CN1254034C - 码分多址系统多径搜索插值方法 - Google Patents

Abstract

本发明的一种码分多址系统多径搜索插值方法，其包括以下步骤：计算复数相关函数CRF(k)：用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，得到不同时延时的复数相关值；对得到的复数相关函数CRF(k)进行频域插值，得到复数相关函数CRFri；计算功率时延函数PDPri：对得到的复数相关函数CRFri求虚部实部的平方和，即得到峰值相关函数PDPri；确定多径时延：在得到的峰值相关函数PDPri中找出M个较大的函数值，这些值对应的时延位置t_m，m＝1，2，…，M，就是多径时延。本发明方法通过对复数相关函数进行基于FFT的插值，在计算量增加很少的情况下大幅度提高多径搜索精度，避免采用复杂的迟早门跟踪算法，大大简化了Rake接收机的实现复杂度。

Description

码分多址系统多径搜索插值方法

技术领域

本发明涉及移动通讯系统，尤其涉及码分多址(CDMA：Code-Division Multiple-Access)通讯系统的多径搜索插值方法。

背景技术

码分多址(CDMA)是一种多址接入方法，它基于扩频技术并且已成为除现有频分多址(FDMA，Frequency-Divisoin Multiple-Access)和时分多址(TDMA，Time-Division Multiple-Access)方法之外应用于通讯系统的又一种多址方法。与现有方法相比，CDMA具有许多优点，例如频谱利用率高、规划简单等。现在采用CDMA方法的系统主要有：窄带CDMA(IS-95，Interim Standard 95)系统，宽带CDMA(WCDMA，Wideband CDMA)系统、CDMA2000系统、TD-SCDMA(TimeDivision Synchronous Code Division Multiple Access)系统、TD-CDMA(Time Division-Code Division Multiple Access)系统等。这些系统中采用了多码扩频技术(或称双层扩频码分配技术)，在这些CDMA系统中，从移动用户到基站的反向链路的扩频方式可以分为两步，第一步是用时延对齐时互相关为零的正交函数(Walsh函数，OVSF码)作为信道码扩频，称作加扩，对应接收端的恢复过程称作解扩；第二步使用每个用户唯一分配的自相关和互相关性能都比较好的伪随机码(PN序列、M序列、Gold序列)与信号相乘，称作加扰，对应接收端的恢复过程称作解扰。上述的伪随机码称作扰码，用扰码来区分不同的移动用户。扰码序列中一个数值也叫码片(chip)。同样，这些系统中从基站到移动用户的前向链路的扩频方式也分同样的两步，唯一的区别是前向链路中的扰码用来区分基站或小区，不同的基站或小区的扰码不同。

在一般的移动通信环境中，基站和移动台之间的信号沿接收机和发射机之间的若干路径进行传播，这种多径传播现象主要是由信号在发射机和接收机周围的物体表面的反射引起的。由于不同的传播路径的不同，沿不同路径到达接收机的同一信号的不同多径成分到达接收机的传播时延也不同，从而造成多径干扰和信号衰落。在CDMA系统中使用的接收机是一种多分支结构的接收机，其中每一分支与传播时延基本相同的多径同步，每一分支是一个单独的接收机元件，其功能是解调期望接收信号分量，合并不同接收机元件信号，可以改善接收信号质量。这种接收机也叫瑞克(Rake)接收机，能把同一用户不同时延的多径能量按一定规则叠加在一起，从而提高接收性能。

本地扩频码与接收信号中扩频码的同步是CDMA系统中正常通信的前提。如果不能得到码同步，就无法正确解扩，无法正确解出原始信息。码同步越精确，解调性能就越好。多径搜索就是从接收信号中检测多径信号传播时延，以调整本地扩频码使之与接收信号中各多径信息的扩频码保持同步。如果多径搜索不能精确地搜索到多径时延，后面的Rake接收机解调性能就会有损失。

