CN1879338B - 码分多址通信系统的多径搜索方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种码分多址通信系统的多径搜索方法首先对接收信号计算功率时延函数，选择其中多个能量较大的峰值，然后对选择的峰值进行门限比较插值，确定多径时延位置及能量，最后根据插值结果确定多径时延。本发明与现有技术相比，可以在保证计算复杂度基本不变的情况下大幅度提高多径搜索精度，搜索精度可以达到1/4码片精度、1/8码片精度，甚至达到1/16码片精度；同时，本发明方法不需要采用迟早门跟踪模块，也就不需要复杂的跟踪算法，大大简化了Rake接收机的实现复杂度以及多径分配管理的复杂度；另外本发明方法适用于各种码分多址通信系统的基站和移动台。

Description

码分多址通信系统的多径搜索方法
技术领域
本发明涉及码分多址(Code-Division Multiple-Access，简称CDMA)通信系统中的信号接收技术，具体地说，涉及信号接收过程中的多径搜索方法，本发明适用于任何采用码分多址技术的通讯系统。
背景技术
码分多址是一种基于扩频技术的多址接入方法，近年来已成为除频分多址FDMA和时分多址TDMA技术之外又一种应用于通信系统的多址方法。与频分多址和时分多址技术相比，CDMA技术具有许多优点，例如频谱利用率高、规划简单等。目前采用CDMA技术的通信系统主要有：窄带CDMA系统即IS-95系统、宽带CDMA系统即WCDMA系统、Cdma2000系统、TD-SCDMA系统以及TD-CDMA系统等。
上述通信系统都采用了多码扩频技术，也称双层扩频码分配技术。这样，从移动用户到基站的反向链路的扩频方式可以分为两步，第一步是采用时延对齐时互相关为零的正交函数(如Walsh函数、OVSF码等)作为信道码，对信号扩频，该步骤可称为加扩，对应接收端(基站)的恢复过程称为解扩；第二步是将每个用户唯一分配的自相关和互相关性能都比较好的伪随机码(如PN序列、M序列、Gold序列等)与信号相乘，该步骤可称为加扰，对应接收端(基站)的恢复过程称为解扰，上述伪随机码称作扰码，在该步骤中用扰码区分不同的移动用户。在扰码序列中的一个数值也叫码片(chip)。同样，在这些系统中，从基站到移动用户的前向链路的扩频方式也分为同样的两步，唯一的区别是在前向链路中，用扰码区分基站或小区，不同的基站或小区的扰码不同。
在一般的移动通信系统中，基站和移动台之间的信号沿接收机和发射机之间的若干路径进行传播。这种多径传播现象主要是由信号在发射机和接收机周围的物体表面的反射引起的。由于传播路径不同，同一信号沿不同路径到达接收机的不同多径成分到达接收机的传播时延也不同，从而造成多径干扰和信号衰落。
CDMA系统中的接收机是一种多分支结构的接收机，每一个分支是一个单独的接收机元件，接收机的功能是解调期望的接收信号分量，合并不同的接收机元件信号，可以改善接收信号的质量。每一个分支与传播时延基本相同的多径同步。这种接收机也叫瑞克(Rake)接收机，能把同一用户不同时延的多径能量按一定规则进行叠加，从而提高接收性能。
本地扩频码与接收信号中扩频码的同步是CDMA系统实现正常通信的前提。如果不能实现码同步，就无法正确解扩，无法正确解出原始信息。码同步越精确，接收机的解调性能就越好。多径搜索就是从接收信号中检测出多径信号的传播时延，根据传播时延调整本地扩频码，使之与接收信号中各多径信息的扩频码保持同步。如果多径搜索不能精确地搜索到多径时延，那么后面的Rake接收机的解调性能就会有损失。
在现有的多径搜索方法中，首先用扰码与接收信号进行滑动相关积分，得到期望用户信号的复数相关函数(Complex Relation Function，简称CRF)，然后取复数相关函数CRF实部和虚部的平方和，得到功率时延函数(Power DelayProfile，简称PDP)，即功率时延函数PDP是扰码与接收信号的相关函数的模值平方。然后从功率时延函数PDP中找出函数值较大(即相关值较大、功率较大)或者函数值大于一定门限的峰值，该峰值的位置就是多径时延的位置。以上是传统的多径搜索方法，在《现代移动通信系统》(人民邮电出版社、祁玉生、邵世祥编著)、《CDMA：Principles of Spread Spectrum Communication》(Addison-WeSley Publishing Company，by Andrew J.Viterbi)、《OptimalDecision Strategies for Acquisition of Spread-Spectrum Signals inFrequency-Selective Fading Channels》(IEEE Transactions oncommunications Vol.46.No.5.，by Roland R.Rick and Laurence B.Milstein.)等文献中都有叙述。
