm ] 等式(1)

其中G(RX)是计算增益，P(mOUT)是量化的(即测量的)噪声输出功率信号值，且P(effIN)是有效输入噪声功率信号值。

如等式(1)中所示，“Δ”可视情况作为估计参数值的累积误差。本发明的增益校准器可视情况使用“Δ”来确保在距期望增益+/-Δ内的增益值范围内调整Rx路径的增益。无需实施校准器206以及本文所述的校准技术，Rx路径208的增益可由于过程中的变化而变化±15dB。增益上的这个波动量对于大多数无线电接收器实施来说一般是不可接受的。校准器206经配置来通过从相对不受过程中的明显变化影响的可预测的参数值得到有效输入噪声功率信号值P(effIN)而在±5dB或更小的Δ内校准增益。某些这些参数关于图3到图5而描述。在一个实施例中，基于以下参数值的估计值来计算或实施P(effIN)：由热噪声源(“TNS”)产生的热噪声功率P(TNS)的估计量；Rx路径208的噪声系数值(“NF(Rx path)”)；和滤波器308的等效噪声带宽值(“EQ_NBW”)。

图3是根据本发明的一个实施例，被模型化为具有一个噪声系数(“NF”)值的无线电接收器子系统的等效电路的方框图。所示的无线电接收器子系统202包括经配置以产生一个输入热噪声信号303的热噪声源(“TNS”)302，所述输入热噪声信号303是被模型化的第一个参数，且包括于确定P(effIN)的过程中。TNS 302产生由于自由电子的随机移动而引起的热噪声功率，且在大部分频率频谱中一般是恒定的。可由下式(2)估计热噪声功率：

P_TNS＝10log(kT)＝10log(kT₀T/T₀)＝-174+10log(T/T₀) 等式(2)

其中P(TNS)代表以dBm/Hz作为单位的估计的热噪声功率，k是波尔兹曼常数，且T₀是300K。在一个实施例中，热噪声源302实施为无线电接收器子系统202的现有电子组件，例如50欧姆的终端电阻。这种电阻通常形成管理器的一部分，例如在低噪声放大器(“LNA”)之前的前端接收器频带滤波器。同样，TNS 302可模型化为产生一定量热噪声功率P(TNS)的噪声源。

用于计算P(effIN)的第二个参数是Rx路径208的噪声系数，或NF(Rx path)。当计算Rx路径208时，输入热噪声信号303通过低噪声放大器(“LNA”)到由局部振荡器(“LO”)驱动的混频器306。无线电接收器子系统202的这些和其它构成组件(未图示)共同产生添加到通过Rx路径208的信号中的热噪声，进而降低输入信躁比。Rx路径208的噪声系数NF(Rx path)是这个降级的测量。当无线电接收器子系统202的设计和电路布局主要影响NF(Rx path)值时，噪声系数值与Rx路径208的增益相比在过程、电压和温度的变化上相对稳定(即，NF值之间只有小偏差)，其在相同过程中制造的RF IC之间可变化+/-15dB。实际上，可以多种方式来确定NF(Rx path)值。其中一种方式包括利用无线电接收器子系统202的软件模型执行噪声模拟。在一个实施例中，通过在实施无线电接收器子系统202的大量电子设备上测量Rx路径208的噪声系数以形成估计的NF(Rx path)值作为第二个参数而用经验的方式确定NF(Rx path)值。

用于计算P(effIN)的第三个参数是一个或多个滤波器308的等效噪声频带值(“EQ_NBW”)。在通过LNA 304放大输入噪声功率信号之后，接着当其通过一个或多个滤波器308时，频带受限，滤波器的实例包括IF滤波器(例如表面声波、或“SAW”、滤波器)和/或基频滤波器(例如低通滤波器或“LPF”)。其后，无线电接收器子系统202的输出被描述成输出噪声功率信号313，其具有一个代表输入放大了增益因数的值。在本发明的特定实施例中，EQ_NBW用下式(3)估计：

EQ_NBW＝10log(BW) 等式(3)

其中EQ_NBW用Hz表达，并取决于Rx路径208的操作带宽。所以根据前述，可用下式(4)确定等式(1)的有效校准信号P(effIN)：

P(effIN)＝[P(TNS)]+[NF(Rx path)]+[EQ_NBW] 等式(4)

其中根据一个特定实施例，P(TNS)、NF(Rx path)和EQ_NBW是估计的参数值。因此根据本发明的实施例，等式(4)代表模型化为输入到Rx路径输入端212a(图3)中的校准信号，且整体上或部分上可用来校准Rx路径208的增益。这些估计的参数值的实例是-174dBm/Hz的P(TNS)、7dB的NF(Rx path)、和73dB的EQ_NBW。