现有的多径搜索算法中，用扰码与接收信号进行滑动相关积分，得到期望用户信号的复数相关函数CRF(Complex RelationFunction)，然后取复数相关函数时步和虚部的平方和，得到功率时延函数(PDP：Power Delay Profile)，功率时延函数其实就是扰码与接收信号的相关函数的模值平方。然后，从功率时延函数中找出函数值较大(即相关值较大、功率较大)或者大于一定门限的峰值位置就认为是多径时延的位置，这是目前使用的多径搜索方法。在《现代移动通讯系统》(人民邮电出版社、祁玉生、邵世祥编著)、《CDMA：Principles of Spread Spectrum Commucication》(Addison-WeSleyPublishing Company，by Andrew J.Viterbi)、《Optimal DecisionStrategies for Acquisition of Spread-Spectrum Signals inFrequency-Selective Fading Channels》(IEEE Transactions oncommucications Vol.46.No.5.，by Roland R.Rick and LaurenceB.Milstein.)等科技文献中对此都有叙述。

多径搜索相当于对各个不同的时延用扰码进行解扰，通常要对数百个时延位置进行解扰，而真正的多径位置只有其中几个(一般少于10个)位置，后续的Rake接收机只需要对少数几个位置进行解调即可。另外，无线通信环境在不断变化，要不断的进行多径搜索，及时反映当前信道环境，为了减少多径搜索时间，甚至采用并行搜索的方法。所以，在接收机中，多径搜索的运算量占比重很大，实现也比较复杂。为了降低多径搜索的运算量，多径搜索的精度一般比较粗糙，其相邻时延点通常等于半个码片周期，也就是说其精度只有1/2码片。而解调需要的精度往往需要1/4甚至1/8码片。为了提高精度，一种常规的做法是采用迟早门跟踪方法，该方法在《CDMA：Principlesof Spread Spectrum Commucication》(Addison-WeSley PublishingCompany，by Andrew J.Viterbi)中有较详细的描述。在该方法中，在每个Rake接收机分支中，解调多径时延处(称中路)信号能量(这是接受机必须完成的)的同时，解调比多径时延早半个码片(称早路)和迟半个码片(称迟路或晚路)的信号能量，然后对早中晚三路的信号进行比较，如果晚路的信号能量大到一定程度，就把早中晚三路的位置往晚路方向滑动1/8或1/4码片；如果早路的信号能量大到一定程度，就把早中晚三路的位置往早路方向滑动1/8或1/4码片；如果早晚两路能量相差不多，就认为当前的位置是比较准确的，不必进行滑动。这个过程叫迟早门跟踪，对搜索结果进行了进一步精细调整，其实质类似于一个搜索窗较小(只有三个时延位置)的搜索器。采用迟早门跟踪，可以使解调性能得到较大性能的提高，但同时也使Rake接收机复杂度大大增加。另外，为了在多径分配时就分配比较准确的时延位置，多径分配算法通常需要综合多径搜索结果和迟早门跟踪结果，从两者中选出合适的多径分配给Rake接收机，这也增加了多径分配管理算法的复杂度。

发明内容

本发明的目的是现有技术因为采用迟早门跟踪算法而导致的运算量大、实现复杂的缺点，以期提出一种在基本不提高计算复杂度的前提下提高多径搜索结果精度、简化Rake接收机复杂度的码分多址系统多径搜索插值方法。

本发明的核心算法是：不改变多径搜索相关积分精度，以保证多径搜索算法的计算复杂度基本不变。在计算出复数相关函数CRF后，对复数相关函数CRF中能量较大的一部分数据进行基于傅立叶变换(FT：Fourier Transform)的插值，即对这一部分数据进行FT变换得到的其频域函数fCRF，再对fCRF进行补零插值，插到原来精度的r倍(r为正整数，典型取值为2或4)，得到fCRFr后对fCRFr进行傅立叶反变换，即得到r倍精度的相关函数CRFr。然后对插值后的复数相关函数的实部和虚部求平方和，得到功率时延函数PDPr。最后从功率时延函数中找出较大的值对应的时延位置就是多径时延位置。

为实现上述目的，本发明提出了一种码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，包括以下步骤：

  第一步，计算复数相关函数CRF(k)：用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，得到不同时延时的复数相关值；

第二步，对第一步得到的复数相关函数CRF(k)进行频域插值：这一步又可以分为以下各小步：

(2.1)选择插值区域：从CRF(k)中选择一段或多段模值较大的函数段CRF_i(n)作为插值区域，其中下标i＝1，2，...，I；

(2.2)对第1小步得到的插值区域进行FT变换：FT变换的具体实现方式可以采用快速傅立叶变换(FFT：Fast FourierTransform)，或者直接进行离散傅立叶变换。傅立叶变换的公式为：