其实多径搜索就相当于对接收信号中各个不同的时延用扰码进行解扰，选择出真正的多径时延，通常需要对数百个时延位置进行解扰，而真正的多径位置只是其中的几个，一般少于10个位置。后续的Rake接收机只需要对选择出的真正的多径位置进行解调即可。
无线通信环境是不断变化的，需要不断地进行多径搜索，及时反映当前信道环境。为了减少多径搜索的时间，还采用并行搜索的方法。因此在接收机中，多径搜索的运算量占很大比重，其实现也比较复杂。如果降低多径搜索的运算量，相应的多径搜索的精度一般也比较低，其相邻时延点通常等于半个码片周期，也就是说精度只有1/2码片，而解调需要的精度往往是1/4码片甚至1/8码片。为了提高精度，通常采用所谓的迟早门跟踪方法，其方法是在Rake接收机的每个分支中，解调多径时延处(称中路)的信号能量的同时，解调比多径时延早半个码片(称早路)和迟半个码片(称迟路或晚路)的信号能量，然后对早中晚三路的信号进行比较，如果晚路的信号能量超过一定的门限，则把早中晚三路的多径时延位置向晚路方向滑动1/8或1/4码片，如果早路的信号能量超过一定门限，则把早中晚三路的多径时延位置向早路方向滑动1/8或1/4码片，如果早晚两路的信号能量相差不多，则认为当前的多径时延位置是比较准确的，不必进行滑动。这个过程称为迟早门跟踪，该方法对搜索结果进行了进一步的精细调整，其实质类似于一个搜索窗较小(只有三个时延位置)的搜索器。采用迟早门跟踪方法，虽然使接收机的解调性能得到较大提高，但同时也使Rake接收机的复杂度增加了一倍左右。另外，为了在多径分配时就分配比较准确的时延位置，多径分配方法通常需要综合多径搜索的结果和迟早门跟踪的结果，从两者中选出合适的多径分配给Rake接收机。迟早门跟踪方法也增加了多径分配管理方法的复杂度。在《CDMA：Principles of Spread SpectrumCommunication》(Addison-WeSley Publishing Company，by Andrew J.Viterbi)中对迟早门跟踪方法有较详细的描述。
综上，在现有技术中，多径搜索方法只能提供精度较差的搜索，为了提高精度，采用了迟早门跟踪方法，但该方法复杂度大。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于提供一种码分多址通信系统的多径搜索方法，以克服迟早门跟踪方法实现复杂的缺点，使多径搜索方法在基本不提高计算复杂度的前提下提高多径搜索结果精度，同时大大简化Rake接收机的复杂度。
本发明所述多径搜索方法，首先对接收信号计算功率时延函数，选择其中多个能量较大的峰值，然后对选择的峰值进行门限比较插值，确定多径时延位置及能量，最后根据插值结果确定多径时延.
所述计算功率时延函数步骤，进一步包括：用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，获得相关函数，计算上述相关函数的模值平方，得到功率时延函数。
所述门限比较插值步骤，进一步包括：计算所选峰值前后时延位置的能量之差与所选峰值能量的比值；将上述比值与门限进行比较，确定比值所处的实数段，然后根据实数段的值，确定该峰值对应的多径时延位置及多径能量；重复上述步骤，完成全部所选峰值的门限比较插值操作。
所述确定多径时延步骤进一步包括：在经过所述门限比较插值步骤获得的多径中，选择其中多个能量较大的多径，对应的时延就是多径时延。
本发明所述多径搜索方法，与现有的多径搜索方法相比，可以在保证计算复杂度基本不变的情况下大幅度提高多径搜索精度，搜索精度可以达到1/4码片精度、1/8码片精度，甚至达到1/16码片精度。同时，本发明方法不需要采用迟早门跟踪模块，也就不需要复杂的跟踪算法，大大简化了Rake接收机的实现复杂度以及多径分配管理的复杂度。本发明方法适用于各种码分多址通信系统的基站和移动台。
附图说明
图1是一种典型的CDMA系统的结构示意图；
图2是采用本发明多径搜索方法的CDMA系统的结构示意图；
图3是本发明多径搜索方法的流程图；
图4是理想的多径峰值形状示意图；
图5是真正峰值位置与搜索峰值位置的偏差与搜索峰值前后采样点能量差与搜索峰值能量的比值的关系示意图；
图6是真正峰值和搜索峰值的能量偏差因子与搜索峰值前后采样点能量差与搜索峰值能量的比值的关系示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的详细描述，根据这些附图，本领域的普通技术人员可以很容易实现本发明。