增益校准器206使用以下等式(5)来确定等式(1)的“Δ”作为共同公差，这个公差是由于与估计的参数值相关联的误差贡献而引起的：

Δ＝ΔP(TNS)+ΔNF(RxPath)+10log(1+ΔBW/BW) 等式(5)

其中ΔP(TNS)是由于周围操作温度上的波动而引起的误差量，ΔNF(Rx path)是由于PVT(即过程、电压和温度)上的波动而引起的误差量，且ΔBW是由于将无线电接收器子系统202的频带限制到操作带宽而引起的。根据一个实施例，等式(2)确定ΔP(TNS)为约±0.4dB，这是假设T₀等于300K，且操作期间的周围温度限制到0℃到65℃的范围内而给出的。ΔNF(Rx path)通常在无线电接收器子系统202的各种设计中变化±2dB，其值会以经验的方式或通过模拟来确定。等式(3)估计出如果将滤波器308的带宽限制到(例如)约20MHz，那么ΔBW(即ΔEQ_NBW)小于±1.0dB(例如±0.7dB)。应注意，在某些实施例中，ΔP(TNS)和ΔNF(Rx path)可以是温度补偿的(即根据周围温度来修改)，从而减小由于周围操作温度上的波动而引起的误差量和由于PVT的温度分量上的波动而引起的误差量。

返回参考图2，增益校准器206经配置来根据等式(1)确定计算增益G(RX)。分别通过利用等式(4)和等式(5)来确定有效输入噪声功率信号值P(effIN)和Δ值，给定量化的(或测量的)噪声输出功率信号值P(mOUT)，增益校准器206可用公式表示G(RX)。其后，增益差(“Δ增益”)可形成为下式(6)中所述，用来将计算增益调整到期望值：

Δ增益＝G(RX)-G(期望) 等式(6)

其中G(期望)是Rx路径208的增益会被调整到的期望增益。期望增益G(期望)可以是用户界定的。

图4是根据本发明的一个实施例，频率相关的噪声系数(“NF(f)”)的图形表示，且描绘了有效输入噪声功率信号P(effIN)作为有效校准信号的值。NF(f)400显示在RF无线电接收器的天线或其附近处的示范性热噪声源产生的热噪声(即Rx路径的输入)在大多频率上具有噪声系数值408，且用dBm/Hz为单位的P(TNS)表示。当额外的噪声量410(例如～7dB)传播通过RF无线电接收器时，其被添加到信号中，且因此用dB描述Rx路径的噪声系数。因此，值为用dBm/Hz表示的P(effIN)的有效噪声功率信号404可确定为输入信号，以用来确定RF接收器路径的增益。尽管NF(f)包括P(effIN)的误差402的裕度，例如～2dB，但P(effIN)所显示的值不是根据等式(3)被限制频带的。出于说明目的，这个实例中的Rx路径的频带被限制到带宽420，这显示为以频率f₀为中心的20MHz带宽。图5是描绘适合实施滤波器308(图3)的频率上的示范性滤波器特征的图500。详细来说，如果滤波器308是基频滤波器(例如低通滤波器或“LPF”)，那么这种滤波器可展示滤波器特征502。或如果滤波器308是IF滤波器(例如表面声波或“SAW”滤波器)，那么这种滤波器可展示滤波器特征505。

图6到图10描述本发明的各种实施例，其中增益校准器经配置以减少增益校准期间的测量误差。图6是RF无线电子系统的方框图600，所述RF无线电子系统包括用于在“N”位宽(例如，可以是10位宽)的输出端604处将基频模拟信号转换成量化的字的模数(“A到D”)转换器602。校准期间，噪声功率信号施加到A到D转换器602的输入端606。根据本发明的一个实施例，估计出A到D转换器602固有的转换误差，且用于在测量噪声输出功率信号期间改进增益校准的精度。特定而言，增益校准器206(图2)可经配置来解决A到D转换期间的截断误差、量化噪声和取样大小。