$\mathrm{fCR}{F}_i\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ni}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{CR}{F}_i\left(n\right)W_{\mathrm{Ni}}^{\mathrm{nm}},m=\mathrm{0,1}...\mathrm{Ni}-1$

其中 $W_{\mathrm{Ni}}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{Ni}}),$ Ni为第i段插值区域段CRF_i的长度；

(2.3)进行频域补零插值：假设精度要提高r倍，对第2小步得到的频域函数fCRFi进行补零插值得到fCRFri(p)，p＝0，1，...，Ni*r-1；具体插值方法为：

halfNi＝floor(Ni/2)，其中floor为下取整函数；

如果Ni是偶数，则：

如果Ni是奇数，则：

(2.4)进行FT反变换：对第3小步得到的fCRFri(p)进行傅立叶反变换，得到插值后的复数相关函数CRFri(m)具体实现方式可以采用快速傅立叶反变换(IFFT：Inverse Fast FourierTransform)，或者直接进行离散傅立叶反变换。傅立叶反变换的公式为：

$\mathrm{CRFri}\left(m\right)=\frac{1}{\mathrm{Ni}*r}\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ni}*r-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{fCRFri}\left(n\right)W_{\mathrm{Ni}*r}^{-\mathrm{nm}},m=\mathrm{0,1},...\mathrm{Ni}*r-1$

其中 $W_{\mathrm{Ni}*r}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{Ni}*r})$

上式中，系数1/(Ni*r)不影响CRFri的相对大小，也可以

取其它值；如果要保持和CRF函数大小一致，考虑到插值的

影响，可以用1/Ni代替1/(Ni*r)。

第三步，计算功率时延函数PDPri：对第二步得到的复数相关函数CRFri求虚部实部的平方和，即得到PDPri；

第四步，确定多径时延：在第三步得到的峰值相关函数中找出M个较大的函数值，这些值对应的时延位置t_m，m＝1，2，...，M，就是多径时延。

本发明所述的多径搜索频域插值方法通过对复数相关函数进行基于FFT的插值，与现有的多径搜索相比，可以在计算量增加很少的情况下大幅度提高多径搜索精度，避免采用复杂的迟早门跟踪算法，大大简化了Rake接收机的实现复杂度。而且多径分配管理算法也只需处理搜索结果，不需要处理跟踪解调的结果，实现起来非常简单。多径搜索精度可以达到1/4，1/8码片精度，甚至可以达到1/16码片精度。

附图说明

图1是普遍采用的典型码分多址接收系统结构图。

图2是采用本发明所述方法的码分多址接收系统结构图。

图3是本发明所述码分多址系统多径搜索插值方法流程图。

图4是本发明所述码分多址系统多径搜索插值方法效果示意图。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。

图1是一种典型的CDMA接收系统结构图。信号源101、发射滤波模块102、射频调制模块103、天线104组成了发射台。这里需要注意的是在射频调制之前，信号经过一个基带的发射滤波器102，也可以叫做脉冲成形滤波器(Pulse Shaping Filter)。这个滤波器的作用是把扩频之后的数字信号转换成适合射频调制的信号。这个滤波器的特性一般是固定的，比如对于WCDMA系统的移动台，标准中规定这个滤波器为滚降系数(roll-off factor)为0.22的根升余弦滤波器(RRC：root-raised cosine filter)。在接收端，由天线105、射频通道106、多径搜索模块107、多径管理模块108和Rake接收机组成。Rake接收机又由多个相对独立的接收机元件109、110、111等组成。每个rake接收机元件又包含时延调整模块109.1、早路解调模块109.2、中路解调模块109.3、晚路解调模块109.4组成。从图中可以看出，早中晚三路解调的结果需要反馈给时延调整模块109.1，这里构成一个反馈环。时延调整模块109.1还需要多径管理模块108的信息，并且把时延调整的信息反馈给多径管理模块108，这里也构成一个反馈环。这些反馈环都使算法设计变得复杂。