图1是现有的典型CDMA系统的结构图.信号源101、发射滤波器102、射频调制模块103和天线104组成了发射端的装置，信号在进行射频调制之前，首先经过一个基带的发射滤波器102，也称作脉冲成形滤波器，把扩频后的数字信号转换成适合射频调制的信号，再经过射频调制模块103调制，最后通过天线104将信号发送出去.发射滤波器102的特性一般是固定的，比如对于WCDMA系统的移动台，这个滤波器是滚降系数为0.22的根升余弦滤波器.在接收端，包括天线105、射频通道106、多径搜索模块107、多径管理模块108和Rake接收机.天线105接收到信号后，通过射频通道106进入多径搜索模块107，执行多径搜索过程，射频通道106输出的另一路信号直接进入Rake接收机中.多径搜索模块采用现有的多径搜索方法，如迟早门跟踪方法进行多径搜索，并输出多径时延到多径管理模块108中，再进入Rake接收机.Rake接收机由多个相对独立的接收机元件109组成，在每个接收机元件109中都包含有时延调整模块1091、早路解调模块1092、中路解调模块1093和晚路解调模块1094.时延调整模块1091接收来自多径管理模块108和射频通道106的信号，进行时延调整，并输出给早路解调模块1092、中路解调模块1093和晚路解调模块1094.早中晚三路解调模块解调的结果需要反馈给时延调整模块1091，构成一个反馈环.同时，时延调整模块1091还需要接收多径管理模块108的信息，并把时延调整的信息反馈给多径管理模块108，也构成一个反馈环.而反馈环都会使多径搜索的方法变得复杂.
图2是采用本发明多径搜索方法的CDMA系统的结构图。与图1相同，信号源101、发射滤波器102、射频调制模块103和天线104组成发射端的装置。在接收端，则包括天线105、射频通道106、多径搜索模块207和Rake接收机。天线105接收信号后，通过射频通道106进入多径搜索模块207，多径搜索模块207采用本发明的方法进行多径搜索，并将搜索的多径时延输出到Rake接收机。射频通道106输出的另一路信号直接进入Rake接收机。Rake接收机包括多个相对独立的接收机元件209，其中每个接收机元件只包含中路解调模块2091。与图1相比，Rake接收机元件的结构大大简化，去掉了时延调整模块、早路解调模块和晚路解调模块，而且中路解调模块2091与原来的中路解调模块1093完全相同。采用本发明，在接收端的系统中也不需要复杂的多径管理模块。与图1相比，接收端的系统中没有了反馈环，系统大大简化。
本发明的多径搜索方法，其核心思想是：不改变多径搜索相关积分精度，计算功率时延函数PDP，然后对功率时延函数PDP中能量较大的峰值数据进行基于门限判决的插值，具体的说，就是计算峰值前后采样点的能量之差与峰值能量的比值，然后用这个比值与设定的门限进行比较，计算更精确的多径时延位置和能量。此处和下文中所述的峰值定义为两边能量比当前(中间)能量小的位置。其流程图如图3所示。
本发明是基于门限判决的插值方法，那么有必要对门限进行设置，对门限的设置可以在系统配置阶段完成，如方框301所示.根据系统搜索精度的要求确定门限的个数、门限值及其相应的时延位置偏差和能量偏差.根据搜索精度要求，确定2N个按大小顺序排列的门限Th(n)，其中n＝±1，±2，...，±N，N为自然数，为表述方便，没有定义n＝0，并且序号越小，门限值就越小，即门限的排列顺序为Th(-N)、Th(-N+1)、......、Th(-1)、Th(1)、......、Th(N).例如系统需要从1/2码片的搜索精度插值到1/8码片的精度，则至少需要确定4个门限，此时N＝2；如果系统需要从1/2码片的搜索精度插值到1/4码片的精度，则需要确定2个门限，此时N＝1.2N个门限把实数分成2N+1个实数段，依次定义实数段的段号为：-N，-N+1，...，0，1，...，N.如果当前峰值的门限插值操作中计算的比值R处于门限Th(-1)和Th(1)之间的实数段，即实数段0，则可以认为当前峰值位置就是真正多径时延的位置，当前峰值的能量就是真正多径能量.对于其它实数段，如果实数段号为n，则对应真正多径的位置偏差为DeltaOffset(n)，对应真正峰值能量的能量偏差因子为AlphaEnergy(n)，其中n＝±1，±2，...，±N，对应实数段号.其中时延位置一般以0.5码片为单位.例如在当前峰值的门限插值操作中，计算的比值R处于门限Th(1)和Th(2)之间的实数段，即实数段1，则真正峰值的位置为当前峰值位置加上DeltaOffset(1)，真正峰值的能量为当前峰值的能量乘以AlphaEnergy(1).然后根据理想峰值形状确定位置偏差DeltaOffset(n)和能量偏差因子AlphaEnergy(n)的值，定义能量偏差因子AlphaEnergy为真正峰值能量与搜索峰值能量之比.例如上述4个门限的实施例，对应的位置偏差为DeltaOffset(-2)＝-0.25码片，DeltaOffset(-1)＝-0.125码片，DeltaOffset(1)＝+0.125码片，DeltaOffset(2)＝+0.25码片.而对于有2个门限的情况，对应的位置偏差为DeltaOffset(-1)＝-0.25码片，DeltaOffset(1)＝+0.25码片.