图7根据本发明的一个特定实施例描绘增益校准期间用于A到D转换器的操作窗口，借此，所述窗口改善测量误差。A到D转换器602具有一个动态操作范围，其界定于上端的全范围操作电平702与下端的量化噪声层712之间。输出端604(图6)处的数字化噪声输出功率信号应在上限704以下，从而避免截断，但应足够稳固来最小化量化噪声在确定计算增益过程中的影响。截断和量化噪声误差都是由于影响A到D转换过程的噪声引起的。理想地，输入端606处的噪声功率信号应操作在数字化的噪声输出功率信号电平710周围(例如+/-ΔG(RX)的量)，从而确保输出端604处的数字化的输出噪声功率信号不会遭受不可忍受的测量误差，否则其会妨碍精确的增益校准。图8和图9中分别描述用于确定上限704的“后退”量706和用于设定下限714的“裕度”量716。

图8是根据本发明的一个特定实施例，曲线图800描绘由于输入端606处截断噪声功率信号而引起的估计的截断误差(“Pce”)和峰值与平均值比值(PARclip)之间的示范性关系。应注意，图7中的Δ1代表峰值与平均值比值，或PARclip，图8显示Pce和PARclip分别沿着Y轴和X轴。考虑到在这个实例中，理想情况下估计误差Pce不大于-0.1dB，这与2％的饱和度相关联。如图所示，-0.1dB的估计截断误差暗示约10dB的PARclip值802，这是从特定值Pce的全范围操作电平后退PARclip或图7中的Δ1的必要量。例如，通过将0dB的全范围操作性限制后退或减少PARclip值802，即Δ1，可确定上限704。

图9是根据本发明的一个实施例，由于量化噪声“Pq”之间的裕度而引起的估计的裕度误差(“Pm”)与A到D转换期间的热噪声功率“Pn”之间的示范性关系。例如，可从下式(7)得到Pm：

P_m＝10log(1+10^-R/10) 等式(7)

其中R等于Pn和Pq值之间的差值(即，R＝Pn-Pq)。考虑到在这个实例中，需要估计的裕度误差Pm不大于0.1dB。如图所示，0.1dB的估计的裕度误差暗示约17dB的“Pn-Pq值902”。应注意，“Pn-Pq”值902代表图7中的Δ2，其中Δ2是必要用来在用于确定计算增益的噪声功率信号(即图7的下限)与A到D转换器的量化噪声层之间提供裕度的一个量。应注意，可以理论的方式(即预定或“非工作”方式)或经验的方式或其组合分别确定图8和图9的估计的误差Pce和Pm。

图10是根据本发明的一个实施例，描绘由于一定量的取样，例如取样大小为Ns而引起的在量化或测量输出噪声功率信号过程中的估计误差(“Pmeas”)之间的示范性关系的图1000。首先考虑到RF无线电接收器的Rx路径的DC偏移先于Rx路径增益校准而被校准。同样，高斯噪声信号一般不具有DC分量，且同样，可通过下式(8)确定所测输出噪声功率信号P(mOUT)的估计值：

PmOUT = \frac{1}{N_{s}} Σ_{k = 1}^{Ns} x_{i}^{2}

等式(8)

其中可通过下式(9)确定所测(或量化的)噪声输出功率信号值P(mOUT)的标准偏差：

\frac{std ({\hat{P}}_{no})}{P_{no}} = \sqrt{\frac{2}{N_{s}}}

等式(9)

因此，如果估计误差“Pmeas”需要小于±0.4dB，且有两个σ置信区间，那么取样大小Ns必须大于1000。应注意，上述Pmeas的确定涉及到时域。在某些实施例中，利用功率谱密度估计在频域中计算Pmeas是有利的。因此，当DC偏移量位于位0时可轻易将其移除。同样，较佳根据晶振的精度来控制带宽上的变化，进而有助于功率谱密度的平整部分上的综合。此外，可更容易地排除尖刺(即功率谱密度中的峰值)。

图11根据本发明的各种实施例显示用于增益校准中的估计公差的表。如图所示，基于上文描述中得到的示范性公差来确定±3.7dB的共同公差。图12的增益校准器可经配置以使用这些公差以及其参数值来确定用于调整Rx路径增益的增益差。

图12是根据本发明的一个实施例，描绘包括一个无线电接收器子系统和一个处理器的系统的方框图，所述处理器经配置以至少测量用于原位增益校准的输出噪声功率信号。系统1200包括具有一个热噪声源214和一个可选的热传感器1204(即芯片上)的无线电接收器子系统1202。热传感器1204可经实施来校准温度对噪声系数(“NF”)的影响的可变性。由于NF在一定温度范围内(例如从-20℃到85℃)几乎是温度的线性函数，然后某些实施例中的增益校准精度可从0.5dB改进到1dB。详细来说，当噪声系数可与温度变化产生关系时，然后通过确定温度，噪声系数值的精度可改进0.5dB到1dB中的任何值。如果热噪声功率P(TNS)的估计量还可以是温度校正的(即包括所测温度)，那么无线电接收器子系统的总精度可进一步改进0.8dB到1.3dB中的任何值。