图2是采用插值方法的CDMA接收系统结构图。与图1一样，信号源201、发射滤波模块202、射频调制模块203、天线204组成了发射台。在接收端，由天线205、射频通道206、多径搜索模块207和Rake接收机组成。Rake接收机又由多个相对独立的接收机元件209、210、211等组成。与图1明显不同的是：每个rake接收机元件只包含中路解调模块209.1，不需要时延调整、早路解调、晚路解调等模块。此图中的中路解调模块209.1和图1中的中路解调模块109.3完全相同。采用插值方法的接收系统中也不需要复杂的多径管理模块109.1，但需要在多径搜索模块207中进行一下插值算法。由图1和图2对比可知，采用插值方法的系统简洁得多。

图3是频域插值方法的流程图。方框301对应于方法的第一步，计算复数相关函数CRF(k)：用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，得到不同时延时的复数相关值。方框302对应方法的第二步，对第一步得到的复数相关函数进行频域插值。这一步又分4小步。方框302.1、302.2、302.3和302.4分别对应于方法中的4小步。先选择插值区域，再对插值区域进行傅立叶变换得到频域函数fCRF，然后对fCRF进行补零插值得到fCRFr，最后对fCRFr进行傅立叶反变换即得到插值后得复数相关函数CRFr。方框303对应于方法的第三步，计算功率时延函数PDPri：对第二步得到的CRFri求虚部实部的平方和，即得到功率时延函PDPri数。方框304对应于方法的第四步，从功率时延函数中找出多径位置：在第三步得到的峰值相关函数中找出M个较大的函数值这些值对应的时延位置t_m，m＝1，2，...，M，就是多径时延。

下面对第二步所述的四个小步骤进行进一步的说明：

首先选择插值区域：从CRF(k)中选择一段或多段(比如I段)模值较大(相当于能量较大)的函数段CRF_i(n)作为插值区域，其中下标i＝1，2，...，I；模值较大的地方是真实多径出现可能性较大的地方。模值较小的函数段一般不大可能有真实多径。这一步主要是为了减少计算量，避免一些不必要的插值运算。如果系统设计中有较充分的运算能力，这一步也可以省略，直接用整段CRF(k)作为插值区域。

然后对得到的插值区域进行FT变换。FT变换的具体实现方式可以采用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)，或者直接进行离散傅立叶变换。这都是一般技术人员都可以轻易实现的算法。

傅立叶变换的公式为：

$\mathrm{fCR}{F}_i\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ni}-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{CR}{F}_i\left(n\right)W_{\mathrm{Ni}}^{\mathrm{nm}},m=\mathrm{0,1}...\mathrm{Ni}-1$

其中 $W_{\mathrm{Ni}}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{Ni}}),$ Ni为第i段插值区域段CRF_i的长度。

再然后进行频域补零插值。假设精度要提高r倍，对前一小步得到的频域函数fCRFi  进行补零插值得到fCRFri(p)，p＝0，1，...，Ni*r-1。具体插值方法为：

halfNi＝floor(Ni/2)，其中floor为下取整函数；

如果Ni是偶数，则：

如果Ni是奇数，则：

最后进行FT反变换。对前一小步得到的fCRFri(p)进行傅立叶反变换，得到插值后的复数相关函数CRFri(m)具体实现方式可以采用快速傅立叶反变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)，或者直接进行离散傅立叶反变换。这都是一般技术人员都可以轻易实

现的算法。傅立叶反变换的公式为：

$\mathrm{CRFri}\left(m\right)=\frac{1}{\mathrm{Ni}*r}\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ni}*r-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{fCRFri}\left(n\right)W_{\mathrm{Ni}*r}^{-\mathrm{nm}},m=\mathrm{0,1},...\mathrm{Ni}*r-1$

其中 $W_{\mathrm{Ni}*r}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{Ni}*r}).$