在系统运行阶段执行具体的基于门限插值的多径搜索方法，首先计算功率时延函数PDP(方框302)。这是多径搜索的基本步骤，在现有技术中有很多方法计算功率时延函数，但采用的积分长度可能会有所差别。不同的积分长度对本发明方法的影响甚小。在本发明中，首先用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，获得相关函数，然后计算相关函数的模值平方即实部和虚部的平方和，得到不同时延的功率值。
然后进行门限插值操作(方框303)。首先根据功率时延函数PDP的值，选择多个能量较大的峰值，一般是根据系统自行制定或计算的能量门限，选择最多Mpath条超过该能量门限的多径，Mpath的值可以由各系统自行制定或计算，典型地，Mpath的取值范围是4～16。然后计算所选峰值的前后时延位置能量之差与该峰值能量的比值R，假设所选峰值的能量为PDP(k)，其中k为时延位置，则比值R＝[PDP(k-1)-PDP(k+1)]/PDP(k)。将比值R与设定的门限进行比较，确定比值R所处的实数段，然后根据实数段的值，确定真正多径时延位置及对应的多径能量。如果比值R所处的实数段为p，则真正多径的时延位置为所选峰值加上比值R所处实数段的位置偏移DeltaOffset(p)，其多径能量为PDP(k)×AlphaEnergy(p)。将所选的所有峰值都按照上述步骤进行门限比较插值，得到相应的真正多径时延位置及多径能量。
最后确定多径时延(方框304)。经过上述门限插值操作后，得到了多个真正多径时延位置及多径能量，在上述多径中按能量从大到小选择M个多径，M的具体取值可有各系统自行决定，典型地，M的取值可是1～8中的任一值，这些能量值对应的时延位置tm，其中m＝1，2，...，M，就是多径时延。
通过上述步骤即完成了整个多径搜索的过程，获得多径时延。
图4是理想的多径峰值的形状示意图。这个理想峰值是以256码片作为相干积分长度、采用1/8码片采样精度得到的，其中多径的真正峰值位置是15，多径的真正能量为4600左右。如果采用其它积分长度，得到的峰值形状会有所差别。在本实施例中，以256码片相干积分长度为例进行说明。
图5是真正峰值位置与搜索峰值位置的偏差与搜索峰值前后采样点能量差与搜索峰值能量的比值的关系。以256积分长度为例，假设多径搜索的精度为1/2码片，则采样点位置是在图4曲线中每相邻4个点中选取一个点。这样，真正峰值的位置15有可能无法选取，从而，搜索峰值的位置可能偏离真正峰值位置。位置偏差值与搜索峰值有如下特性：位置偏差绝对值越大，搜索峰值前后两个采样点的能量差与峰值能量的比值R的绝对值就越大，而比值的符号对应偏离的方向。具体的关系如图5曲线所示，例如当位置偏差值为0时，比值R为0；位置偏差值为1/8码片时，比值为0.43；位置偏差值为-1/8码片时，比值为-0.43；位置偏差值为1/4码片时，比值为0.94。
假设系统要求搜索精度需要从1/2码片提高1/8码片，则根据图5的曲线可定义4个门限，分别为-0.68、-0.21、0.21和0.68，对应的4个时延位置偏差DeltaOffset为-0.25、-0.125、0.125和0.25。
图6给出了真正峰值和搜索峰值的能量偏差因子与搜索峰值前后采样点能量差与搜索峰值能量的比值的关系.以256积分长度为例，假设多径搜索的精度为1/2码片，则采样点位置是在图4曲线中每相邻4个点中选取一个点.这样真正峰值的位置15有可能无法取到，从而搜索峰值的能量可能低于真正峰值的能量.能量偏差大小和搜索峰值之间有如下特性：能量偏差的绝对值越大，搜索峰值前后两个采样点的能量差与峰值能量的比值R的绝对值就越大.具体的关系如图6中曲线所示，例如当位置偏差值为0时，能量差异为0，比值R为0；当位置偏差值为1/8码片时，真正峰值能量是搜索峰值能量的1.06倍，比值R为0.43；当位置偏差值为1/4码片时，真正峰值能量是搜索峰值能量的1.28倍，比值R为0.94.