系统1200还包括含原位增益校准器1252的处理器1250。尽管处理器1250可以是中央处理单元或任何已知的计算设备，但至少一个特定实施例中的处理器1250是包括媒体存取控制器(“MAC”)模块的单芯片基频处理器(“BBP”)，且其经配置以运作在无线局域网(“WLAN”)应用中。同样，无线电接收器子系统1202可经配置以运作在至少2.4GHz到5.2GHz的频率范围以及任何其它合适频率中。在某些实施例中，可使用任何IEEE 802.11x标准或等效标准来操作处理器1250。处理器1250经由数据路径1210耦合到无线电接收器子系统1202以用于从(例如)A到D转换器的输出端接收至少数字化的输出噪声功率信号。处理器1250还经由控制线1212传送控制信号以管理校准过程。举例来说，控制线1212可传输代表周围环境的热数据来让原位增益校准器1252使用。

虽然原位增益校准器1252在操作和/或结构上与原位增益校准器206(图2)相似，但图12中所示的原位增益校准器包括一个增益评估器1260和一个增益调整器1270，两者都可由硬件、软件或其组合组成。增益评估器1260经由数据路径1210测量热噪声功率信号，且接着确定无线电接收器子系统1202的增益作为所测热噪声功率信号和至少Rx路径的有效噪声系数(“NF”)的函数。在增益评估器1260确定增益后，然后增益调整器1270在必要时经由控制线1212将Rx路径的增益调整到期望增益值。举例来说，增益调整器1270经配置以向无线电接收器子系统1202中的可调整放大器(未图示)提供控制信号1212，以使得放大器可调整所测增益以匹配期望或期望增益。控制信号1212的整体或部分包括代表从计算增益(即基于包括误差的所测增益)到期望增益的增益差

(即用于将增益调整到期望值的增益量)的数据。

在一个实施例中，增益评估器1260包括输出量化器(“OQ”)1262和参数产生器(“PG”)1264。输出量化器1262的整体或部分可经配置以测量上述代表PmOUT的值。在各种实施例中，输出量化器1262以一种方式来测量代表PmOUT的值，使得最小化由于截断误差、量化噪声或A到D转换器602的取样大小和类似物而引起的测量误差。特定而言，输出量化器1262使用指示“后退”(或PARclip)值、“裕度”(或Pn-Pq)值和取样大小的参数值来最优化增益校准的精度。参数产生器(“PG”)1264经配置以产生其它参数值，例如P(TNS)、NF(Rx path)和EQ_NBW，以及其公差，所有这些在上文都有描述。参数产生器(“PG”)1264使用参数和公差(即Δ)根据等式(5)来形成P(effIN)的值。然后，增益评估器1260使用来自输出量化器1262的PmOUT的值和来自参数产生器(“PG”)1264的P(effIN)的值根据等式(1)产生计算增益G(RX)。然后，增益调整器1270可根据等式(6)来确定Δ增益的值，且接着可使用所述值来调整放大器增益。在至少一个实施例中，原位增益校准器1252利用等式(1)和(6)在上文描述成“Δ”的公差内校准Rx路径的增益。

应注意，增益校准器1252的机能不需要受限于处理器1250。在其它实施例中，图12中所述的元件的各种机能可分布在整个系统1200中，且在远处。例如，调整器1270可驻留在无线电接收器子系统202中。在其它情况中，原位增益校准器1252和增益调整器1270(或其功能性部分)可共同位于无线电系统202中。在至少一个实施例中，无线电接收器子系统1202制造在增益随PVT明显变化的CMOS或其它类似的半导体技术中。由于系统1200可执行其无线电接收器子系统的原位增益校准，所以Rx路径的增益可校准到近似其操作的期望值，而不管温度上的偏移或老化电气组件的操作特征。所以如果计算设备(例如笔记本电脑、移动电话或类似物)实施系统1200，本发明的增益校准最优化其无线接收操作，而不管其操作温度的范围(例如从寒冷的冬天到炎热的夏大)。