上式中，系数1/(Ni*r)不影响CRFri的相对大小，也可以取其它值。如果要保持和CRF函数大小一致，考虑到插值的影响，可以用1/Ni代替1/(Ni*r)。

图4是频域插值效果示意图。横坐标为多径时延，以1/8码片为单位，真实径的位置为2050，纵坐标为功率值，图中的曲线就是功率时延函数。本图示意从不同时延偏移的2倍采样精度(采样速率为码片速率的2倍，即1/2码片精度)的PDP1、PDP2、PDP3和PDP4，分别插值到8倍采样精度的PDP18、PDP28、PDP38和PDP48。同时图中还画了如果采用8倍采样的搜索得到的真实的8倍精度功率时延函数PDP8。比如PDP4的数据在时延位置2040、2044、2048、2052、2056等处有值，如图中方框点所示，如果不采取插值，则判断多径时延位置为能量较大处的位置2048或2052，与真实多径位置2050相差1/4码片，这个误差严重影响了通讯系统的性能，为了达到性能，要么通过迟早门跟踪来进一步估计时延位置，要么就通过本发明所述的插值方法进行插值。如果采用2033到2064之间的8个PDP4数据进行频域插值，插值到8倍采样精度，得到的曲线如PDP48所示。PDP48以及PDP18、PDP28、PDP38都和真实8倍采样的PDP8几乎完全重合。从插值结果中，很容易找到真实多径位置2050，可见这种插值方法能以2倍采样的搜索结果转化为8倍采样的搜索结果，而两倍采样搜索的计算量只有8倍采样搜索计算量的1/4。

综上，采用本发明多径搜索频域插值方法的CDMA接收系统，与现有的CDMA接收系统相比，可以保证性能不降低的情况下大幅度降低接收系统复杂度。本发明方法实现简单，效果明显，在各种码分多址通讯系统中有很高的实用价值。

Claims (7)

1、一种码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，计算复数相关函数CRF(k)：用本地扰码和接收信号进行匹配相关运算，得到不同时延时的复数相关值；

第二步，对第一步得到的复数相关函数CRF(k)进行频域插值，得到复数相关函数CRFri；

第三步，计算功率时延函数PDPri：对第二步得到的复数相关函数CRFri求虚部实部的平方和，即得到峰值相关函数PDPri；

第四步，确定多径时延：在第三步得到的峰值相关函数PDPri中找出M个较大的函数值，这些值对应的时延位置t_m，m＝1，2，...，M，就是多径时延。

所述第二步进一步包括以下步骤：

(2.1)选择插值区域：从CRF(k)中选择一段或多段模值较大的函数段CRF_i(n)作为插值区域，其中下标i＝1，2，...，I；

(2.2)对第1小步得到的插值区域进行傅立叶变换；

(2.3)进行频域补零插值；

(2.4)进行FT反变换：对第3小步得到的复数相关函数fCRFri(p)进行傅立叶反变换。

2、根据权利要求1所述的码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，在步骤(2.2)中所述的傅立叶变换具体实现方式可以采用快速傅立叶变换，或者直接进行离散傅立叶变换。

3、根据权利要求1所述的码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，在步骤(2.2)中所述的傅立叶变换的公式为：

${\mathrm{fCRF}}_i\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ni}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{CRF}}_i\left(n\right)W_{\mathrm{Ni}}^{\mathrm{nm}},$ m＝0，1，...Ni-1

其中 $W_{\mathrm{Ni}}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{Ni}}),$ Ni为第i段插值区域段CRF_i的长度。

4、根据权利要求1所述的码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，在步骤(2.3)中进行频域补零插值的方法为：假设精度要提高r倍，对第2小步得到的频域函数fCRFi进行补零插值得到fCRFri(p)，p＝0，1，...，Ni*r-1；则：

halfNi＝floor(Ni/2)，其中floor为下取整函数；

如果Ni是偶数，则：

如果Ni是奇数，则：

5、根据权利要求1所述的码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，在步骤(2.4)中所述傅立叶反变换具体实现方式可以采用快速傅立叶反变换，或者直接进行离散傅立叶反变换。

6、根据权利要求1所述的码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，在步骤(2.4)中所述傅立叶反变换的公式为：

$\mathrm{CRFri}\left(m\right)=\frac{1}{\mathrm{Ni}*r}\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ni}*r-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{fCRFri}\left(n\right)W_{\mathrm{Ni}*r}^{-\mathrm{nm}},$ m＝0，1，...Ni*r-1

其中 $W_{\mathrm{Ni}*r}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{Ni}*r})$

上式中，系数1/(Ni*r)不影响CRFri的相对大小，也可以取其它值。

7、根据权利要求6所述的码分多址系统多径搜索插值方法，其特征在于，所述的1/(Ni*r)可以用1/Ni代替。

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