假设系统要求搜索精度从1/2码片提高到1/8码片，则根据图5的曲线可义4个门限，分别为-0.68、-0.21、0.21和0.68，分别对应的4个时延位置偏差DeltaOffset为-0.25、-0.125、0.125和0.25，真正能量与搜索能量的比值AlphaEnergy为1.28、1.06、1.06和1.28。
从以上分析可知：在本实施例中，能量偏差因子AlphaEnergy只需要保留两个数据就可以了，而时延位置偏差DeltaOffset和门限Th的4个数值中，如果不考虑符号，也只是两个不同大小的数据，这为具体的实现带来了方便。
综上，应用本发明多径搜索方法的CDMA接收系统，与现有的CDMA接收系统相比，可以在保证性能不降低的情况下大幅度降低接收系统的复杂度，而且实现简单，效果明显，适用于各种码分多址通信系统。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1.一种码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，包括：首先对接收信号计算功率时延函数，选择其中多个能量较大的峰值，然后对选择的峰值进行门限比较插值，确定多径时延位置及能量，最后根据插值结果确定多径时延；所述对所选峰值进行门限比较插值进一步包括：计算所选峰值前后时延位置的能量之差与所选峰值能量的比值；将上述比值与门限进行比较，确定比值所处的实数段，然后根据实数段的值，确定所选峰值相应的真正多径时延位置及多径能量；重复上述步骤，完成全部所选峰值的门限比较插值操作；其中，所述门限的设置进一步包括：根据系统搜索精度的要求确定2N个按大小顺序排列的门限Th(n)，其中n＝±1，±2，…，±N，N为自然数，且序号越小，门限值就越小；2N个门限把实数分成2N+1个实数段，依次定义实数段的段号为：-N，-N+1，…，0，1，…，N；确定位置在实数段0的峰值为真正多径时延位置，其它实数段n，则对应真正多径的位置偏差为DeltaOffset(n)，对应真正峰值能量的能量偏差因子为AlphaEnergy(n)；根据理想峰值形状确定位置偏差和能量偏差因子的值。。
2.根据权利要求1所述的码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，所述计算功率时延函数步骤进一步包括：用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，获得相关函数，计算上述相关函数的模值平方，得到功率时延函数。
3.根据权利要求1所述的码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，所述选择多个能量较大的峰值是根据系统自行制定或计算的能量门限，选择最多Mpath条超过该能量门限的多径，Mpath的值可由系统自行制定或计算。
4.根据权利要求3所述的码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，所述Mpa t h的取值范围是4～16。
5.根据权利要求1所述的码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，所述峰值相应的真正多径时延位置为该峰值加上其比值所处实数段的位置偏差，多径能量为该峰值的能量与比值所处实数段的能量偏差因子的乘积。
6.根据权利要求1所述的码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，所述根据插值结果确定多径时延的步骤进一步包括：在经过所述门限比较插值步骤获得的真正多径中，按能量从大到小选择M个多径，M个多径对应的时延就是多径时延；M的取值由系统自行决定。
7.根据权利要求6所述的码分多址通信系统的多径搜索方法，其特征在于，所述M的取值是整数1～7中的任一值。
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Assignee: SANECHIPS TECHNOLOGY Co.,Ltd.

Assignor: ZTE Corp.

Contract record no.: 2015440020319

Denomination of invention: Multipath searching method for code division multiple access communication system

Granted publication date: 20100512

License type: Common License

Record date: 20151123

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