本发明的通信系统适合传输和接收的频率的实例是用于无线LAN应用中的频率，其可由IEEE标准802.11规定。本发明可应用于大范围的频率。前文描述出于解释目的使用特定术语来完全透彻地理解本发明。然而，所属领域的技术人员应了解，并不需要特定的细节来实践本发明。实际上，此描述不应读作将本发明的任何特征或方面限制到任何实施例；而是一个实施例的特征和方面可易于与其它实施例互换。举例来说，尽管实施例的上文描述与RF通信系统相关，但所述讨论可应用到任何通信系统。因而，本发明的特定实施例的前文描述仅出于说明和描述目的。它们不是彻底描述本发明或将本发明限制到所揭示的精确形式；显然，根据上文教示，许多修改和变化都是可以的。选择并描述实施例是为了最佳解释本发明的原理和其实际应用；进而它们能使所属领域的技术人员以适合所涵盖的特定用途的各种修改最佳利用本发明和各种实施例。显然，本发明所述的每个优势并非都需要通过本发明的每个实施例来实现的；任何特定实施例可提供上文讨论的一个或多个优势。以下权利要求和其等效物被用来界定本发明的范畴。

Claims

1.一种用于校准一射频（“RF”）集成电路中的一无线电接收器（“Rx”）路径的增益的装置，包含：

一热噪声产生器，其经配置以产生热噪声作为进入所述Rx路径的一输入端中的一校准信号；

一校准器，其经配置以：

测量来自所述Rx路径的一输出端的一输出信号，且

基于所述热噪声调整所述Rx路径的增益；

其中所述校准器包含：

一增益评估器，其经配置以确定基于所述输出信号的一计算增益和一期望增益之间的一增益差，其中所述增益评估器包括：

一输出计量器，其经配置以量化所述输出信号，用以确定一测量输出噪声功率信号值，和

一参数产生器，其经配置以提供一估计的所述热噪声的热噪声功率、一Rx路径的一噪声系数值、和所述Rx路径的一等效噪声带宽；从所述热噪声功率、所述噪声系数值和所述等效噪声带宽得到有效输入噪声功率信号值，

其中所述增益评估器确定所述计算增益作为所述测量输出噪声功率信号值和所述有效输入噪声功率信号值的函数；和

一增益调整器，其经配置以将所述Rx路径的所述增益调整等于所述增益差的一个量，所述Rx路径包括一可调整的放大器；

所述装置进一步还包括一温度传感器，其耦合到所述校准器以用于根据一所测周围温度调整所述噪声系数值，从而改进校准精度。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述热噪声产生器进一步包含一终端电阻或阻抗，其中由其产生的所述热噪声在可由所述RF集成电路使用的频率上基本上是恒定的。

3.根据权利要求1所述的装置，其中所述校准器是一原位校准器，其经配置以校准所述Rx路径的增益，同时所述RF集成电路仍经配置以接收RF通信信号，所述装置进一步包含：

一天线端口，其经配置以从一天线接收RF通信信号；

一放大器，其安置于所述Rx路径中以用于影响所述Rx路径的增益；

一模式选择器，其耦合到所述Rx路径，所述模式选择器经配置来在一第一模式下从所述天线端口选择一信号源或在一第二模式下选择一原位校准信号产生器，其中所述RF集成电路运作在：

所述第一模式，用来当运作在一接收器模式下放大RF通信信号，和

所述第二模式，用来当运作在一校准模式下放大所述校准信号。

4.一种用于校准一射频（“RF”）集成电路的方法，包含：

模型化来自与所述RF集成电路中的一RF无线电接收器相关联的至少一个噪声系数（“NF”）的一有效输入噪声功率信号，作为到所述RF无线电接收器的一输入信号，

其中模型化所述有效输入噪声功率信号包含：

确定一估计的由一热噪声产生器产生的热噪声功率，

确定所述RF无线电接收器的一无线电接收器（“Rx”）路径的一噪声系数值，

确定所述Rx路径的一等效噪声带宽，和

从所述热噪声功率、所述噪声系数值和所述等效噪声带宽得到所述有效输入噪声功率信号值；

测量来自所述RF无线电接收器的一输出噪声功率信号，以形成一所测输出噪声功率信号值；

校准所述RF无线电接收器的增益作为所述有效输入噪声功率信号值和所述所测输出噪声功率信号值的一函数；

测量周围温度来确定一所测温度以用于改进校准精度；

基于所述所测温度修改所述至少一个噪声系数的一值来形成一修改的噪声系数值；和

根据所述修改的噪声系数值调整所述RF无线电接收器的增益。

5.根据权利要求4所述的方法，其中校准所述RF无线电接收器的增益包含：

基于所述所测输出噪声功率信号值和所述有效输入噪声功率信号值计算一计算增益；

确定所述计算增益和一期望增益之间的一增益差；和

将所述RF无线电接收器的所述增益调整等于所述增益差的一个量。